Ứng dụng wavelet thay thế bộ ifft

Truyền dẫn đa đường dẫn đến sự trải rộng spreading của tín hiệu trong miền thời gian, tần số… Do đó anten thu sẽ có sự tập hợp giữa các sóng khác nhau với các thời gian trễ khác nhau, độ

Đại học Quốc gia thành phố Hồ Chí Minh

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA -

LÊ NGUYÊN KHANH

Đề tài :

ỨNG DỤNG WAVELET THAY THẾ BỘ IFFT/FFT TRONG HỆ THỐNG OFDM-STBC

Chuyên ngành : Kỹ thuật Điện tử

LUẬN VĂN THẠC SĨ

TP HỒ CHÍ MINH, THÁNG 07-2009

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP HỒ CHÍ MINH

Cán bộ hướng dẫn khoa học : Tiến sĩ Phạm Hồng Liên

(Ghi rõ họ tên, học hàm, hoc vị và chữ ký) Cán bộ chấm nhận xét 1: ………

(Ghi rõ họ tên, học hàm, hoc vị và chữ ký) Cán bộ chấm nhận xét 2 : ………

(Ghi rõ họ tên, học hàm, hoc vị và chữ ký)

Luận văn thạc sĩ được bảo vệ tại HỘI ĐỒNG CHẤM BẢO VỆ LUẬN VĂN THẠC SĨ TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA ngày tháng năm 2009

Tp HCM, ngày tháng năm 2009

NHIỆM VỤ LUẬN VĂN THẠC SĨ

Họ tên học viên: LÊ NGUYÊN KHANH Phái: Nam

Ngày, tháng, năm sinh: 15/11/1982 Nơi sinh: Khánh Hòa

Chuyên ngành: Kỹ thuật điện tử MSHV:01406314

I- TÊN ĐỀ TÀI:

ỨNG DỤNG WAVELET THAY THẾ BỘ IFFT/FFT

TRONG HỆ THỐNG OFDM – STBC II- NHIỆM VỤ VÀ NỘI DUNG:

1 Nghiên cứu cấu trúc hệ thống OFDM và OFDM - STBC

2 Thay thế bộ IFFT/FFT trong cấu trúc OFDM truyền thống bằng Wavelet

3 Viết chương trình mô phỏng và đánh giá hệ thống

III- NGÀY GIAO NHIỆM VỤ (Ngày bắt đầu thực hiện LV ghi trong Quyết

định giao đề tài): ngày 02 tháng 02 năm 2009

IV- NGÀY HOÀN THÀNH NHIỆM VỤ: ngày 03 tháng 07 năm 2009

V- CÁN BỘ HƯỚNG DẪN (Ghi rõ học hàm, học vị, họ, tên):

LỜI CẢM ƠN

Tôi xin chân thành cảm ơn các thầy cô giáo khoa Điện – Điện

tử, đặc biệt là TS Phạm Hồng Liên đã truyền đạt các kiến thức quí báu và hướng dẫn tận tình trong suốt quá trình hoàn tất Luận văn này Đồng thời, tôi cũng gửi lời cảm ơn các bạn đồng khóa đã giúp đỡ tôi trong thời gian qua Kết quả học tập trong thời gian Cao học này giành tặng cho bố mẹ và những người kỳ vọng vào tôi Mặc dù có nhiều cố gắng để hoàn thành Luận văn, nhưng chắc chắn không thể tránh sai sót, tôi rất mong tiếp tục nhận được sự hướng dẫn và chỉ bảo của quý thầy cô

Tp HCM , 07/2009

Lê Nguyên Khanh

Một vấn đề thường gặp trong hệ thống thông tin di động ngày nay là trải trễ và nhiễu đa đường Đã có nhiều nghiên cứu về vấn đề này trên kênh truyền một anten nhưng không thật sự đem lại hiệu quả Sự phát triển của công nghệ Wimax, đặc biệt là OFDM và STBC đã mở ra 1 hướng đi mới trong những nghiên cứu về vấn

đề trên Phương pháp mã hóa STBC thật sự hiệu quả trong kênh truyền fading phẳng, nhưng lại không có hiệu quả trong kênh truyền chọn lọc tần số Phương pháp OFDM chuyển đổi một luồng bit nối tiếp tốc độ cao thành nhiều chuỗi bit song song có tốc độ thấp hơn Do đó, phương pháp OFDM có thể coi như có tác dụng biến đổi kênh truyền fading chọn lọc tần số thành nhiều kênh truyền fading phẳng Kết hợp OFDM và STBC không những hiệu quả trong việc giải quyết nhiễu đa đường mà còn tận dụng ngay chính hiện tượng đa đường để nâng cao hiệu suất truyền

Tuy nhiên, OFDM sử dụng bộ biến đổi Fourier truyền thống lại có những khuyết điểm sau :

• Tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình lớn lớn có thể gây méo ở các

bộ khuếch đại phía phát và phía thu

• Hiệu suất đường truyền giảm vì sử dụng chuỗi bảo vệ

• Do yêu cầu về điều kiện trực giao của các sóng mang phụ mà hệ thống OFDM rất nhạy với offset tần số, Doppler và nhiễu pha

Vì vậy, chúng ta phải tìm cách cải tiến bộ IFFT/FFT truyền thống để nâng cao chất lượng của hệ thống OFDM Biến đổi Wavelet có những điểm tương đồng và những ưu điểm hơn so với phương pháp biến đổi Fourier truyền thống nên sẽ hứa hẹn là 1 triển vọng giải quyết tốt vấn đề này Phần luận văn sẽ đi vào tìm hiểu cũng như thay thế Wavelet cho bộ biến đổi IFFT/FFT của hệ thống OFDM

Keywords : STBC, OFDM, Wavelet

Phần luận văn này gồm có 2 phần :

• Phần 1 là cơ sở lý thuyết, trình bày các lý thuyết liên quan đến đề tài, gồm

4 chương :

¾ Chương 1: trình bày các đặc trưng của kênh truyền vô tuyến, cũng như

các mô hình kênh truyền vô tuyến Việc nghiên cứu chương này sẽ giúp cho ta hiểu rõ bản chất của truyền tín hiệu và giúp ích ta trong việc mô phỏng hệ thống sau này

¾ Chương 2 : trình bày về phân tập, hệ thống MIMO và mã STBC, những

ưu điểm cũng như khuyết điểm của loại mã này

¾ Chương 3 : trình bày về kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao

OFDM Kỹ thuật này thực chất là mở rộng của kỹ thuật MCM trong đó các sóng mang phụ là trực giao với nhau Chính điều này làm tăng hiệu quả sử dụng băng thông và bền vững với fading chọn lọc tần số Trong chương này ta nghiên cứu kỹ thuật điều chế và giải điều chế OFDM

¾ Chương 4 : trình bày cơ sở lý thuyết về Wavelet, những đặc điểm tương

đồng, những ưu thế cũng như biểu thức toán học cho phép thay thế IFFT/FFT thành IDWT/DWT tương ứng

• Phần 2 là kết quả mô phỏng và đánh giá, gồm 2 chương

¾ Chương 5 : Mô phỏng

9 Giới thiệu chương trình mô phỏng viết bằng matlab

9 Mô phỏng và đánh giá dung lượng kênh truyền MIMO

9 Mô phỏng, so sánh và đánh giá phương pháp phân tập thu MRC và

mã STBC

9 Giới thiệu hệ thống MIMO theo tiêu chuẩn DVB-T 2K

9 Mô phỏng, đánh giá hệ thống OFDM và WOFDM

9 Mô phỏng, đánh gia hệ thống OFDM – STBC và WOFDM – STBC

¾ Chương 6 : Kết luận và hướng mở rộng luận văn

Phần 1 Cơ sở lý thuyết

Chương 1 Kênh truyền vô tuyến ……… 1

1.1 Kênh truyền vô tuyến ……… 1

1.1.1 Suy hao đường truyền ……… …… 1

1.1.2 Hiện tượng multipath ……… 1

1.1.3 Hiệu ứng Doppler ……… 3

1.1.4 Fading ……….…… 3

1.2 Mô hình kênh truyền vô tuyến ……… 4

Chương 2 Hệ thống MIMO và mã khối không gian – thời gian STBC …… 6

2.1 Sự phân tập ……… 6

2.1.1 Kỹ thuật phân tập ……… 6

2.1.2 Hệ thống MIMO ……….…… 9

2.1.3 So sánh phân tập anten phát và anten thu ……….…… 15

2.1.4 Các phương pháp kết hợp phân tập anten thu ……… 15

2.2 Mã khối không gian – thời gian ……… 18

2.2.1 Giới thiệu ……… 18

2.2.2 Một số tiêu chuẩn về mã khối không gian – thời gian ……… 19

2.2.3 Mã hóa ……… 20

2.2.3.1 Mã hóa Alamouri ……… 20

2.2.3.2 Mã hóa Orthogonal STBC bậc cao ……… 20

2.2.3.3 Mã Quasi – Orthogonal STBC ……… 21

2.2.4 Giải mã ……… …… 22

2.2.5 Kết luận ……….… 22

2.2.6 Các hướng nghiên cứu hiện nay ……… 23

Chương 3 Kỹ thuật điều chế OFDM ……… 24

3.1 Giới thiệu về OFDM ……… 24

3.1.1 Nguyên lý cơ bản của OFDM ……… 24

3.1.2 Các ưu nhược điểm của OFDM ……… 25

3.2 Lý thuyết điều chế OFDM ……… 25

3.2.1 Khái niệm về sự trực giao của 2 tín hiệu ……… 26

3.2.2 Bộ điều chế OFDM ……… 27

3.2.2.1 Chèn chuỗi bảo vệ trong hệ thống OFDM ……… …… 28

3.2.2.2 Phép nhân xung cơ bản và giới hạn băng thông ……… 30

3.2.2.3 Thực hiện điều chế OFDM bằng thuật toán IFFT ……… ….…… 31

3.2.3 Bộ giải điều chế OFDM ……… 33

3.2.3.1 Tín hiệu giải điều chế ……… …… 33

3.2.3.2 Thực hiện bộ giải điều chế OFDM bằng thuật toán FFT ……… 34

3.3 Khôi phục kênh truyền và cân bằng tín hiệu ……… 35

3.3.1 Tín hiệu dẫn đường ……… 35

3.3.2 Nguyên tắc chèn mẫu tin dẫn đường ở miền tần số và thời gian ………… 36

3.3.3 Khôi phục kênh truyền ……… …… 37

3.3.4 Cân bằng kênh ……… 37

3.4 Kết luận và các hướng nghiên cứu về OFDM ……….…… 37

……… 40

4.1 Tổng quan Wavelet ……… …… 40

4.1.1 Giới thiệu ……… 40

4.1.2 Wavelet liên tục ……… 40

4.1.3 Năm bước để thực hiện biến đổi Wavelet liên tục ……… 41

4.1.4 Biến đổi Wavelet rời rạc DWT……….………… ……… 42

4.1.4.1 Lọc một tầng : Các xấp xỉ và chi tiết ……….……… … 42

4.1.4.2 Phân tích đa mức ……… 43

4.1.5 Tái tạo Wavelet IDWT ……….……… … 43

4.1.6 Các bộ lọc tái tạo ……… 44

4.1.7 Hàm tỷ lệ ……… 44

4.1.8 Phân tích Wavelet gói ……… 45

4.1.9 Giới thiệu một số họ Wavelet ……….……… …… 45

4.1.10 Mối liên hệ giữa phân tích Wavelet và Fourier ……… ….……… 45

4.1.11 So sánh biến đổi Wavelet và biến đổi Fourier ……… 46

4.1.12 Kết luận ……….… 48

4.2 Hệ thống Wavelet OFDM ……… 48

4.2.1 Ứng dụng Wavelet vào hệ thống OFDM ……… 48

4.2.2 Hệ thống Wavelet OFDM ……… ….… 49

4.2.2.1 Hệ thống Wavelet OFDM cổ điển ……… 49

4.2.2.2 Hệ thống Wavelet gói ……… 51

A Phân tích đa phân giải ……… 51

B Cấu trúc Wavelet gói ……… 52

C Hẽ thống Wavelet Packet OFDM ……… 54

4.2.3 Ưu điểm của hệ thống Wavelet OFDM so với Fourier OFDM ………… 55

4.3 Những vấn đề cần thảo luận về hệ thống WOFDM 55

4.3.1 Phân tích PAPR trong điều chế đa sóng mang 56

4.3.2 Ảnh hưởng méo tín hiệu phi tuyến 58

4.3.3 Offset pha lấy mẫu 60

4.3.4 Giải thuật đồng bộ On-the-fly 61

Phần 2 Mô phỏng và kết quả Chương 5 Mô phỏng và kết quả ……… 66

5.1 Giới thiệu ……….……… 66

5.2 Mô hình kênh truyền ……… ……… 67

5.3 Mô phỏng dung lượng hệ thống MIMO ……… 68

5.4 Mô phỏng mã STBC ……….… 72

5.5 Mô phỏng OFDM ……… 80

5.6 Mô phỏng OFDM – STBC ……… 95

5.7 So sánh tỷ lệ PAPR 99

5.8 Mô hình kênh truyền fading chọn lọc tần số 100

5.9 So sánh SER trong môi trường fading chọn lọc tần số 100

Chương 6 Kết luận và hướng phát triển ……… … 103 Tài liệu tham khảo

Hình 1.1 Hàm mật độ xác suất của phân bố Ricean và Rayleigh 5

Hình 2.1 Sự xen kênh Intervealing 7

Hình 2.2 Sự phân tập của anten 8

Hình 2.3 Sơ đồ nguyên lý hệ thống MIMO 9

Hình 2.4 Chuyển đổi kênh truyền MIMO thành các kênh truyền song song 13 Hình 2.5 Mô hình kênh truyền MIMO khi nT > nR 13

Hình 2.6 Mô hình kênh truyền MIMO khi nT < nR 14

Hình 2.7 Phương pháp Selection Combining 16

Hình 2.8 Phương pháp Switching Combining 16

Hình 2.9 Phương pháp Maximum Ratio Combining 17

Hình 2.10 Phân loại kỹ thuật không gian – thời gian 18

Hình 2.11 Ma trận mã STBC 19

Hình 3.1 Phương pháp điều chế đa sóng mang 24

Hình 3.2 Cấu trúc OFDM 26

Hình 3.3 Sơ đồ khối điều chế OFDM 27

Hình 3.4 Phổ các sóng mang con trong hệ thống OFDM 28

Hình 3.5 Chèn khoảng dự trữ vào ký tự OFDM 29

Hình 3.6 Tác dung chống nhiễu ISI của khoảng dự trữ 30

Hình 3.7 Phổ tín hiệu OFDM 1536 sóng mang phụ 31

Hình 3.8 Thực hiện OFDM bằng thuật toán IFFT 32

Hình 3.9 Sơ đồ khối giải điều chế OFDM 33

Hình 3.10 Sơ đồ khối bộ giải điều chế OFDM sử dụng thuật toán FFT 35

Hình 3.11 Sơ đồ khối mô phỏng thực hiện OFDM 36

Hình 3.12 Cấu trúc STBC – OFDM 39

Hình 4.1 Sơ đồ phép biến đổi DWT 42

Hình 4.2 Phân tách đa mức 43

Hình 4.3 Sơ đồ tương đương phép biến đổi IDWT 43

Hình 4.4 Bộ lọc gương cầu phương 44

Hình 4.5 Phân tích Wavelet gói 45

Hình 4.6 Một số hàm phân tích Wavelet 45

Hình 4.7 Biểu diễn biến đổi Fourier trong mặt phẳng tần số - thời gian 47

Hình 4.8 Biểu diễn biến đổi Wavelet trong mặt phẳng tần số - thời gian 47

Hình 4.9 Sơ đồ khối hệ thống Fourier OFDM 49

Hình 4.10 Sơ đồ khối hệ thống Wavelet OFDM 49

Hình 4.11 Quá trình phân tách (DWT) và tái tạo (IDWT) của hệ thống Wavelet

OFDM chiều dài N = 16 50

Hình 4.12 Biểu diễn Fourier OFDM và Wavelet OFDM trong hệ trục thời gian – tần số 51

Hình 4.13 Quan hệ giữa không gian Vm và Wm 52

Hình 4.14 Cây cấu trúc Wavelet gói 54

Hình 4.15 Cấu trúc bộ lọc tổng hợp bên phía phát 55

Hình 4.16 PAPR của OFDM và WPM hàm db1 57

Hình 4.17 PAPR của OFDM và WPM hàm db6 58

Hình 4.19 Độ nhạy của giải thuật WPM và OFDM đối với offset pha lấy mẫu

61

Hình 4.20 Wavelet Haar 62

Hình 4.21 Ma trận phân tách và tái tạo hàm Wavelet Haar 62

Hình 4.22 Ma trận mã 8 ký tự dữ liệu cho WOFDM 62

Hình 4.23 Giải thuật tự đồng bộ trong Wavelet OFDM 63

Hình 4.24 Ma trận lọc cơ bản thông thấp và thông cao 64

Hình 4.25 Ma trận nội suy mở rộng cho Wavelet OFDM gói 64

Hình 5.1 Giao diện giới thiệu của chương trình mô phỏng 66

Hình 5.2 Giao diện chọn các phần mô phỏng trong chương trình 67

Hình 5.3 Mô hình kênh truyền MIMO khi nT > nR 68

Hình 5.4 Mô hình kênh truyền MIMO khi nT < nR 68

Hình 5.5 Giao diện mô phỏng dung lượng kênh truyền 69

Hình 5.6 Dung lượng trung bình theo SNR theo cấy trúc nT X nR 69

Hình 5.7 Dung lượng trung bình theo số anten phát nT ở SNR = 8dB 70

Hình 5.8 Dung lượng trung bình theo số anten thu nR ở SNR = 6dB 71

Hình 5.9 Sơ đồ khối mô phỏng phân tập phát STBC với 1 anten thu 72

Hình 5.10 Sơ đồ khối mô phỏng phân tập thu 73

Hình 5.11 Giao diện mô phỏng mã STBC 74

Hình 5.12 Giao diện so sánh phân tập phát và phân tập thu 74

Hình 5.13 So sánh phân tập phát và phân tập thu khi biết ma trận kênh truyền H 75

Hình 5.14 So sánh phân tập phát và phân tập thu khi không biết ma trận kênh truyền H 75

Hình 5.15 So sánh phân tập thu MRC 76

Hình 5.16 So sánh phân tập phát STBC 1x2, 2x1, 2x2 76

Hình 5.17 So sánh phân tập phát STBC 1x3, 3x1, 2x2 77

Hình 5.18 Giao diện mô phỏng OFDM theo tiêu chuẩn DVB – T 82

Hình 5.19 Sơ đồ khối bộ phát OFDM 82

Hình 5.20 Đáp ứng thời gian của tín hiệu carriers tại (B) 83

Hình 5.21 Đáp ứng tần số của tín hiệu carriers tại (B) 83

Hình 5.22 Đáp ứng xung của g(t) 84

Hình 5.23 Đáp ứng thời gian của tín hiệu U tại (C) 84

Hình 5.24 Đáp ứng tần số của tín hiệu U tại (C) 84

Hình 5.25 Đáp ứng của bộ lọc tái cấu trúc 85

Hình 5.26 Đáp ứng thời gian của tín hiệu UOFT tại (D) 85

Hình 5.27 Đáp ứng tần số của tín hiệu UOFT tại (D) 85

Hình 5.28 Đáp ứng tần số của uoftI(t).cos(2πfCt) 86

Hình 5.29 Đáp ứng tần số của uoftQ(t).cos(2πfCt) 86

Hình 5.30 Đáp ứng theo thời gian của tín hiệu s(t) 87

Hình 5.31 Đáp ứng theo tần số của tín hiệu s(t) 87

Hình 5.32 Sơ đồ khối bộ thu OFDM 87

Hình 5.33 Đáp ứng thời gian của tín hiệu r_tilde tại (F) 88

Hình 5.34 Đáp ứng tần số của tín hiệu r_tilde tại (F) 88

Hình 5.37 Đáp ứng thời gian của tín hiệu r_data tại (H) 89

Hình 5.38 Đáp ứng tần số của tín hiệu r_data tại (H) 89

Hình 5.39 Không gian tín hiệu của tín hiệu info_h tại (I) 89

Hình 5.40 Không gian tín hiệu của tín hiệu a_hat tại (J) 89

Hình 5.41 Giao diện mô phỏng hệ thống OFDM 90

Hình 5.42 Sơ đồ khối hệ thống OFDM 90

Hình 5.43 Sơ đồ khối mô phỏng thực hiện OFDM 91

Hình 5.44 Sơ đồ khối hệ thống Wavelet OFDM 91

Hình 5.45 Cấu trúc bộ lọc tổng hợp bên phía phát 92

Hình 5.46 Sơ đồ khối mô phỏng hệ thống hệ thống WOFDM 93

Hình 5.47 Đồ thị SER của hệ thống OFDM khi không biết ma trận kênh truyền H 94

Hình 5.48 Đồ thị SER của hệ thống OFDM khi biết ma trận kênh truyền H 94

Hình 5.49 Đồ thị SER của hệ thống WOFDM khi không biết ma trận kênh truyền H 94

Hình 5.50 Đồ thị SER của hệ thống WOFDM khi biết ma trận kênh truyền H 94

Hình 5.51 Giao diện mô phỏng hệ thống OFDM – STBC 95

Hình 5.52 Sơ đồ khối mô phỏng hệ thống OFDM – STBC 96

Hình 5.53 Sơ đồ khối mô phỏng hệ thống WOFDM – STBC 97

Hình 5.54 Đồ thị SER của hệ thống OFDM – STBC khi không biết H 97

Hình 5.55 Đồ thị SER của hệ thống OFDM – STBC khi biết H 98

Hình 5.56 Đồ thị SER của hệ thống WOFDM – STBC khi không biết H 97

Hình 5.57 Đồ thị SER của hệ thống WOFDM – STBC khi biết H 98

Hình 5.58 PAPR của OFDM và WPM hàm db1 99

Hình 5.59 PAPR của OFDM và WPM hàm db6 99

Hình 5.60 Mô hình kênh truyền fading chọn lọc tần số 100

Hình 5.61 So sánh SER của phương pháp STBC, MRC và mô hình kênh truyền sử dụng bộ cân bằng 101

Hình 5.62 So sánh SER của hệ thống OFDM, WOFDM và mô hình kênh truyền sử dụng bộ cân bằng 101

Hình 5.63 So sánh SER của phương pháp OFDM – STBC, WOFDM – STBC và STBC 102

Bảng 5.1 Dung lượng trung bình theo SNR theo cấu trúc nT X nR 70 Bảng 5.2 Dung lượng trung bình theo số anten phát nT 70 Bảng 5.3 Dung lượng trung bình theo số anten thu nR 71

điều chế BPSK 78

2K 81

STBC gồm 2 anten phát và 2 anten thu 98

AWGN Additive White Gaussian Noise

IDFT/DFT Inverse Discrete Fourier Transform/Discrete Fourier Transform IDWT/DWT Inverse Discrete Wavelet Transform/Discrete Wavelet Transform

QO – STBC Quasi Orthogonal Space – Time Block Code

Phần 1:

Cơ sở lý thuyết

Chương 1: Kênh truyền vô tuyến

1.1 Kênh truyền vô tuyến

Khi truyền qua kênh vô tuyến di động, tín hiệu nhận được tại bộ thu yếu hơn nhiều so với tín hiệu tại bộ phát Ngoài nguyên nhân gây bởi nhiễu nhiệt (được mô hình hóa bởi AWGN), còn phải xét đến những ảnh hưởng quan trọng của các đặc tính kênh truyền vô tuyến như:

- Hiện tượng đa đường (multipath)

- Hiện tượng Doppler

- Suy hao trên đường truyền (path loss)

1.1.1 Suy hao đường truyền

Là sự suy giảm của công suất trung bình nhận được tại phía thu Những nguyên nhân làm giảm là khoảng cách giữa anten phát và anten thu, các chướng ngại vật

và đặc tính vật lý của chúng Phương trình (1.1) tính công suất thu được sau khi truyền tín hiệu qua một khoảng cách R:

=-10logG T - 10logG R +20logf +20logR - 147.6dB (1.2)

1.1.2 Hiện tượng multipath

Tín hiệu phát có thể bị phản xạ, tán xạ hoặc khúc xạ theo nhiều hướng khác nhau rồi mới đến máy thu Hiện tượng này được gọi là truyền dẫn đa đường (multipath propagation) Truyền dẫn đa đường dẫn đến sự trải rộng (spreading) của tín hiệu trong miền thời gian, tần số… Do đó anten thu sẽ có sự tập hợp giữa các sóng khác nhau với các thời gian trễ khác nhau, độ suy hao khác nhau và độ lệch pha khác nhau Kết quả là tín hiệu thu sẽ có biên độ và pha thay đổi rất nhiều so với tín hiệu phát

Để phân biệt, so sánh tính chất của các kênh truyền dẫn đa đường, người ta sử dụng các thông số tán xạ thời gian như : trễ vượt mức (excess delay spread), độ trễ trung bình vượt mức (mean excess delay) và trễ hiệu dụng (rms delay spread) Các thông số này có thể được tính từ đặc tính trễ công suất truyền tới bộ thu của các

gian chênh lệch giữa tia sóng đang xét với thành phần đến bộ thu đầu tiên Tính chất tán xạ thời gian (time dispersive) của kênh truyền dẫn đa đường dải rộng được thể hiện qua thông số độ trễ trung bình vượt mức,τ , và trễ hiệu dụng,σx Trễ trung

2 2

a k , P(τk) : biên độ, công suất thành phần thứ k của tín hiệu đa đường

Trong khi độ trễ là một hiện tượng tự nhiên do sự phản xạ và tán xạ khi truyền

dụng Dải thông nhất quán là khoảng tần số mà kênh truyền có thể được coi là

“phẳng” (nghĩa là kênh truyền cho qua tất cả các thành phần có phổ nằm trong khoảng tần số đó với độ lợi gần như nhau và pha gần như tuyến tính) Nói cách khác, dải thông nhất quán là khoảng tần số mà bất kỳ hai thành phần tần số nào trong khoảng này đều có sự tương quan về biên độ (nghĩa là hàm tương quan của

hưởng hoàn toàn khác nhau bởi kênh truyền

Dải thông nhất quán được định nghĩa như là khoảng tần số mà hàm tương quan giữa các tín hiệu có tần số trong khoảng này lớn hơn 0.9, khi đó:

1 50

Nếu chỉ cần hàm tương quan lớn hơn 0.5 thì:

1 5

c t

B

σ

≈ (1.7) với σt là thời gian truyền trì hoãn hiệu dụng

1.1.3 Hiệu ứng Doppler :

Là hiện tượng xảy ra khi có sự dịch chuyển tương đối giữa máy phát và máy thu, khi đó tần số sóng mang tại máy thu sẽ thay đổi 1 lượng đáng kể Giả thuyết

Doppler tương ứng của tuyến này là:

c

v

f D = (1.9)

dual) của trải Doppler, dùng để mô tả sự tán xạ tần số và bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền Trải Doppler và thời gian nhất quán tỉ lệ nghịch với nhau:

,max

1/

T ≈ f (1.10) Thời gian nhất quán là khoảng thời gian mà đáp ứng xung của kênh truyền không thay đổi Nói cách khác, thời gian nhất quán là khoảng thời gian mà 2 tín hiệu có sự tương quan với nhau về biên độ Nếu nghịch đảo của độ rộng phổ của tín hiệu lớn hơn nhiều so với thời gian nhất quán của kênh truyền thì khi đó kênh truyền sẽ thay đổi trong suốt thời gian truyền tín hiệu và do đó gây méo ở bộ thu Thời gian nhất quán được định nghĩa là khoảng thời gian mà hàm tương quan lớn hơn 0.5, khi đó:

,max

9 16

Ngược lại, khi băng thông tín hiệu lớn hơn với băng thông nhất quán, các thành phần tần số có phổ lớn hơn băng thông nhất quán bị fading một cách độc lập, dẫn đến hiện tượng làm méo tín hiệu, làm xuất hiện nhiễu xuyên ký tự (ISI - Inter Symbol Interference), ta có fading chọn lọc tần số (frequency selective fading)

Sự thay đổi nhanh hay chậm của kênh truyền so với sự thay đổi của tín hiệu sẽ xác định fading là nhanh hay chậm Hiệu ứng Doppler là nguyên nhân của hiện tượng fading này Khi chu kỳ của 1 symbol của tín hiệu phát ngắn hơn thời gian nhất quán, ta có fading chậm (slow fading), ngược lại, khi chu kỳ của 1 symbol lớn hơn thời gian nhất quán, ta có fading nhanh (fast fading)

1.2 Mô hình kênh truyền vô tuyến

Đáp ứng của kênh truyền là một quá trình xác suất phụ thuộc vào cả thời gian

và tần số Biên độ của hàm truyền đạt của kênh tại một tần số nhất định sẽ tuân theo các phân bố như phân bố Rayleigh, phân bố Ricean Trong phần này chúng ta

sẽ đề cập đến các loại phân bố đó

Phân bố Rayleigh

Được xác định khi tồn tại nhiều đường tán xạ độc lập thống kê và không có tán

xạ nào chiếm ưu thế hơn các tán xạ còn lại, tức là không có đường truyền thẳng (NLOS – Non Line of Sight)

Hàm mật độ xác suất của biên độ và pha hàm truyền được xác định như ở phương trình dưới đây:

với I 0 là hàm Bessel loại 1, bậc 0

Tham số A là biên độ của thành phần chiếm ưu thế Ta thường hay dùng tỉ số

K để biểu diễn tỉ số công suất giữa tín hiệu trực tiếp và đa đường

2 2

Hình 1.1 Hàm mật độ xác suất của phân bố Ricean và Rayleigh

cơ bản của phân tập là nếu nơi thu nhận 2 hay nhiều bản sao của tín hiệu một cách độc lập thì những mẫu này bị suy giảm cũng độc lập với nhau Điều này có nghĩa

là khi một hướng tín hiệu cụ thể bị suy giảm thì những tín hiệu khác có thể không

bị suy giảm Vì vậy, sự kết hợp hợp lý của các phiên bản khác nhau sẽ làm giảm ảnh hưởng của fading và cải thiện độ tin cậy của đường truyền

Trong thực tế, kỹ thuật phân tập có thể dung trong miền không gian, miền tần

số và miền thời gian

• Sự phân tập tần số: Trong phân tập tần số, người ta sử dụng các thành

phần tần số khác nhau để phát cùng 1 thông tin Các thành phần tần số cần được phân chia để đảm bảo bị ảnh hưởng của fading một cách độc lập Khoảng cách giữa các tần số phải lớn hơn vài lần băng thông nhất quán để đảm bảo rằng fading trên các tần số là không tương quan với nhau Kỹ thuật trải phổ được sử dụng để phân tập tần số Kỹ thuật này rất hiệu quả khi băng thông nhất quán của kênh truyền nhỏ Tuy nhiên khi băng thông nhất quán của kênh truyền lớn hơn băng thông trải phổ, kỹ thuật trải phổ là không hiệu quả để cung cấp phân tập tần số Ngoài ra, sự phân tập tần số gây ra sự hao mất hiệu suất băng thông tùy thuộc vào sự dư thừa thông tin trong cùng băng tần đó

• Sự phân tập thời gian: Phân tập thời gian có thể thu được qua mã hóa và

xen kênh.Sự xen kênh được biểu diễn qua hình 2.1

Từ hình vẽ 2.1 ta thấy rằng: từ mã x2 bị triệt tiêu bởi fading nếu không dùng

bộ xen kênh (no interleaving), nếu dùng bộ xen kênh (interleaving) thì mọi

từ mã chỉ mất 1 symbol và ta có thể phục hồi lại từ 3 symbol ít bị ảnh hưởng bởi fading

Sự phân tập thời gian có thể đạt được bằng cách truyền dữ liệu giống nhau qua những khe thời gian khác nhau, tại nơi thu các tín hiệu fading không tương quan với nhau Khoảng cách thời gian yêu cầu ít nhất bầng thời gian nhất quán (coherence time) của kênh truyền hoặc nghịch đảo của tần số fading

0 max ,

1

f v

c

truyền thông số để cung cấp độ lợi mã (coding gain) so với hệ thống không

mã hóa Trong truyền thông di động, mã điều khiển lỗi kết hợp với xen kênh để đạt được sự phân tập thời gian Trong trường hợp này, các phiên bản của tín hiệu phát đến nơi thu dưới dạng dư thừa trong miền thời gian Khoảng thời gian lặp lại các phiên bản của tín hiệu phát được quy định bởi thời gian xen kênh để thu được fading độc lập tại ngõ vào của bộ giải mã

Vì tốn thời gian cho bộ xen kênh dẫn đến trì hoãn việc giải mã, kỹ thuật này thường hiệu quả trong môi trường fading nhanh (fast fading), ở đó thời gian nhất quán (coherent time) của kênh truyền nhỏ Đối với kênh truyền fading chậm (slow fading), nếu xen kênh quá nhiều thì sẽ dẫn đến trì hoãn đáng kể

• Sự phân tập không gian: là sự phân tập anten Sự phân tập không gian

được sử dụng phổ biến trong truyền thông không dây dùng song viba Sự phân tập không gian sử dụng nhiều anten hoặc array được sắp xếp trong không gian tại phía phát và/hoặc phía thu Các anten được phân chia ở những khoảng cách đủ lớn sao cho các tín hiệu không tương quan với nhau

Yêu cầu về khoảng cách giữa các anten tùy thuộc vào độ cao của các anten, môi trường lan truyền và tần số làm việc Khoảng cách điển hình là khoảng vài bước sóng là đủ để các tín hiệu không tương quan với nhau Trong phân tập không gian, các phiên bản của tín hiệu phát được truyền đến nơi thu tạo nên sự dư thừa trong miền không gian Không giống như phân tập thời gian

và tần số, phân tập không gian không làm giảm hiệu suất sử dụng băng thông Ngoài ra, phân tập không gian còn làm tăng dung lượng của kênh truyền Đặc tính này rất quan trọng trong truyền thông không dây tốc độ cao trong tương lai Sự phân tập trong không gian bao gồm : sự phân tập góc và

sự phân tập phân cực

Sự phân tập phân cực (Polarization diversity): tín hiệu có phân cực đứng

và phân cực ngang được phát bởi các anten có các phân cực khác nhau và thu bởi các anten có các phân cực khác nhau Sự phân cực khác nhau đảm bảo 2 tín hiệu không tương quan với nhau mà không phải đặt 2 anten cách nhau quá xa Khi yêu cầu về khoảng cách anten trong phân tập không gian không khả thi, sự phân tập phân cực được sử dụng Cùng một anten có thể

sử dụng ở các chế độ phân cực khác nhau Tuy nhiên, nó không thể có nhiều hơn 2 mode phân cực

Sự phân tập góc (Angle diversity): thường được sự dụng khi truyền tín

hiệu có tần số song mang lớn hơn 10 GHz Trong trường hợp này, tín hiệu phát bị tán xạ rất nhiều trong không gian, tín hiệu thu được từ những hướng khác nhau sẽ độc lập với nhau Vì thế, các anten có thể đặt ở những hướng khác nhau tới nơi thu để cung cấp sự không tương quan của các tín hiệu phát

Tùy thuộc vào việc sử dụng nhiều anten hoặc ở nơi phát hoặc nơi thu mà người ta chia phân tập không gian thành 3 loại: sự phân tập anten phát (hệ thống MISO – Multi in Single out), phân tập anten thu (hệ thống SIMO – Single in Multi out), phân tập anten phát và thu (hệ thống MIMO – Multi in Multi out) Trong phân tập anten thu, nhiều anten được sử dụng ở nơi thu để

Phân tập Anten phát

Phân tập

Anten thu

Phân tập Anten phát và thu

Hình 2.2: Sự phân tập của anten

nhận các phiên bản của tín hiệu phát một cách độc lập Các phiên bản của tín hiệu phát được kết hợp một cách hoàn hảo để tăng SNR của tín hiệu thu

và làm giảm bớt multipath fading Trong phân tập anten phát, nhiều anten được sử dụng tại nơi phát Dữ liệu được xử lý tại nơi phát, kế đến dữ liệu được đưa đến anten phát

2.1.2 Hệ thống MIMO :

Hệ thống MIMO sử dụng các dãy anten ở cả hai đầu kênh truyền: nhiều anten cho phía thu và nhiều anten cho phía phát Các hệ thống MIMO cho phép sử dụng đồng thời khả năng beamforming và truyền cùng lúc nhiều tín hiệu, cũng như khả năng triệt nhiễu

Dung lượng của hệ thống thông tin vô tuyến được tăng lên đáng kể khi sử dụng nhiều anten thu và phát Với một hệ thống gồm nhiều dãy anten thu – phát và bên thu biết được đặc tính của kênh truyền là fading phẳng độc lập thì dung lượng hệ thống sẽ tăng tỷ lệ với số anten

Truyền thông qua kênh truyền MIMO

Truyền dữ liệu và tách sóng qua kênh truyền MIMO được mô tả như sau: Dữ liệu nhị phân được đưa vào khối phát gồm các chức năng mã hóa điều khiển lỗi, điều chế tín hiệu thành các ký tự (QAM, PSK,…) và cuối cùng tách chuỗi ký tự đó

gồm các trọng số hóa tuyến tính của các phần tử anten hoặc bộ tiền mã hóa tuyến tính không gian – thời gian (linear space-time precoding) Sau đó được đưa đến bộ

được đưa vào ánh xạ ngược, giải điều chế và giải mã để khôi phục lại dạng dữ liệu ban đầu

Hình 2.3 Sơ đồ nguyên lý hệ thống MIMO

Tổng quát, việc thiết kế bộ mã hóa kênh truyền, điều chế và ánh xạ trong hệ thống MIMO sẽ khác nhiều so với hệ thống cũ SISO Sự khác nhau chính là sự xuất hiện thêm 1 chiều tín hiệu mới: không gian (space), đây là đặc tính của hệ thống sử dụng nhiều anten Vì thế, kỹ thuật truyền dữ liệu qua hệ thống MIMO gọi

là kỹ thuật không gian – thời gian (space-time technique) Sự chọn lựa một kỹ thuật cụ thể thay đổi tùy thuộc vào bên phát hoặc bên thu biết thông số kênh truyền fading CSI Tuy nhiên, ở phía phát sẽ khó biết được thông tin kênh truyền fading CSI Ngược lại, ở phía thu có thể biết được thông tin kênh truyền bằng cách ước lượng các thông số kênh truyền

Mô hình hóa kênh truyền MIMO

trường hợp truyền dải nền tuyến tính, rời rạc theo thời gian Tín hiệu phát x đuợc biểu diễn bởi ma trận cột [nT x 1], với thành phần thứ i là xi tương ứng với tín hiệu phát của anten thứ i

Xét kênh truyền có nhiễu AWGN, tín hiệu phát sẽ có phân bố Gaussian Do đó, các thành phần của x sẽ là các biến có phân bố Gaussian độc lập, có giá trị trung bình bằng 0

Phương sai của tín hiệu phát được tính bởi biểu thức:

Rxx = E{ xxH} (2.1)

trong đó, E{.} là phép tính kỳ vọng, toán tử A H là phép chuyển vị Hermitian của

ma trận A – kết hợp phép chuyển vị và lấy liên hiệp phức của ma trận A

Giá trị P được biểu diễn bởi công thức:

P = tr(Rxx) (2.2)

với tr(A) là phép toán lấy tổng các phần tử trên đường chéo của ma trận A

Trường hợp phía phát không biết được thông tin của kênh truyền, ta giả sử tín

phương sai của tín hiệu phát là:

do hiệu ứng phủ bóng, … Khi đó, ta thu được giới hạn của các thành phần trong

ma trận H, với kênh truyền có các thông số cố định, như sau:

2 1

Các thành phần của ma trận H có thể ngẫu nhiên hoặc xác định Chúng ta sẽ tập trung vào các ví dụ có liên quan đến truyền thông vô tuyến, với các thành phần của

ma trận kênh truyền H có phân bố Rayleigh hoặc Rician Trong hầu hết các trường hợp, ta sẽ quan tâm chủ yếu đến phân bố Rayleigh, đây là phân bố thích hợp cho các đường truyền không theo đường thẳng (NLOS – Non Line-Of-Sight)

Nhiễu tại bộ thu sẽ được biểu diễn bởi tín hiệu n – là ma trận cột [nR x 1] Các thành phần nhiễu là các biến Gaussian độc lập thống kê có trung bình bằng 0, với các thành phần thực và ảo là độc lập và có cùng phương sai Phương sai của tín hiệu nhiễu được biểu diễn bởi biểu thức:

Rnn = E{nnH} (2.5) Nếu không có sự tương quan giữa các thành phần của tín hiệu nhiễu thì ta có thể biểu diễn phương sai dưới dạng:

2 R

R =σ I (2.6) Mỗi anten trong số nR anten thu sẽ chịu công suất nhiễu là σ 2

Tín hiệu thu r được biểu diễn bởi ma trận cột [nR x 1] Gọi Pr là công suất trung bình tại mỗi anten thu Tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) tại mỗi anten thu được tính theo biểu thức:

2

r

P

γσ

= (2.8) Tín hiệu thu r được biểu diễn theo biểu thức:

r = Hx + n (2.9)

Dung lượng hệ thống MIMO

Dung lượng hệ thống được định nghĩa là tốc độ truyền lớn nhất có thể sao cho xác suất lỗi nhỏ tùy ý Ban đầu, ta giả sử rằng ma trận kênh truyền không biết tại nơi phát trong khi nó được biết chính xác tại nơi thu bằng ước lượng kênh truyền

U U =I và .

T

H n

V V =I với

Gọi λ là trị riêng (eigenvalue) của H.HH, được định nghĩa như sau:

H H y=λy y≠ (2.11)

với y là vectơ cột (n R x 1) kết hợp với λ gọi là vectơ riêng (eigenvector)

Các phần tử đường chéo của D là các giá trị duy nhất (singular value) của H

r = UDVHx + n (2.12)

UHr = UHUDVHx + UHn (2.13) Đặt r’ = UHr, x’ = VHx, n’ = UHn Ta thấy rằng các ma trận UH, VH như là hệ số

tỷ lệ Vectơ n’ có phần thực và phần ảo là biến ngẫu nhiên Gaussian trung bình 0

Vì thế kênh truyền ban đầu có thể viết lại dưới dạng như sau:

r' = Dx’ + n’ (2.14)

Số trị riêng khác không bằng hạng của ma trận D, ký hiệu là u Với ma trận H (nR x nT), hạng của ma trận là m = min(nR,nT) Đặt λi là các giá trị riêng khác 0 của H, với i = 1,2,…,u Bằng cách thế (2.11) vào phương trình (2.14), các thành phần tín hiệu nhận được có dạng:

Phương trình trên chứng tỏ rằng các thành phần tín hiệu nhận được ri’ , i =u+1,

u+2,…,m, không phụ thuộc vào tín hiệu phát, có nghĩa là độ lợi kênh truyền là 0

truyền MIMO có thể mô tả như sau:

Hình 2.4 : Chuyển đổi kênh truyền MIMO thành các kênh truyền song song

Hình 2.5 : Mô hình kênh truyền MIMO khi n T > n R

Lưu ý rằng mô hình tương đương như trên, các kênh truyền không ghép với nhau và dung lượng kênh truyền của chúng được cộng thêm vào Từ mô hình hệ thống MIMO được biểu diễn qua phép biến đổi SVD, ta có thể mô tả kênh truyền MIMO thông qua cấu trúc SVD như sau

Giả sử rằng công suất phát từ mỗi anten trong mô hình tương đương MIMO là

của Shannon là:

2 21

log (1 i )

u

r i

P P n

=

= ∏ + (2.18)

Hình 2.6 : Mô hình kênh truyền MIMO khi n T < n R

2.1.3 So sánh phân tập anten phát và phân tập anten thu:

Sự phân tập phía thu có những thuận lợi hơn so với phía phát :

• Các tín hiệu được phát từ nhiều anten trộn lẫn với nhau trong không gian trước khi đến được nơi thu, do đó cần thêm một số bước xử lý tín hiệu tại cả hai nơi phát và nơi thu để phân tách tín hiệu và tận dụng sự phân tập

• Ở phía thu có thể ước lượng hệ số kênh truyền fading, còn ở phía phát không thể ước lượng thông tin tức thời và kênh truyền trừ khi thông tin

và kênh truyền được hồi tiếp từ nơi thu trở về nơi phát

• Sự phân tập anten phát cần nhiều công suất hơn phân tập anten thu vì phải phát ở nhiều anten hơn Trong khi đó, để quá trình nhận dạng có thể thực hiện được, mỗi anten phát cần phát ra năng lượng tương đương với một anten phát đơn lẻ trong sự phân tập anten thu

• Ít phức tạp trong tính toán Không yêu cầu feedback từ máy thu trở về máy phát

Vì vậy, người ta sử dụng nhiều anten tại trạm nền (base station) để tạo đường truyền lên (uplink) tạo phân tập phía thu để tăng công suất thu được tại mobile Điều này sẽ cải tiến chất lượng của kênh truyền Tuy nhiên, đối với đường truyền xuống (downlink) thì rất khó để tận dụng sự phân tập ở phía thu vì:

• Khó đặt nhiều hơn 1 anten vào thiết bị di động có kích thước nhỏ

• Sử dụng nhiều anten thi phải sử dụng nhiều bộ chuyển đổi RF (Radio Frequency) và nhiều bộ xử lý tín hiệu, mà hiện nay bị giới hạn bởi các kích thước di động ngày càng nhỏ gọn

Do đó, trên thực tế, đối với các đường truyền xuống (downlink) thì người ta sử dụng sự phân tập ở phía phát chứ không sử dụng bộ phân tập ở phía thu Phân tập

ở phía phát có những đặc điểm thuận lợi sau:

• Dễ lắp nhiều anten tại trạm nền và cung cấp một công suất phụ (extra power) cho kênh truyền nhiều anten

• Phân tập anten phát sẽ giảm các bộ xử lý tín hiệu của mobile, do đó cấu trú của mobile sẽ đơn giản hơn, giảm công suất bộ thu và giá cả

Ngoài ra, còn có kỹ thuật phân tập kết hợp ở cả phía phát và phía thu để cải tiến hơn nữa BER của hệ thống

2.1.4 Các phương pháp kết hợp phân tập anten thu:

Đặc điểm then chốt của tất cả các kỹ thuật phân tập là xác suất để tất cả các phiên bản của tín hiệu bị fading sâu (deep fading) là rất thấp Đối với sự phân tập anten thu, tùy thuộc vào độ phức tạp và mức thông tin trạng thái kênh truyền CSI yêu cầu bởi phương pháp kết hợp tại nơi thu, có 4 loại chính như sau:

• Selection Combining: là phương pháp kết hợp phân tập đơn giản Xét hệ

nhất trong mỗi chu kỳ của symbol được chọn là ngõ ra Trong thực tế, tín hiệu có tổng công suất của tín hiệu vào và công suất nhiễu (S + N) lớn nhất

sẽ được chọn, vì rất khó xác định SNR

• Switch Combining: Bộ thu sẽ quét tất cả các nhánh và chọn một nhánh cụ

thể có SNR lớn hơn mức ngưỡng xác định trước Tín hiệu được chọn là ngõ

ra cho đến khi SNR của nó giảm xuống dưới mức ngưỡng Khi đó, bộ thu sẽ quét lại và chọn nhánh khác thỏa yêu cầu

So với phương pháp selection diversity thì swich diversity cho kết quả kém hơn vì nó không nhận tín hiệu tốt nhất một cách tức thời Tuy nhiên, nó đơn giản hơn trong trong thực hiện vì nó không yêu cầu giám sát đồng thời và lien tục trên tất cả các nhánh

Trong cả hai phương pháp, tín hiệu ngõ ra bằng với một trong tất cả các nhánh Hơn nữa, chúng không yêu cầu bất kỳ thông tin trạng thái kênh

RF

Scan and Switch Unit

truyền (CSI – Channel Status Information) nào Vì thế, 2 sơ đồ này có thể

sử dụng để kết hợp với điều chế nhất quán và không nhất quán

• Maximum ratio combining (MRC): là phương pháp kết hợp tuyến tính

Các tín hiệu ngõ vào khác nhau được nhân với các trọng số riêng và cộng

với nhau để được tín hiệu ngõ ra

tỷ lệ với tỷ số điện áp tín hiệu và công suất nhiễu SNR của nó Gọi Ai và Φi

là biên độ và pha của tín hiệu nhận được ri Trọng số αi có thể được chọn như sau:

Sơ đồ này yêu cầu biết được biên độ và pha của tín hiệu Vì thế, nó có thể

sử dụng kết hợp với điều chế nhất quán nhưng không sử dụng được với điều

chế không nhất quán

• Equal Gain Combining: là phương pháp kết hợp tuyến tính đơn giản

nhưng chưa tối ưu Nó không yêu cầu ước lượng biên độ fading trên mỗi

nhánh Thay vào đó, bộ thu sẽ cho biên độ của các trọng số đều bằng 1

RF Front End

RF Front End

RF Front End

Trong phần luận văn này, chúng ta chỉ giới hạn khảo sát và kết hợp mã khối không gian – thời gian (STBC – Space-time Block Code) để đưa vào hệ thống OFDM

Mã khối không gian – thời gian là 1 kỹ thuật sử dụng trong hệ thống không dây

để truyền nhiều phiên bản của 1 chuỗi dữ liệu thông qua nhiều anten và khai thác các phiên bản khác nhau nhận được để cải tiến độ tin cậy của việc truyền dữ liệu Thực tế rằng, tín hiệu khi truyền đi chịu tác động của các hiện tượng tán xạ, khúc

xạ, phản xạ, … và cả nhiễu nhiệt ở phía thu Điều này có nghĩa là phía thu có thể nhận được 1 vài tín hiệu tốt hơn so với các tín hiệu còn lại

Hình 2.10 : Phân loại kỹ thuật không – thời gian

Kỹ thuật Không – thời gian

Phân tập phát

Ghép kênh Không gian

Cấu trúc

Không – thời

gian theo lớp

Cấu trúc không – thời gian theo chuỗi

Mã khối không – thời gian

Mã lưới không – thời gian

Được đề xuất bởi Vahid Tarokh, Nambi Seshadri, và Robert Calderbank, mã không gian – thời gian (STC – Space Time Code) đã cải thiện đáng kể tỉ lệ lỗi so với hệ thống chỉ có 1 anten Giải thuật ban đầu dựa trên mã lưới (Trellis Code) nhưng mã khối (Block Code) đơn giản hơn được đưa ra bởi Siavash Alamouri và sau đó Vahid Tarokh, Hamid Jafarkhani và Robert Calderbank đã phát triển thành

mã khối không gian – thời gian STBC

Mã STBC thường được đưa ra dưới dạng một ma trận Mỗi hàng tượng trưng cho 1 khe thời gian, còn mỗi cột tượng trưng cho quá trình phát của 1 anten trên toàn miền thời gian

trong đó, s ij là symbol điều chế được phát từ anten thứ j vào khe thời gian thứ i

Ở đây có T khe thời gian và n T anten phát và n R anten thu

2.2.2 Một số tiêu chuẩn về mã khối không gian – thời gian :

Tỷ lệ mã: được tính bằng số symbol được truyền trên số khe thời gian của 1

khối Nếu 1 khối mã hóa k symbol thì tỷ lệ mã là :

Tiêu chuẩn trực giao :

STBC được thiết kế sao cho các vector của bất kỳ 2 cột nào được lấy ra từ ma trận mã cũng trực giao với nhau Kết quả của điều này là bộ giải mã ở phía thu sẽ đơn giản, tuyến tính và tối ưu

Tuy nhiên, cũng có những mã khối gần trực giao (quasi orthogonal STBC), điều này sẽ gây ra nhiễu liên ký tự ISI nhưng bù lại có thể đạt được tỷ lệ mã cao hơn, và thậm chí có thể có 1 tỷ lệ lỗi tốt hơn, trong 1 số điều kiện nhất định

Tiêu chuẩn phân tập

T T T n

c c c

c 1 2

2

2 2

1 2 1

2 1

1 1

=

T T T n

e e e

e 1 2

2

2 2

1 2 1

2 1

1 1

=

Anten truyền

Khe Thời gian

Hình 2.11 : Ma trận mã STBC

1 1 1 2 1,

2 1 2 2 2 , ,1 , 2 ,

T T

T

n n

T T

T

n T n

n n n

T T

T T

c e c

e c e

c e c

e c e

c e c

e c e e c B

…

…

…

2 2 1 1

2 2 2

2

2 2

2 1

2 1

1 1 1

2

1 2

1 1

1 1

) , (

Nếu ma trận B có hạng đầy đủ (full rank) cho mọi cặp từ c và e bất kỳ thì ta đạt được sự phân tập lớn nhất có thể nTnR Nếu ma trận B có hạng tối thiểu là b cho 1 cặp từ c và e thì mã STBC chỉ đạt được sự phân tập bnR

2.2.3 Mã hóa:

2.2.3.1 Mã hóa Alamouri:

Alamouri phát minh ra mã khối không gian – thời gian STBC đơn giản nhất vào năm 1998, mặc dù ông ấy không gọi nó là mã khối không gian – thời gian Nó được thiết kế cho 2 anten phát và có ma trận mã hóa là :

2 1

2 s s

s s C

Đây là mã khối duy nhất đạt được tỷ lệ mã r = 1 Nó tốn 2 khe thời gian để phát

đi 2 symbol Sử dụng giải thuật giải mã tối ưu phía dưới, tỷ lệ lỗi bit của mã khối STBC này tương đương với phương pháp maximal ratio combining (MRC) 2 anten thu

2.2.3.2 Mã hóa Orthogonal STBC bậc cao:

Tarohk và các đồng sự đã tìm ra tập hợp các mã khối STBC và đặt ra giải thuật xác định mã STBC trực giao bậc cao Và họ cũng chứng minh được rằng không có

mã STBC cho nhiều hơn 2 anten phát có thể đạt được tỷ lệ mã r = 1 Dưới đây là một số khối mã STBC bậc cao

* 3

* 4

* 1

* 4

* 3

* 4

* 1

* 2

* 3

* 2

* 1

2 3 4

1 4 3

4 1 2

3 2 1

s s s

s s s

s s s

s s s

s s s

s s s

s s s

−

− +

2

) (

2 2

2 2

*) 1 1

* 2 2

* 3

* 3

* 2 2

* 1 1

* 3

* 3

3

* 1

* 2

3 2

1

4 / 3 , 3

s s s s s s

s s s s s

s

s s

s

s s

s

C

Một vấn đề thực tế đối với mã C3,3/4 là mức công suất phát mỗi symbol là không bằng nhau Điều này có nghĩa là tín hiệu không có 1 đường bao không đổi

và công suất mỗi anten phát phải thay đổi khác nhau, cả 2 vấn đề đó thực sự là 1 trở ngại lớn

Mã STBC cho 4 anten phát

Nhận xét chung : Ta nhận thấy, mã Orthogonal STBC đạt được độ trực giao

và phân tập rất tốt, điều này có nghĩa là chỉ cần thiết kế 1 bộ giải mã đơn giản, tuyến tính ở tại phía thu Tuy nhiên, mã STBC không đạt được tỷ lệ mã cao nhất

2.2.3.3 Mã Quasi Orthogonal STBC:

Loại mã này chỉ đạt được sự trực giao một phần và cũng không đạt được sự

dụ về mã QO – STBC được đưa ra bởi Hamid Jafarkhani:

* 2

* 1

* 4

* 3

* 3

* 4

* 1

* 2

4 3 2 1 1

,

4

s s s s

s s s s

s s s s

s s s s C

Tiêu chuẩn trực giao chỉ đạt được ở cột 1 và 2, cột 1 và 3, cột 2 và 4, cột 3 và 4 Còn các cột 1 và 4, cột 2 và 3 không trực giao

Nhận xét: Mã khối gần trực giao (quasi orthogonal STBC) không đạt được tiêu

chuẩn trực giao cũng như tiêu chuẩn phân tập, điều này sẽ gây ra nhiễu liên ký tự ISI nhưng bù lại có thể đạt được tỷ lệ mã cao hơn, và thậm chí có thể có 1 tỷ lệ lỗi tốt hơn, trong 1 số điều kiện nhất định

i t ij

j t i

R

r R

1 1

) δ ( )

αε (2.24)

với δ k (i) là dấu của s i tại hàng thứ k của ma trận mã, ε k (p) = q có nghĩa

là s p (có thể khác dấu) là phần tử (k,q) của ma trận mã Cho i = 1, 2, … , nT

và xác định ký tự si thỏa mãn

2 ,

2 2

1

min

s

l k kl i

A s

i = ∈ − +⎜⎜⎝⎛− +∑α ⎟⎟⎠⎞ (2.25)

với A là tập hợp các symbol phát

2.2.5 Kết luận:

Mã STBC có nhiều ưu điểm như :

• Không yêu cầu mở rộng băng thông

• Bộ giải mã đơn giản, tuyến tính

• Phân tập đầy đủ

• Độ tin cậy được tăng cường vì có chế độ hỏng hóc mềm (soft failure), vẫn thu được tín hiệu phátvới chất lượng thấp ngay cả trường hợp độ phân tập bị hư

• Không cần sửa lại toàn bộ thiết kế các hệ thống hiện hành để phù hợp với phương pháp này

• Chống fading

• Tăng hiệu suất phổ

• Giảm tỷ lệ lỗi bit

Tuy nhiên, mã STBC cũng có những khuyết điểm:

• Không cho độ lợi mã hóa, trừ trường hợp móc nối với bộ mã ngoài Trừ trường hợp hệ thống chỉ có 2 anten, tỷ lệ mã tối đa có thể đạt tới là r = 3/4

• Mã STBC có chiều dài khối quá dài và khó thực hiện trong thực

tế Quá trình giải mã không thể thực hiện cho đến khi tất cả quá trình phát trong một khối được nhận hết, vì vậy nếu 1 khối có chiều dài quá dài, sẽ xảy ra quá trình trễ đáng kể Một ví dụ thực

tế là khi có 16 anten truyền, với tỷ lệ mã r = 9/16 thì chúng ta có

1 khối chiều dài 22880 khe thời gian!

• Đòi hỏi phải có thông tin trạng thái kênh truyền CSI

• Kỹ thuật STBC rất hiệu quả trong môi trường fading phẳng, chậm nhưng không có hiệu quả trong môi trường fading chọn lọc tần số và môi trường fading nhanh

2.2.6 Các hướng nghiên cứu hiện nay:

• Nghiên cứu mã STBC trong các kênh fading tương quan

• Cải tiến mã STBC Ví dụ như hiện nay đã nghiên cứu được mã Differential STBC, …

• Móc nối, kết hợp với bộ mã ngoài để tăng độ lợi mã như mã Turbo, …

• Thiết kế nhiều mức Tìm mã STBC cho số anten nhiều hơn

• Nghiên cứu về mã Quasi Orthogonal STBC vì mã này có tỷ lệ mã cao, có thể đạt được r > 1, nhưng không đạt được tiêu chuẩn trực giao và phân tập Một số phương pháp để giải quyết vấn đề này như : closed loop, selected channel, signal phase rotation, code selection strategy, … Các phương pháp này chỉ cho kết quả tốt đối với kênh truyền fading phẳng Vì vậy, đối với kênh truyền fading chọn lọc tần số, phải kết hợp với OFDM

• OFDM là kỹ thuật biến đổi 1 chuỗi bit tốc độ cao thành nhiều chuỗi bit song song có tốc độ thấp hơn Do đó, đối với kênh truyền, OFDM có tác dụng chuyển đổi kênh truyền fading chọn lọc tần số thành môi trường fading phẳng Nên 1 trong những hướng nghiên cứu hiện nay là kết hợp mã STBC với OFDM

Chương 3: Kĩ thuật điều chế OFDM

3.1 Giới thiệu về OFDM:

Kỹ thuật Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) do R.W.Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ Trong những thập kỷ vừa qua, nhiều những công trình khoa học về kỹ thuật này đã được thực hiện ở khắp nơi trên thế giới Đặc biệt là Weistein và Ebert đã chứng minh được là phép điều chế OFDM có thể thực hiện qua phép biến đổi IDFT và phép giải điều chế có thể thực hiện qua phép biến đổi DFT

Ngày nay kỹ thuật OFDM còn kết hợp với nhiều phương pháp khác như kết hợp với phương pháp mã kênh và kỹ thuật điều chế tín hiệu thích nghi Các kỹ thuật này hiện đã được sử dụng trong hệ thống WirelessLan và được chuẩn hóa theo tiêu chuẩn IEEE.802.11a

3.1.1 Nguyên lí cơ bản của OFDM:

Nguyên tắc cơ bản của phương pháp truyền đa sóng mang là chuyển đổi một chuỗi dữ liệu nối tiếp có tốc độ cao thành nhiều chuỗi con song song có tốc độ thấp hơn Mỗi chuỗi con được điều chế trên một sóng mang phụ Tất cả các sóng mang phụ được đồng bộ thời gian và tần số với nhau, cho phép kiểm soát tốt can nhiễu giữa các sóng mang Các sóng mang này chồng lấp nhau trong miền tần số, nhưng không gây can nhiễu giữa các sóng mang (ICI – Inter Carrier Interference),

do bản chất trực giao của điều chế Vì tốc độ symbol trên mỗi sóng mang phụ nhỏ hơn nhiều so với tốc độ symbol của chuỗi tuần tự ban đầu nên các hiệu ứng trải trễ, nhiễu ISI đều được giảm bớt, do đó giảm đi sự phức tạp của bộ cân bằng ở máy thu Các sóng mang phụ được dùng phải trực giao với nhau Nhờ sự trực giao này

mà hiệu quả sử dụng phổ tăng lên rõ rệt Hình sau mô tả quá trình điều chế đa sóng mang

Hình 3.1 Phương pháp điều chế đa sóng mang

3.1.2 Các ưu nhược điểm của OFDM:

Ưu điểm:

• Tăng hiệu quả sử dụng băng thông

• Chống lại ảnh hưởng giao thoa băng thông hẹp

• Phương pháp FEC (Forward Error Control) được sử dụng cho các sóng mang phụ nên OFDM có khả năng chống được fading sâu

• Bền vững với fading chọn lọc tần số và trải trễ đa đường (băng thông sóng mang phụ hẹp nên chỉ chịu fading phẳng, và sử dụng chuỗi bảo vệ để loại

bỏ nhiễu phân tập đa đường)

• Có thể truyền dữ liệu tốc độ cao

• Cấu trúc bộ thu đơn giản nhờ thực hiện FFT trên luồng dữ liệu

Nhược điểm:

• Tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình lớn lớn có thể gây méo ở các

bộ khuếch đại phía phát và phía thu

• Hiệu suất đường truyền giảm vì sử dụng chuỗi bảo vệ

• Do yêu cầu về điều kiện trực giao của các sóng mang phụ mà hệ thống OFDM rất nhạy với offset tần số, Doppler và nhiễu pha

3.2 Lý thuyết điều chế OFDM

Hình 3.2 là sơ đồ tổng quan hệ thống OFDM Tín hiệu vào là 1 chuỗi bit nối tiếp tốc độ cao được đưa qua bộ biến đổi nối tiếp/song song tạo thành những chuỗi bit song song có tốc độ thấp hơn Sau đó, các chuỗi bit này được điều chế ở băng tần cơ sở bằng bộ điều chế QPSK, QAM, … Các chuỗi bit này được cộng các bit zero rồi đưa vào bộ biến đổi IFFT tạo thành những từ mã OFDM Sau đó, được nâng tầng thành tín hiệu RF phát trên kênh truyền Bộ thu là quá trình đi ngược lại các bước thực hiện trong bộ phát Sau đây, ta sẽ tìm hiệu rõ hơn về vai trò của từng

bộ phận trong hệ thống OFDM

3.2.1 Khái niệm về sự trực giao của hai tín hiệu:

Tính trực giao là một tính chất quan trọng cho phép nhiều tín hiệu tin tức có thể phát đi chung trên một kênh truyền Không có tính trực giao giữa các tín hiệu, tín hiệu thu sẽ bị nhiễu và giảm chất lượng Về mặt bản chất, các phương pháp TDM

và FDM đều có tính chất trực giao Phương pháp TDM phân chia các khe thời gian, trong mỗi khe chỉ có một tín hiệu được phát đi, do đó dễ thấy các tín hiệu là trực giao với nhau nếu xét trong miền thời gian Tương tự, phương pháp FDM có tính trực giao nếu xét trong miền tần số

Tuy nhiên, khi nói đến OFDM, ta nói đến một dạng trực giao đặc biệt bởi vì các tín hiệu trong hệ thống OFDM được đặt rất gần nhau, tiến gần đến khoảng cách tối thiểu theo lý thuyết trong khi vẫn giữ đặc tính trực giao giữa chúng

Một tập các tín hiệu được gọi là trực giao nếu hai tín hiệu bất kỳ trong số đó thoả mãn điều kiện sau:

∫ =⎩⎨⎧ ≠=

T j i

j i

j i C dt t s t s

Hình 3.2 : Cấu trúc OFDM