Kỹ thuật xDSL - Cấu trúc khung

Hình 2.28 Nhiễu xung trong miền thời gian và miền tần số Hình 2.29 Mô hình đơn giản của quá trình ứng dụng mã FEC Để khắc phục nhiễu xung các hệ thống được thiết kế tốt sử dụng mã sửa

2.3.6 Cấu trúc khung

Như đã minh hoạ ở hình 4.5 các khung phụ thuộc từng ứng dụng có phần nội dung (payload) sẽ được xếp vào khung lõi dài 144 byte, 500µs ở hình 4.6 Các khung lõi

144 byte, 500 µs hình thành dòng bit tốc độ 2304 kbps để các hệ thống 2 hay 3 đôi dây chia theo từng byte thành các khung HDSL song song và truyền đi Độ dài danh định của khung là 6 ms Độ dài của khung HDSL của hệ thống 3 đôi dây là 2352 quat (ký hiệu tứ phân 2B1Q) tương ứng với 4704 bit trong 6ms Mỗi khung riêng chứa 0 hay 2 quat chèn thêm cho độ dài thực của khung là 2351 quat truyền trong 6 – 1/392 ms hay 2353 quat truyền trong 6 + 1/392 ms Cấu trúc khung được minh hoạ ở hình 4.7 Khung được chia thành 4 nhóm Nhóm đầu của khung bắt đầu bằng từ đồng bộ dài 7 quat, sau đó là quat overhead của HDSL và 12 khối payload HDSL, mỗi khối dài 48,5 quat tương đương 97 bit gồm 1 bit Zmn và 12 byte của khung lõi Các bit Zmn (m = 1, 2, 3 chỉ một trong 3 đôi dây và n = 1, 2, …, 48 là số thứ tự của khối payload HDSL trong khung 8 bit Zmn đầu tiên (Zm1

đến Zm8) dành cho khung lõi sử dụng, cụ thể 3 bit Zm1 đến Zm3 dùng để phân biệt các đôi dây trong khi 5 bit còn lại Zm4 đến Zm8 dành cho các ứng dụng trong tương lai và được cài

ở mức 1

Các bit Z từ Zm9 đến Zm48 là phụ thuộc vào từng ứng dụng và được truyền trong suốt qua khung lõi HDSL Theo sau nhóm đầu là 3 nhóm có cấu trúc giống nhau Mỗi nhóm bao gồm phần overhead dài 5 quat và 12 khối payload HDSL đã được mô tả ở trên Vì vậy, mỗi khung HDSL bao gồm một từ đồng bộ, 16 quat overhead, 48 bit Z và

576 byte của các khung lõi Ở cuối khung có thể có thêm 2 quat được chèn vào Như vậy có thể không có hoặc có 2 quat được thêm vào cuối khung tuỳ thuộc vào quan hệ định thời Độ dài của khung HDSL có thể là 2353 quat tương ứng với 6 + 1/392 ms cho tần số clock danh định hay 2531 quat tương ứng với 6 – 1/392 ms và sẽ cho tốc độ trung bình là

2352 quat hay 6 ms Máy thu có thể đánh giá độ dài của khung HDSL bằng cách dò từ đồng bộ khung của khung kế tiếp và hiệu chỉnh lại việc tách kênh từ dòng dữ liệu

Dữ liệu ngoại trừ 14 bit của từ đồng bộ khung HDSL và các bit chèn sẽ được ngẫu nhiên hoá bằng đa thức bậc 23 trước khi được mã hoá Với chiều từ NTU đến LTU đa thức ngẫu nhiên hoá là x-23 + x-18 + 1 (phép cộng module 2) Với chiều ngược lại, chiều từ LTU đến NTU đa thức ngẫu nhiên được sử dụng là x-23 + x-5 + 1 Ở đầu thu dữ liệu được phục hồi nhờ thực hiện cùng đa thức với tín hiệu đã ngẫu nhiên hoá

Ta có thể thấy được Do = Di Thật vậy, từ:

Ds = Di + Ds.x-18 + Ds.x-23 theo tính chất của phép cộng module 2 ta có:

Di = Ds + Ds.x-18 + Ds.x-23 Hay: Di = Ds(1+ x-18 + x-23)

tức là: Do = Di

Hình 2.23 Khung lõi

Hình 2.24 Caáu truùc khung cuûa heä thoáng HDSL 3 ñoâi daây

Hình 2.25 Ngẫu nhiên hoá và giải ngẫu nhiên tín hiệu HDSL 2.4 VDSL

Công nghệ VDSL (Very high-speed Digital Subscriber Line) thực hiện truyền dẫn thông tin lên đến 52 Mbps qua đường dây điện thoại xoắn đôi Tốc độ dữ liệu rất cao này đã đẩy việc truy xuất thông tin vượt xa giới hạn của công nghệ đường dây thuê bao số bất đối xứng ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) đã được triển khai trước đó Tốc

Internet, kết nối mạng cục bộ với các địa điểm rời nhau, đem lại dịch vụ video đến các thuê bao dân dụng mà không cần phải sử dụng cáp quang Để có thể hoạt động được các thiết bị VDSL phải vượt qua suy hao đường dây, xuyên kênh, sự xâm nhập của sóng vô tuyến (RF: Radio Frequency) và các tác nhân gây nhiễu khác Phương pháp điều chế DMT (Discrete Multi-Tone modulation) thoả mãn được các yêu cầu của VDSL và thực sự hiệu quả hơn nhiều so với các phương pháp điều chế QAM (Quadrature Amplitude Modulation) hay CAP (Carrierless Amplitude-Phase modulation) Vì phương pháp điều chế DMT thực hiện gần như tối ưu trên tất cả các kênh truyền nên nó vượt qua các vấn đề căn bản của đường dây ngay cả khi gặp một vùng tần số bị nhiễu trầm trọng DMT dễ dàng khắc phục được xuyên nhiễu RF, thích ứng với các kênh truyền thay đổi và có nhiễu, hỗ trợ được tất cả các tốc độ truyền, hỗ trợ cả việc chuyển thông tin đối xứng và bất đối xứng, tránh tác động đến dải tần vô tuyến nghiệp dư và tương hợp phổ tốt với các phiên bản DSL khác

2.4.1 Các cấu hình VDSL

Công nghệ VDSL hướng tới việc cung cấp truyền dẫn tốc độ cao trên đường dây thuê bao điện thoại có độ dài không quá 1,5 km Mạng điện thoại thường có 2 dạng kiến trúc vòng thuê bao Những nơi dân cư dày đặc hay thành phố có nhiều khách hàng ở gần tổng đài nội hạt nên VDSL có thể được cung cấp trực tiếp từ tổng đài nội hạt Cấu hình này gọi là cấu hình fiber-to-the-exchange (FTTEx) và được minh hoạ ở hình 2.26

Hình 2.26 Kiến trúc FTTEx

Hình 2.27 Kiến trúc FTTC

Khi thực hiện cáp quang mở rộng vào sâu trong mạng hơn thì công nghệ VDSL dùng bộ ONU (Optical Network Unit) trong cấu hình fiber-to-the-cabinet (FTTCab) như

minh hoạ ở hình 2.27 Hướng truyền dữ liệu từ người sử dụng đến tổng đài gọi là upstream, hướng truyền dữ liệu ngược lại, từ tổng đài đến người sử dụng gọi là downstream

Kênh truyền dẫn là môi trường vật lý dùng để chuyển tín hiệu mang thông tin từ điểm này tới điểm khác Trong mạng điện thoại nội hạt kênh truyền dẫn là các đôi dây xoắn được chế tạo bằng cách xoắn đôi 2 dây đồng cách điện với nhau Sau đó nhiều đôi dây lại được xoắn chặt với nhau tạo thành sợi cáp Từ tổng đài nội hạt hay ONU các sợi cáp sẽ toả ra và từng đôi dây xoắn sẽ rẽ ra để cung cấp dịch vụ cho thuê bao

2.4.2 Kỹ thuật VDSL

Nhiễu xâm nhập xuất hiện ở máy thu khi tín hiệu trong không khí trong dải tần trùng lắp tác động lên đường dây điện thoại Đường dây điện thoại, đặc biệt là dây treo và dây trong nhà rất dễ bị ảnh hưởng bởi sự xâm nhập của tín hiệu vô tuyến AM vì sóng vô tuyến AM thường có năng lượng lớn Nhiễu AM tác động lên phổ tần VDSL khá mạnh trong khoảng tần số từ 525 kHz đến 1,61 MHz Nhiễu xung là những xung nhiễu có thời gian tồn tại ngắn nhưng lại có năng lượng lớn có khả năng nhất thời nhấn chìm thông tin trên kênh truyền Nhiễu xung trên xoắn đôi thường là do các thiết bị điện tử và điện cơ cũng như các đồ dùng điện trong gia đình khác Thêm vào đó sự phóng điện của đường dây điện lực cũng như sét cũng là nguồn gây ra nhiễu xung Trong miền tần số suốt khoảng thời gian tồn tại, nhiễu xung được đặc tính hoá bằng một phổ năng lượng phẳng và dải rộng như minh hoạ ở hình 2.28 Vì sự xuất hiện của nhiễu xung là không thể biết trước được nên nhiễu xung có thể phá huỷ nặng những hệ thống không được thiết kế tốt

Hình 2.28 Nhiễu xung trong miền thời gian và miền tần số

Hình 2.29 Mô hình đơn giản của quá trình ứng dụng mã FEC

Để khắc phục nhiễu xung các hệ thống được thiết kế tốt sử dụng mã sửa sai FEC (Forward Error Correcting) kết hợp với ghép xen kẽ dữ liệu như minh hoạ ở hình 2.29 Mã sửa sai FEC thêm thành phần phụ vào luồng dữ liệu truyền đi sao cho khi có một phần của tín hiệu bị phá huỷ vì nhiễu xung thì những phần còn lại của tín hiệu cũng chứa đủ thông tin để có thể phục hồi lại phần thông tin bị mất FEC được áp dụng theo từng byte của khối dữ liệu và được đặc tính hoá bởi số byte nó có thể sửa được trong một khối dữ liệu có độ dài cho trước Khi số byte sai trên thực tế vượt quá số byte bộ mã có thể sửa được thì dòng dữ liệu sau khi sửa sai vẫn còn thông tin sai Để tối ưu hoá khả năng sửa sai của bộ mã sửa sai máy phát sử dụng phương pháp ghép xen lẫn dữ liệu Sau khi

cho khi có tác động của nhiễu xung lên dòng dữ liệu nó sẽ phá huỷ một số byte mà lúc giải ghép xen kẽ thì các byte sai sẽ được trải rời rạc ra Như vậy ghép xen kẽ làm giảm thời gian nhiễu xung phá hủy dữ liệu và tạo cơ hội cho mã sửa sai FEC phát huy tác dụng Tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR: Signal-to-Noise Ratio) là tỷ số năng lượng của tín hiệu mang thông tin ở máy thu so với năng lượng của nhiễu nhận được Về bản chất SNR mô tả chất lượng của kênh truyền dẫn Trong miền tần số, SNR được tính bằng cách chia mật độ phổ năng lượng (PSD) của tín hiệu mang tin ở máy thu cho mật độ phổ năng lượng ở máy phát Vì suy hao và nhiễu luôn biến đổi theo tần số nên tỷ số SNR là một hàm số theo tần số

Hình 2.30 Đưa tín hiệu mật độ phổ công suất phẳng vào đường dây cỡ 24 dài 1 km

Hình 2.31 SNR của tín hiệu và hệ thống ở hình 2.30

Cùng với xác suất dò tín hiệu sai nhầm và dải thông của kênh truyền, SNR xác định vận tốc lớn nhất mà thông tin có thể được truyền qua kênh truyền Hình 2.30 minh hoạ trường hợp đưa tín hiệu với mật độ phổ công suất phát phẳng –60dBm/Hz vào đường dây cáp cân bằng cỡ dây 24 dài 1 km Nhiễu tác động chỉ gồm nhiễu cộng trắng Gauss (AWGN: Additive White Gaussian Noise) với mức –140dBm/Hz ở đầu thu Hình 6.31 là SNR nhận được Như phân tích ở trên, nhiều loại nhiễu trên đường dây xoắn đôi như nhiễu xung chẳng hạn là không thể lường trước được và lại biến đổi theo thời gian Khi đó, tỷ số SNR cũng biêán đổi theo thời gian Để tránh được nhiễu tăng ngoài ý muốn làm

cho tỷ số SNR suy giảm hâàu hết các hệ thống đều không hoạt động ở tốc độ tối đa mà kênh truyền cho phép Thay vào đó hệ thống hoạt động đều chừa dự phòng nhiễu (noise margin) Như vậy, việc sử dụng dự phòng đã dự phòng cho hệ thống tránh sai nhầm do nhiễu tăng lên không lường trước được Yêu cầu cho các hệ thống VDSL được các công

ty điện thoại thiết lập qua thực tế trong các nhóm tiêu chuẩn ANSI T1E1.4 ở Hoa Kỳ và ETSI TM6 ở châu Âu Mặc dù T1E1.4 và TM6 là các nhóm tiêu chuẩn độc lập với các đặc tính áp dụng cho các vùng địa lý khác nhau nhưng những người tham gia xây dựng tiêu chuẩn đều nhận ra được ích lợi từ việc thống nhất tiêu chuẩn ở Hoa Kỳ và châu Âu

Vì vậy họ đã cố gắng tạo ra những yêu cầu lâu dài cho hệ thống VDSL Chi tiết hơn về vấn đề này có thể xem thêm ở ANSI Draft Technical Document “Very-high-speed Digital Subscriber Lines System Requirements.” T1E1.4 contribution 98-043R6 December

1998 và ETSI Technical Specification TS 101 270-1 v1.1.1 “Transmission and multiplexing (TM); Access transmission systems on metallic access cables; Very high speed Digital Subscriber Line (VDSL); Part 1; Functional require-ments.” April 1998

Cả ANSI và ETSI đều hỗ trợ các tỷ số tốc độ dữ liệu giữa downstream và upstream trong VDSL bất đối xứng và tốc độ dữ liệu của VDSL đối xứng ETSI gọi modem hỗ trợ tốc độ dữ liệu bất đối xứng là modem class I và modem hỗ trợ tốc độ dữ liệu đối xứng là modem class II ETSI đưa ra bảng kết hợp tốc độ payload của các modem VDSL theo bảng 2.5 và 2.6

Như vậy, ETSI khuyến nghị tỷ số giữa dòng dữ liệu downstream và upstream là 6:1, 3:1 và 1:1 Tuy nhiên một số thành viên của ETSI lại khuyến cáo rằng nên loại bỏ tốc độ đối xứng 36,864 Mbps thuộc nhóm II vì nó cần tốc độ dữ liệu cao chỉ hoạt động được với một số rất ít các đường dây điện thoại rất ngắn nhưng lại làm tăng độ phức tạp và giá thành của modem

ANSI cũng xác định tốc độ bit cho cả hai chế độ hoạt động đối xứng và bất đối xứng Bảng 6.2 là tốc độ dữ liệu của VDSL theo ANSI Theo đó tỷ số tốc độ dữ liệu của downstream và upstream là 8:1, 4:1 và 1:1

Hình 2.32 Ví dụ về xuyên kênh đầu gần do 10 đường dây ADSL gây ra và nhiễu trắng

Gauss trung bình -140 dBm/Hz

Hình 2.33 SNR ở máy thu khi đưa tín hiệu -60 dBm/Hz vào mạch vòng B và bị nhiễu

ở hình 6.12 tác động Bảng 2.5 Tốc độ modem VDSL theo ETSI

Modem class Downstream rate

(kbps)

Upstream rate (kbps)

Bảng 2.6 Tốc độ modem VDSL theo ANSI

Service type Downstream

rate (Mbps)

Upstream rate (Mbps)

6,5 6,5

Bảng 2.7 Dải tần vô tuyến nghiệp dư được ETSI thừa nhận

Band start frequency

Mật độ phổ công suất phát mô tả công suất phát của tín hiệu mang tin được phân bố theo tần số như thế nào khi tín hiệu được đưa vào kênh truyền ở ngõ ra của máy phát Chẳng hạn, nếu toàn bộ công suất 10 mW được đưa vào đường dây và máy phát phát năng lượng đều trong dải tần 1 MHz thì mật độ phổ công suất phát là hằng số và bằng

10-5 mW/Hz Đường bao mật độ phổ công suất phát xác định mật độ phổ công suất cực đại cho phép theo chiều tần số

Bảng 2.8 Dải tần vô tuyến nghiệp dư được ANSI thừa nhận

Band start frequency

Công suất phát cực đại được ETSI và ANSI cho phép đều là 11,5 dBm Tuy nhiên, ETSI và ANSI lại khác nhau trong cách năng lượng phân bố theo tần số Cả hai tổ chức tiêu chuẩn hoá này đều đưa ra đường bao xác định mật độ phổ công suất phát tối đa và cả hai đều buộc modem phải có khả năng giảm mật độ phổ công suất đến –80 dBm/Hz trong dải tần vô tuyến nghiệp dư

ANSI xác định mật độ phổ công suất phát cực đại bao gồm 3 chọn lựa dành cho nhà điều hành hệ thống VDSL như sau:

- PDS enhancement (on/off):

+ off: mật độ phổ công suất phát bị giới hạn ở giá trị lớn nhất là -60

dBm/Hz

+ on: mật độ phổ công suất phát có thể tăng trên -60 dBm/Hz Việc

tăng mật độ phổ công suất phát được giám sát bởi một đường bao mật độ phổ công suất phát (PSD mask) và bị kềm giữ ở tổng công suất 11,5 dBm

- ADSL compatibility (on/off):

+ on: mật độ phổ công suất phát ở dải tần dưới 1,104 MHz bị hạn chế

ở -90 dBm/Hz

+ off: mật độ phổ công suất phát trong dải tần này có thể đạt được

trạng thái PSD enhancement

- RF emission notching (on/off):

+ on: mật độ phổ công suất phát trong dải tần vô tuyến nghiệp dư bị

giới hạn ở -80 dBm/Hz

+ off: mật độ phổ công suất phát trong dải tần vô tuyến nghiệp dư có

thể đạt được trạng thái PSD enhancement

ETSI cũng xác định một số các đường bao mật độ phổ công suất phát (PSD mask) tuỳ theo tình huống sử dụng Khi VDSL được ONU sử dụng (trong cấu hình FTTCab) thì cả hai chiều upstream và downstream đều có chung một đường bao mật độ phổ công suất phát Khi VDSL được tổng đài nội hạt sử dụng thì hai chiều upstream và downstream có hai đường bao khác nhau Sự khác nhau giữa các đường bao cũng có thể thấy được trong tầm tần số từ 0 tới 276 kHz tuỳ theo có hay không có POTS/ISDN bên cạnh các hệ thống VDSL Các đường bao mật độ phổ công suất phát mạnh mẽ hơn cũng được định nghĩa cho việc sử dụng trong các mạng mà hầu hết hay đôi khi tất cả cáp đều được chôn ngầm và sự bức xạ vào dải tần vô tuyến nghiệp dư qua không khí là không đáng kể Cuối cùng, ETSI cũng yêu cầu các bộ modem phải có khả năng giảm mật độ phổ công suất phát không quá -80 dBm/Hz trong các dải tần vô tuyêá nghiệp dư

Nếu có thể phát triển được VDSL thì các hệ thống VDSL phải tương hợp với các tín hiệu của các dịch vụ khác trong cùng một chão cáp Hệ thống DSL bị VDSL ảnh hưởng nhiều nhất là ADSL Trong một vài cấu hình, VDSL có thể ảnh hưởng mạnh đến tín hiệu ADSL trừ phi được thiết kế cẩn thận Trong một số cấu hình khác, VDSL lại bị ADSL ảnh hưởng ngược lại

Trong cấu hình FTTEx nhiều đôi dây xoắn toả ra từ một tổng đài nội hạt có thể mang tín hiệu ADSL, truyền với mật độ phổ công suất phát -40 dBm/Hz trong khi các đường dây khác có thể mang tín hiệu VDSL với mật độ phổ công suất phát -60 dBm/Hz cho các thuê bao gần với tổng đài hơn như được minh hoạ ở hình 2.34 Trong cấu hình này ảnh hưởng của VSDL lên ADSL là không đáng kể Ta sẽ phân tích riêng các kênh ADSL upstream và downstream

Hình 2.34 Ảnh hưởng lẫn nhau giữa ADSL và VSDL trong cấu hình FTTEx

VDSL không bao giờ ảnh hưởng đến truyền dẫn ADSL theo chiều upstream trong cấu hình FTTEx vì phổ tần của VDSL bắt đầu từ 300 kHz trong khi chiều upstream của ADSL kết thúc ở tần số 138 kHz Vì vậy, xuyên kênh từ VDSL sang ADSL là nhiễu ngoài dải và trong các hệ thống VDSL được thiết kế tốt nó chỉ khoảng -120 dBm/Hz Do đó truyền dẫn upstream của ADSL không bị ảnh hưởng bởi VDSL trong cấu hình FTTEx Tuy nhiên, cần lưu ý rằng nếu tần số bắt đầu của VDSL thấp hơn 138 kHz thì VDSL sẽ tác động đến ADSL Trong trường hợp này, tín hiệu VDSL chiều downstream ghép xuyên kênh đầu gần vào tín hiệu chiều upstream của ADSL Xét tác động của VDSL vào ADSL, nếu ADSL sử dụng phổ tần dưới 1,104 MHz thì VDSL cũng không tác động đến chiều downstream của ADSL Ngược lại, trong trường hợp này, truyền dẫn chiều downstream của ADSL tạo ra xuyên kênh đầu gần lớn với kênh upstream của VDSL

Kênh ADSL chiều downstream bị tác động ít nhất khi VDSL sử dụng phổ tần dưới 1,104 MHz cho truyền dẫn chiều downstream Trong trường hợp này, VDSL truyền xuyên kênh đầu xa vào kênh downstream của ADSL Tuy nhiên, vì hầu hết mật độ phổ công suất phát của VDSL là -60 dBm/Hz và tín hiệu VDSL ghép vào ADSL chỉ trong vài trăm met đầu tiên (thường là không quá 1,5 km) nên xuyên kênh đầu xa này còn kém xa xuyên kênh đầu xa của các hệ thống ADSL với nhau Nhưng ta cũng biết chắc rằng xuyên kênh đầu xa của các hệ thống ADSL với nhau không ảnh hưởng bao nhiêu đến sự thực hiện ADSL vì suy hao của xuyên kênh đầu xa trên các đường dây ADSL vốn rất dài

Vì vậy, có thể kết luận là xuyên kênh đầu xa của các hệ thống VDSL lên các hệ thống ADSL rất nhỏ và không đáng quan tâm Tuy nhiên, chính xuyên kênh đầu xa ngược lại từ các hệ thống ADSL lên các hệ thống VDSL là không thể bỏ qua được Xuyên kênh đầu

xa này lớn hơn nhiều so với xuyên kênh đầu xa của các hệ thống VDSL với nhau vì mật độ phổ công suất phát của ADSL lớn hơn mật độ phổ công suất phát của VDSL đến 20

dB

Hình 2.35 minh hoạ ảnh hưởng lẫn nhau của các hệ thống ADSL và VDSL trong kiến trúc FTTCab Trong tình huống này một bộ ADSL và một bộ VDSL nằm chung một chão cáp gần phía khách hàng Nếu phổ tần của chiều upstream VDSL chồng lấn lên dải tần chiều downstream của ADSL thì chiều upstream của các tín hiệu VDSL sẽ ghép vào chiều downstream của ADSL thành dạng xuyên kênh đầu gần Nếu hệ thống VDSL cũng dùng dải tần của ADSL cho truyền dẫn chiều downstream thì chiều downstream của VDSL sẽ ghép xuyên kênh đầu xa vào chiều downstream của ADSL Trong cả hai trường hợp VDSL đều gây bất lợi cho ADSL

CO

VDSL

ADSL

Hình 2.35 Ảnh hưởng lẫn nhau giữa ADSL và VSDL trong cấu hình FTTCab

Nếu chiều upstream của VDSL sử dụng phổ tần chồng lấn với chiều downstream của ADSL thì tín hiệu VDSL chiều upstream ghép với tín hiệu chiều downstream của ADSL tạo thành xuyên kênh đầu gần Các mô hình giả lập tại các phòng thí nghiệm cho thấy rất rõ ràng rằng một đôi dây VDSL hoạt động ở mật độ phổ công suất -60 dBm/Hz trong kiến trúc FTTCab cũng có thể nguy hại nghiêm trọng đến các hệ thống ADSL nếu dải tần upstream của VDSL chồng lấn lên dải tần downstream của ADSL Ví dụ, tầm cự

ly của ADSL 6 Mbps sẽ giảm từ 3,75 km xuống còn 2,4 km khi có một đường dây VDSL dùng dải tần downstream của ADSL cho dải tần upstream Mặt khác nếu vẫn giữ nguyên độ dài vòng thuê bao 3,75 km thì tốc độ bit sẽ giảm từ 6 Mbps xuống còn 3 Mbps khi có một đường dây VDSL phát tín hiệu chiều upstream trong dải tần dưới 1,104 MHz Nhiều nghiên cứu cho rằng chiều downstream của VDSL phát ở dải tần dưới 1,104 MHz sẽ không ảnh hưởng mấy đến ADSL vì tín hiệu VDSL chỉ tạo ra xuyên kênh đầu xa ở phía thuê bao Tuy nhiên, các mô hình giả lập ở phòng thí nghiệm cho thấy việc sử dụng phổ tần dưới 1,104 Mhz cho truyền dẫn chiều downstream của VDSL đã tác động bất lợi đến các hệ thống ADSL trong kiến trúc FTTCab Ví dụ, khi có một đường dây VDSL dài 1,5

km trong cấu hình FTTCab nằm cạnh một đường dây ADSL thì tầm cự ly của đường dây ADSL 6 Mbps sẽ giảm từ 3,75 km xuống còn 3,2 km Hơn nữa, trong trường hợp này tốc độ bit giảm xuống chỉ còn 4 Mbps Trường hợp nghiêm trọng hơn khi một đường dây VDSL dài 300 m xuyên kênh đầu xa lên đường dây ADSL sẽ giảm tầm cự ly của ADSL từ 3,75 km xuống còn 2,75 km và tốc độ bit cũng giảm từ 6 Mbps xuống còn 3,5 Mbps Để tránh các tác hại lớn như vậy với ADSL, các hệ thống VDSL phải giới hạn mật độ phổ công suất phát ở mức -60 dBm/Hz ở cả hai chiều upstream và downstream trong dải tần dưới 1,104 MHz với cấu hình FTTCab khi có các đường dây ADSL trong cùng một chão cáp Tuy nhiên, trong cấu hình FTTCab VDSL có mặt ADSL vẫn có thể truyền ở dải tần dưới 1,104 MHz cho dù phổ tần này chỉ chiếm một phần nhỏ trong chiều truyền dẫn downstream hay upstream

Như đã mô tả ở trên, trong nhiều ứng dụng, các modem VDSL được lắp ở ONU vốn thường được đặt trong các tủ bên hè phố không có cơ chế điều hoà nhiệt độ Vì các tủ này không làm mát được nên sự tiêu thụ năng lượng của VDSL phải rất nhỏ, thường mỗi thiết bị thu phát phải tiêu thụ năng lượng nhỏ hơn 1,5 Watt bao gồm cả mạch công suất cho tín hiệu phát Mặt khác, để có thể bố trí được trong các ONU, các card giao tiếp đường dây VDSL phải có kích thước nhỏ Kích thước của card giao tiếp đường dây phụ thuộc vào nhiều yếu tố kể cả trình độ tích hợp và độ phức tạp của thiết kế mạch điện

2.4.3 Phương pháp điều chế cho VDSL

Họ các phương pháp điều chế một sóng mang (Single-carrier modulation) bao gồm điều chế biên độ phase vuông góc QAM (Quadrature Amplitude Modulation) và điều

CO

VDSL

ADSL ONU

chế CAP (Carrierless Amplitude-Phase) Trong điều chế một sóng mang một dòng bit được điều chế thành các ký hiệu bằng cách ánh xạ b bit liên tiếp với b điển hình thường nhỏ hơn hay bằng 8 vào các điểm trong chùm sao sơ đồ điều chế phase biên độ Những điểm trên chùm sao này sau đó được điều chế, lọc và truyền trên kênh truyền với dải thông biết trước Hình 2.36 minh hoạ một máy phát tín hiệu QAM dùng cho VDSL với ωc

là tần số sóng mang tính bằng radian Máy phát CAP cũng tương tự nhưng sóng mang bị triệt và sử dụng các bộ lọc đồng phase, vuông phase thay cho các mạch lọc thông thấp

Hình 2.36 Sơ đồ khối mạch điều chế một sóng mang QAM

Kênh truyền làm méo tín hiệu truyền đi và làm cho các ký hiệu liên tiếp xuyên nhiễu lẫn nhau bằng một hiện tượng gọi là intersymbol interference (ISI) Ở máy thu, sử dụng một bộ phân đoạn (equalizer) để giảm ISI và vì vậy cải thiện được việc thực hiện hệ thống trong khi vẫn giữ thiết bị ở mức không quá phức tạp Khả năng của bộ phân đoạn trong việc phục hồi tín hiệu đã truyền phụ thuộc vào nhiều yếu tố như kiểu bộ phân đoạn, độ dài các mạch lọc của nó Nhìn chung, các bộ phân đoạn phi tuyến thực hiện tốt hơn các bộ phân đoạn tuyến tính và các mạch lọc dài thực hiện tốt hơn các mạch lọc ngắn

Bộ phân đoạn tốt nhất là bộ phân đoạn hồi tiếp quyết định (DFE: Feedback Equalizer), là một loại mạch phân đoạn phi tuyến sử dụng 2 mạch lọc và một thiết bị ra quyết định để phục hồi lại tín hiệu đã truyền đi Hình 2.37 minh hoạ sơ đồ khối đơn giản của một bộ DFE Bộ dời mức (Slicer) quyết định điểm nào trong các điểm trong chùm sao điều chế là gần với tín hiệu nhận được (có nhiễu) nhất Sau đó bộ dời mức hồi tiếp lại độ lệch tín hiệu phục hồi so với tín hiệu nhận được để trừ vào tín hiệu nhận được kế tiếp Về lý thuyết cách này có thể loại trừ một phần ISI Sau đó bộ lọc hồi tiếp lại đánh giá lượng ISI còn lại Khi một lần nữa ngõ ra của bộ lọc hồi tiếp được trừ khỏi ngõ ra của bộ lọc nhận tín hiệu thì lượng ISI còn lại cũng triệt tiêu

Decision-Hình 2.37 Sơ đồ khối bộ DFE

Mặc dù DFE là bộ phân đoạn tốt nhất nhưng nó cũng có một vài nhược điểm Trước tiên, mọi sai lầm của bộ dời mức đều được hồi tiếp và dùng để phát ra sự đánh giá sau này của ISI còn lại Như vậy lỗi một bit có thể dẫn đến nhiều quyết định lỗi liên tiếp

thì hệ thống càng tồi tệ Điều này người ta gọi là sự lan truyền lỗi Để giảm bớt sự lan truyền lỗi của DFE, người ta sử dụng một kỹ thuật gọi là precoding Precoding loại trừ được lan truyền lỗi nhưng lại đòi hỏi phải thay đổi máy phát dẫn đến tăng công suất phát Precoding cũng loại trừ cả khả năng của một kỹ thuật cho phép DFE tự cấu hình nhanh chóng khi khởi động mà không cần liên hệ với máy phát gọi là kỹ thuật blind training Trong phương pháp điều chế nhiều sóng mang (Multi-carrier modulation) một kênh truyền được chia thành nhiều phân kênh độc lập nhau, mỗi kênh có một sóng mang riêng lẻ DMT (Discrete Multi-Tone) là điều chế nhiều sóng mang thực hiện truyền dẫn rất tốt với độ phức tạp tương đối Vì DMT mang lại nhiều thuận lợi cho truyền dẫn trên dây xoắn đôi nên DMT đã được tiêu chuẩn hoá cho ADSL trên toàn thế giới Qua phân tích kế tiếp

ta cũng sẽ thấy DMT cũng là sự lựa chọn tốt nhất cho VDSL Như các phương pháp điều chế nhiều sóng mang khác, máy phát DMT cũng chia dải thông kênh truyền thành nhiều phân kênh (subchannel) Mỗi phân kênh đặc tính hoá bằng tỷ số SNR đo được khi thiết lập kết nối và giám sát liên tục trong quá trình sử dụng Dòng bit cần mã hoá được mã hoá thành các ký hiệu QAM liên tiếp Mỗi ký hiệu (symbol) QAM đại diện cho một số bit xác định bởi SNR ở tần số trung tâm của phân kênh, xác suất sai chấp nhận được và tốc độ bit cần truyền Sau đó các ký hiệu QAM được nhóm lại thành khối, chuyển thành dạng phức và dùng phép biến đổi Fourier rời rạc ngược (IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform) để đưa trở về dạng thực Bộ IDFT thường được thực hiện bằng phép biến đổi Fourier nhanh (FFT: Fast Fourier Transform) Sau bộ IDFT, tín hiệu được chèn vào một số cyclic prefix để loại trừ nhiễu xuyên ký hiệu Tín hiệu thời gian thực có được được biến đổi từ số sang dạng tương tự để đưa lên kênh truyền

Hình 2.38 Sơ đồ khối của một cặp máy thu phát DMT

Ở máy thu, tín hiệu nhận được từ kênh truyền được đưa đến bộ biến đổi tương tự sang số, gỡ bỏ các cyclic prefix và được biến đổi ngược trở lại dạng phức nhờ phép biến đổi DFT (Discrete Fourier Transform: phép biến đổi Fourier rời rạc) Mỗi giá trị ở ngõ ra là một số phức đại diện cho biên độ và phase của tần số phân kênh tương ứng Tập các giá trị phức này, mỗi giá trị đại diện cho một phân kênh gọi là phổ miền tần số (FEQ: Frequency-domain Equalizer) Sau FEQ, một bộ dò không nhớ giải mã các ký hiệu phụ (subsymbol) nhận được Như vậy, trái ngược với CAP/QAM, các hệ thống DMT không bị ảnh hưởng bởi lan truyền sai do mỗi ký hiệu phụ đều được giải mã độc lập với các ký hiệu phụ khác (trong quá khứ, hiện tại và tương lai) Hình 2.38 minh hoạ sơ đồ khối của một cặp máy phát và máy thu DMT Ở trạng thái hoạt động ổn định các tỷ số SNR được giám sát bởi máy thu Khi dò được suy giảm trên một hay nhiều SNR của các phân kênh, máy thu sẽ tính toán và sửa đổi lại sự phân bố bit để đạt được kiểm soát sai tốt hơn Tùy thuộc vào tỷ số SNR của phân kênh bị suy giảm mà một vài hay toàn bộ bit được truyền trên phân kênh này sẽ chuyển sang một hay nhiều phân kênh khác có khả năng tăng số bit truyền lên (nhờ có tỷ số SNR tốt hơn) Sự thay đổi phân bố bit cần thiết được thông

báo cho máy phát và được thực hiện tại máy phát Kỹ thuật này gọi là đánh đổi bit (bit swapping) cho phép hệ thống duy trì việc thực hiện gần như hoàn hảo khi điều kiện nhiễu và kênh thay đổi Giải thuật bit swapping có thể được thiết kế để cung cấp khả năng chống nhiễu tốt nhất ở một mức sai cho phép và tốc độ bit cần thiết

Như đã mô tả, chất lượng thực hiện của máy thu DFE phụ thuộc vào độ dài của các mạch lọc feedforward filter và feedback filter Thật không may là các bộ phân đoạn với các bộ lọc ngắn, ít phức tạp lại không thực hiện tốt bằng các bộ lọc dài trên kênh truyền có nhiều nhiễu đột tần hẹp như đường dây điện thoại với cấu hình có nhiều nhánh rẽ Trong khi đó, DMT hoạt động rất hiệu quả trên các kênh truyền phức tạp như vậy Vì kênh truyền được phân chia thành nhiều kênh hẹp nên tỷ số SNR trên từng phân kênh là hầu như đồng đều Những phân kênh nằm trên vùng tần số có tỷ số SNR bị suy hao nhiều bởi các nhánh rẽ hay mức nhiễu cao được dùng để truyền ít bit thông tin hơn các phân kênh có tỷ số SNR lớn Hơn nữa, trên các đường dây dài suy hao tín hiệu tần số cao, modem DMT sẽ tắt những kênh suy hao quá nhiều không chuyển dữ liệu được Vì vậy, trên một kênh truyền hệ thống DMT có thể gửi dữ liệu nhiều nhất mà kênh truyền cho phép và chỉ sử dụng những vùng có thể truyền dữ liệu được

Khả năng kháng nhiễu của CAP/QAM với xâm nhập của sóng vô tuyến gắn chặt với độ dài của bộ lọc feedforward của bộ phân đoạn DFE Bộ lọc feedforward phải phát

ra các notch ở các vùng có nhiễu sóng vô tuyến để giảm khả năng những tác nhân này gây ra sai nhầm trong dời mức Khi số các notch cần thiết tăng lên thì độ dài của bộ lọc feedforward cũng tăng theo Một bộ lọc có độ dài cố định chỉ có thể loại bỏ một số nhất định các xuyên nhiễu sóng vô tuyến ở một mức năng lượng nào đó

Với hệ thống DMT, ảnh hưởng của các nguồn nhiễu không xác định trước được như xâm nhập từ sóng vô tuyến qua không khí: sóng AM hay sóng vô tuyến nghiệp dư bị loại trừ phần nào do kênh truyền đã được phân chia thành những phân kênh hẹp Một tác nhân gây nhiễu rất hẹp ở ngay tần số trung tâm của phân kênh sẽ chỉ tác động lên phân kênh đó Dĩ nhiên, hầu hết các tác nhân gây nhiễu đều không quá hẹp và chúng thường cũng không nằm ở tần số trung tâm của phân kênh Kết quả là các tác nhân gây nhiễu bị băm nhỏ vào nhiều phân kênh Để loại trừ tác động của nhiễu vô tuyến người ta sử dụng một cửa sổ cho tín hiệu thu được trước khi giải điều chế

Trong trường hợp nhiều loại nhiễu xung, các hệ thống DMT miễn nhiễm tốt hơn các hệ thống CAP/QAM Hãng Texas Instruments có một kiểm chứng minh hoạ điều này Một hệ thống phân chia dải thông từ 0 đến 11.04 MHz thành 256 phân kênh, mỗi phân kênh rộng 43,125 kHz Trừ đi phần cyclic prefix thì tốc độ ký hiệu còn khả dụng là

40 kHz Như vậy, mỗi symbol trải dài trên khoảng thời gian 25 µs Trong khi đó một hệ thống CAP/QAM sử dụng cùng dải thông có tốc độ ký hiệu là 11,04 MHz và thời gian cho mỗi ký hiệu là 90,6 ns Bây giờ, giả sử một xung điện với độ rộng 5 µs tác động vào kênh truyền có hệ thống VDSL của hãng Texas Instruments hoạt động Như vậy, nhiều nhất là xung điện này chỉ có thể phá hủy được một phần năm ký hiệu DMT Đó là do đôi lúc nó phá hủy một phần cuối của ký hiệu nào đó và một phần đầu của ký hiệu kế tiếp Ở máy thu, khi ký hiệu DMT bị nhiễu tác động được bộ biến đổi Fuorier rời rạc DFT chuyển về miền tần số thì nhiễu xung được trải đều trên toàn bộ các ký hiệu DMT Về thực chất việc này làm tăng thời gian tác động của nhiễu xung nhưng lại giảm đi năng lượng của nó rất nhiều Chừng nào năng lượng trung bình trong khoảng thời gian ký hiệu DMT không phá hết thềm nhiễu thì hệ thống còn chưa bị tác động bởi nhiễu Do vậy, tác động của hầu hết các loại nhiễu xung ngắn hơn thời gian một ký hiệu DMT đều bị máy thu tự động loại

Trong khi đó, một nhiễu xung 5 µs sẽ phá hủy đến 55 ký hiệu liên tiếp của hệ thống CAP/QAM hoạt động trong cùng một dải thông với hệ thống VDSL của hãng Texas Instruments Vì các ký hiệu được giải mã từng ký hiệu một tại máy thu nên các hệ thống này không đưa ra bất cứ một phương pháp bảo vệ chống nhiễu xung cơ bản nào hữu hiệu mà thay vào đó là dựa vào mã sửa sai và kỹ thuật ghép xen kẽ để bảo vệ dữ liệu dưới tác động của nhiễu xung Tuy nhiên, vì nhiễu xung gây ra lỗi lan truyền trong các bộ DFE nên hiệu quả của các loại mã sửa sai vốn hoạt động sau khi dữ liệu đi ra khỏi bộ DFE giảm đi rất nhiều

Các hệ thống DMT cũng cung cấp một cách miễn nhiễm nhiễu khác Mặc dù, nhiễu xung về mặt lý thuyết là không đổi theo miền tần số nhưng trên thực tế hầu hết nhiễu xung có hình dạng riêng Khi một hệ thống DMT bị tác động bởi nhiễu xung có hình dạng nhất định thì không phải tất cả các phân kênh bị tác động như nhau Vì mã tự sửa sai được áp dụng cho các phân kênh nên nhiễu xung theo một vài tần số sẽ tăng khả năng sửa sai hơn là trường hợp nhiễu xung có phổ đồng đều Trong khi đó các hệ thống CAP/QAM lại không có một cơ chế nào tỏ ra tận dụng được trường hợp nhiễu xung có phổ không đồng đều

Các hệ thống CAP/QAM phải trông cậy vào thềm nhiễu và khả năng thích ứng đúng đắn của các bộ lọc DFE để theo kịp các biến đổi của nhiễu và suy hao trên kênh truyền Ngược lại, các hệ thống DMT sử dụng kỹ thuật bit swapping và các bộ phân đoạn FEQ để thích ứng với sự thay đổi các hàm truyền đạt hay nhiễu của kênh truyền và điều này không làm ảnh hưởng mấy đến dung lượng đường truyền Dĩ nhiên là khi dung lượng kênh truyền giảm tới mức không dung nạp nổi tốc độ dữ liệu được thiết lập ban đầu thì cả các hệ thống DMT lẫn CAP/QAM đều thất bại

Vì các hệ thống CAP/QAM phát dữ liệu trong dải tần rộng hơn rất nhiều so với các kênh phụ của DMT nên tốc độ dữ liệu mà hệ thống CAP/Qam cung cấp rất kém Nếu tốc độ dữ liệu cần thiết là giữa 2 tốc độ dữ liệu có thể thực hiện được thì hệ thống CAP/QAM phải hỗ trợ bằng tốc độ lớn hơn Lấy ví dụ, một hệ thống sử dụng dải thông 3,3 MHz để truyền dữ liệu thì tốc độ dữ liệu nhỏ nhất được hỗ trợ là 3 Mbps Khi thực hiện điều chế 1 bit mỗi tín hiệu thì hệ thống có thể hỗ trợ được tốc độ truyền dữ liệu 3 Mbps, với 2 bit cho mỗi tín hiệu thì hệ thống có thể hỗ trợ được tốc độ truyền dữ liệu 6 Mbps, … Nếu cần tốc độ truyền dữ liệu 10 Mbps thì phải sử dụng điều chế 4 bit trên mỗi tín hiệu để đạt được tốc độ 12 Mbps Như vậy, ít nhất đã bỏ phí đi 2 Mbps Trong trường hợp không thuận lợi, khi tỷ số SNR làm cho kênh truyền chỉ có khả năng hỗ trợ tối đa 10 Mbps thì hệ thống phát 12 Mbps sẽ bị nhiễu phá hủy vì đã truyền dữ liệu vượt quá dung lượng của kênh Với điều kiện kênh truyền như vậy, sự lan truyền sai là vấn đề quan trọng sẽ phá hủy hệ thống

Trái lại, các hệ thống DMT hỗ trợ các tốc độ truyền dữ liệu rất nhặt vì kênh truyền được chia thành các kênh phụ có dải thông nhỏ hơn nhiều và các bit được bố trí độc lập với các kênh này Tính nhặt thưa của tốc độ dữ liệu phụ thuộc vào độ rộng các kênh phụ Nếu một hệ thống sử dụng các kênh phụ có độ rộng dải 32 kHz không kể các cyclic prefix thì khoảng tần số cách nhau nhỏ nhất là 32 kbps Ví dụ như một hệ thống VDSL của hãng Texas Instruments hỗ trợ khoảng cách nhỏ nhất này là 64 kbps

Để thực hiện triệt phát xạ sóng điện từ (nghĩa là phải giới hạn mật độ phổ công suất phát ở mức -80 dBm/Hz trong dải tần vô tuyến nghiệp dư), máy phát CAP/QAM phải phát ra các notch cho từng dải tần vô tuyến nghiệp dư mà hệ thống có chồng lấn Ví dụ, bảng 6.3 và 6.4 chỉ ra rằng các hệ thống CAP/QAM hoạt động ở dải tần từ 1 MHz tới 11 MHz phải phát ra 4 notch trong phổ tín hiệu phát của mình Ở máy thu, các notch phải được phát ra ở cùng những vị trí này bởi bộ lọc feedforward của bộ DFE để bảo đảm rằng