Luận văn bộ biến đổi ac dc ac 3 bận

Sử dụng các lý thuyết về không gian vector để cải thiện chất lượng điều khiển của bộ nghịch lưu như giảm thiểu điện áp common mode, hay cân bằng áp tụ DC Link trong mô hình Neutral Point

Trang 1

CHƯƠNG TRÌNH ĐÀO TẠO KỸ SƯ CHẤT LƯỢNG CAO VIỆT-PHÁP

KHOA ĐIỆN-ĐIỆN TỬ -o0o -

LUẬN VĂN TỐT NGHIỆP ĐẠI HỌC

BỘ BIẾN ĐỔI AC-DC-AC

3 BẬC

GVHD : TS NGUYỄN VĂN NHỜø

SVTH : ĐẶNG TRẦN THÁI

MSSV : P0110008

TP HỒ CHÍ MINH, 06/2006

Trang 2

Trang 3

Trang 4

LỜI CẢM ƠN

Xin gửi lời cảm ơn sâu sắc đến tất cả các Thầy Cô Trường Đại Học Bách Khoa Thành Phố Hồ Chí Minh đã tận tình giảng dạy em trong suốt thời gian học tập và thực hiện luận văn

Đặc biệt em xin chân thành cảm ơn Thầy, Tiến Sĩ Nguyễn Văn Nhờ Người đã tận tình hướng dẫn và giúp đở em trong quá trình thực hiện luận văn

Xin chân thành cám ơn bạn bè, các đồng nghiệp và những người thân trong gia đình đã động viên, hỗ trợ em trong suốt khóa học và thời gian làm luận văn này

Đặng Trần Thái

Trang 5

LỜI NÓI ĐẦU

Trong nội dung luận văn tốt nghiệp, lý thuyết về bộ nghịch lưu ba bậc và các phương pháp điều chế được nghiên cứu Trong đó phương pháp chủ yếu được áp dụng xuyên suốt luận văn là Space vector modulation Sử dụng các lý thuyết về không gian vector để cải thiện chất lượng điều khiển của bộ nghịch lưu như giảm thiểu điện áp common mode, hay cân bằng áp tụ DC Link trong mô hình Neutral Point Clamped three level inverter Đồng thời so sánh với các phương pháp điều chế khác

Lý thuyết về bộ chỉnh lưu cũng được đề cập, đề cập các mô hình chỉnh lưu để cải thiện các chỉ tiêu chất lượng như ổn định áp DC đầu ra, giảm độ méo dạng dòng điện nguồn, tăng định mức công suất linh kiện để áp dụng cho các ứng dụng công suất lớn

Cuối cùng là nêu một số sản phẩm biến tần thực tế của các tập đoàn lớn như ABB, Siemens vv

Trang 6

Đề mục Trang

Trang bìa i

Nhiệm vụ luận văn Lời cảm ơn ii

Lời nói đầu iii

Mục lục iv

CHƯONG I: GIỚI THIỆU 1 Giới thiệu bộ nghịch lưu 3 bậc 1

2 Cascade multilevel inverter 1

3 Capacitor clamped mutilevel inverter 3

4 Neutral Point clamped multilevel inverter 4

5 Các phương pháp điều khiển bộ nghịch lưu đa bậc 5

a) Phương pháp SinPWM 5

b) Switching frequency optimal PWM method - SFO PWM 9

c) Space vector modulation method (SVM) 11

6 Các vấn đề nghiên cứu trong phạm vi đồ án 16

CHƯƠNG II: BỘ CHỈNH LƯU 1 Giới thiệu 19

2 Bộ chỉnh lưu cầu 3 pha 19

3 Bộ chỉnh lưu 12 xung 24

CHƯƠNG III: VẤN ĐỀ CÂN BẰNG ÁP TỤ 1 Mô tả vấn đề 27

2 Phương pháp Space vector modulation 30

A) Phương pháp không gian vector cổ điển 32

B) Phương pháp vector ảo 45

CHƯƠNG IV: VẤN ĐỀ COMMON MODE VOLTAGE 1 Giới thiệu 56

2 Phương pháp Không gian vector 58

a) Phương pháp triệt bỏ hoàn toàn Common mode voltage 60

b) Phương pháp triệt bỏ một phần Common mode voltage 64

Trang 7

CHƯƠNG V : BỘ BIẾN ĐỔI AC-DC-AC 3 BẬC

1 Aùp dụng phương pháp cân bằng áp tụ bằng vector ảo 70

a) Dùng bộ chỉnh lưu 6 xung 70

b) Dùng chỉnh lưu 12 xung 72

2 Áp dụng phương pháp giảm Common mode voltage 74

a) Dùng bộ chỉnh lưu 6 xung 74

b) Dùng chỉnh lưu 12 xung 76

3 Các sản phẩm thực tế 77

a) Dãy sản phẩm SIMOVERT MV của Siemens 77

b) Dãy sản phẩm Dura Bilt5 MV của Toshiba-GE 79

c) Dãy sản phẩm ACS 6000 của ABB 81

Tài liệu tham khảo 82

Phụ lục 83

Trang 8

SVTH: Đặng Trần Thái Trang 1

CHƯƠNG I : GIỚI THIỆU

1 GIỚI THIỆU BỘ NGHỊCH LƯU 3 BẬC

Các bộ điều khiển tốc độ động cơ hiện nay đã áp dụng cho dải rất rộng

các ứng dụng với hiệu suất cao như máy nghiền, bơm, quạt vv Rất nhiều các

ứng dụng này cần sử dụng các động cơ trung áp bởi dòng định mức thấp, đặc

biệt là các ứng dụng công suất trung bình và lớn Với bộ biến tần 2 bậc cổ điển

tuy có rất nhiều sự phát triển và có nhiều ưu điểm như điều khiển đơn giản, kích

cỡ nhỏ gọn chỉ phù hợp với các ứng dụng công suất thấp Hơn nữa, dạng sóng

điện áp đầu ra bộ nghịch lưu 2 bậc có các thành phần hài bậc cao khá lớn Để

cải thiện chất lượng dạng sóng đầu ra hơn nữa, bộ nghịch lưu 3 bậc được áp

dụng Với các ưu điểm nổi bật như giảm định mức dv/dt trên từng linh kiện làm

tăng công suất của bộ biến tần, dạng sóng đầu ra được cải thiện rất nhiều Hiện

nay đây là mô hình phổ biến cho các bộ biến tần công suất lớn điều khiển động

cơ điện không đồng bộ với mức điện áp trung thế (Medium Voltage) Tuy vậy

với bộ nghịch lưu 3 bậc có những vấn đề riêng của nó:

-Sự phức tạp của các giản thuật điều khiển

-Sự mất cân bằng áp tụ DC-Link trong bộ nghịch lưu dạng diode

kẹp(NPC)

-Vấn đề điện áp Common mode và cách giảm thiểu loại điện áp này

vv

Khái niệm bộ nghịch lưu đa bậc thể hiện đến sự đa mức điện thế giữa 1

điểm trên pha tải đến 1 điểm chuẩn trên mạch DC-Link (điểm 0)

Hiện nay có một số loại bộ nghịch lưu 3 bậc nói riêng và đa bậc nói

chung như sau:

- Nghịch lưu dạng diode kẹp( Neutral point clamped multilevel inverter –

NPC)

-Nghịch lưu đa bậc dạng Cascade (Cascade multilevel inverter)

-Nghịch lưu đa bậc dạng Flying capacitor

-Một sốâ dạng tổ hợp của các loại trên và không được xem xét trong

phạm vi luận án này

2 CASCADE MULTILEVEL INVERTER

Cấu hình bộ nghịch lưu đa bậc dạng cascade xuất hiện lần đầu vào năm

1975 ,sử dụng các nguồn DC riêng, gồm nhiều bộ nghịch lưu cầu một pha ghép

nối tiếp

Trang 9

Hình 1.1 Bộ nghịch lưu cầu 1 pha

Sử dụng quy tắc kích đối nghịch cho từng cặp S1-S4 và S2-S3 Mỗi một

bộ nghịch lưu áp cầu 1 pha tạo ra điện áp đầu ra 3 mức –U, 0, U Với sự kết hợp

n bộ nghịch lưu cầu 1 pha trên 1 nhánh tải tạo nên điện áp đầu ra có

- n mức điện áp dương ( U, 2U, nU)

-n mức điện áp âm (-U,-2U, –nU)

Và như thế sẽ tạo ra 2n+1 mức điện áp và tạo ra bộ nghịch lưu 2n+1 bậc

Hình 1.3 Sơ đồ bộ nghịch lưu cascade 5 bậc 1 nhánh tải và dạng điện áp Pha- Tâm nguồn DC (điểm 0)

Ví dụ một bộ nghịch lưu 5 bậc dạng cascade với 2 bộ nghịch lưu cầu 1 pha mắc

nối tiếp Như trên hình ta thấy điện áp giữa điểm pha a với điểm 0 có 5 bậc

Ưu điểm của hệ thống là:

- Dễ dàng thiết kế thành các modul lắp ráp dễ dàng tăng số bậc lên

-Mỗi modul gồm 1 nguồn DC, một tụ lọc và 1 mạch cầu 1 pha H-Bridge

-Đối với hệ thống cung cấp AC, các cầu diode chỉnh lưu đóng vai trò là

mạch cầu đa xung làm giảm méo dạng dòng điện cho nguồn cung cấp

-Dạng sóng đầu ra có thành phần hài rất thấp mặc cho tần sô đóng ngắt

khoá là thấp

Trang 10

Nhược điểm chính của hệ thống này là khi không sử dụng các nguồn DC độc

lập mà sử dụng các máy biến thế Ví dụ với một bộ nghịch lưu 5 bậc dạng

cascade sẽ cần tới 1 máy biến áp 1 đầu vào 2 đầu ra tổng cộng 3 pha sẽ là 6

đầu ra (secondaries) Như vậy sẽ tăng kích thước và giá thành lên rất nhiều

chưa kể tới tổn hao máy biến áp

3 CAPACITOR CLAMPED MULTILEVEL INVERTER

Hình 1.4 Sơ đồ một nhánh tải của mô hình capacitor clamped multilevel inverter

Với sơ đồ 3 bậc, các mức điện áp đạt được như sau:

VAN = VDC/2 khi s1=s2=1

VAN =-VDC /2 khi s3=s4=1 Tụ C1 nạp điện khi cặp (s1,s4) được bật( =1) và xả điện khi s2=s3=1

Quá trình nạp xả được cân bằng khi có sự chọn lựa hợp lý các tổ hợp trạng thái

có mức điện áp 0 Sự phân tích ở các bậc cao hơn là khá phức tạp

Ưu điểm của mô hình này là:

-Sắp xếp đơn giản, kết cấu thành từng khối -Cân bằng áp tụ dễ dàng hơn

Nhược điểm :

-Giải thuật điều khiển PWM phức tạp -Có số lượng tụ lớn

Trang 11

4 NEUTRAL POINT CLAMPED INVERTER (NPC)

Hình1.5 Mô hình bộ nghịch lưu Diode clamped multilevel inverter

Trên sơ đồ là bộ nghịch lưu NPC 3 bậc Điện áp trên mỗi tụ bằng ½ điện

áp nguồn DC Mỗi điểm trên pha a, b, c có thể được nối với các điểm p, o, n

theo các sơ đồ đóng ngắt khác nhau của các khoá bán dẫn

Các mức điện áp pha a có thể đạt được như sau:

Theo tính toán các giá trị điện áp đặt lên các diode bên trong sẽ cao hơn

so với các diode khác, nhất là với các mô hình NPC bậc cao hơn, điều này là

một nhược điểm của sơ đồ NPC

Trang 12

Do mất đối xứng thời gian nạp xả tụ mà điện áp trên các tụ trở nên mất

cân bằng Vấn đề này được nghiên cứu kỹ hơn ở chương III

Các ưu điểm chính của mô hình này là:

-Giảm thành phần sóng hài -Giảm dv/dt (bằng nửa so với bộ nghịch lưu 2 bậc)

-Vấn đề cân bằng áp tụ DC link

5 CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU ĐA BẬC

Có nhiều phương pháp điều khiển được chia thành 2 loại chính như sau:

-Điều khiển đóng ngắt khoá theo với tần số của sóng điều chế Bao gồm:

+Phương pháp điều rộng +Phương pháp điều biên six-step áp dụng cho NPC và cascade multilevel inverter Cần nguồn DC điều khiển được để thay đổi biên độ

+ Phương pháp điều chế độ rộng xung tối ưu SHE (Selective harmonics elimination)

-Điều khiển đóng ngắt khoá ở tần số cao

+Điều chế độ rộng xung dựa sóng mang (Carrier based PWM) bao gồm SinPWM, Modified SinPWM như SFO PWM, vv

+Điều chế không gian vector - Space vector modulation Trong phạm vi đề tài này chỉ nghiên cứu phương pháp SinPWM, SFO

PWM, để so sánh với phương pháp chính sử dụng trong đề tài là điều chế không

gian vector (SVM)

a) Phương pháp SinPWM

Phương pháp này sử dụng sóng điều chế dạng sin để so sánh với các sóng

mang dạng tam giác tạo giản đồ kích đóng cho linh kiện Với bộ nghịch lưu m

bậc sẽ sử dụng m-1 sóng mang cùng tần số f c , cùng biên độ A c Sóng điều chế

có biên độ Am, tần số fm

Sử dụng sóng mang tần số cao sẽ làm cho các sóng hài tập trung xung

quanh ở các tần số cao f = k.fc Tuy nhiên sẽ phát sinh tổn hao do đóng ngắt tần

số cao của linh kiện

Sóng điều chế urx (x=a,b,c) mang thông tin biên độ và tần số của hài điện

áp cơ bản đầu ra

Các dạng sóng mang thường dùng là:

-APOD : 2 sóng mang kề cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch đi 1800

Trang 13

-POD : Bố trí đối xứng qua trục, các sóng mang nằm trên trục sẽ cùng pha nhau, ngược lại các sóng mang nằm dưới trục 0 sẽ bị dịch đi 1800

-PD : Bố trí cùng pha Trong các phương pháp bố trí sóng mang, dạng PD cho THD của áp dây

nhỏ nhất Đối với bộ nghịch lưu 3 bậc, APOD và POD cho cùng kết quả dạng

sóng mang

Hình1.6 Sóng mang dạng PD

Hình 1.7 Sóng mang dạng APOD

Với các cách bố trí sóng mang như vậy, xung kích các linh kiện được đảm

bảo theo quy tắc đóng đối nghịch Sự so sánh giữa sóng điều chế ura và Vcar1

tạo ra giản đồ đóng ngắt cho S1, S3 với Vcar2 cho ra giản đồ đóng ngắt cho S2,

Trang 14

Từ giản đồ đóng ngắt ta rút ra dạng điện áp pha-tâm nguồn DC của pha a như

S3S2 0

12S1 2

U

S U

c

m

f f

Các thông số mô phỏng :

Trang 15

Hình 1.10 Điện áp tải pha a

Hình 1.11 Phổ Fourier của áp tải pha a

Qua phân tích phổ fourier của áp tải pha a ta thấy các hài tập trung xung

quanh các tần số là bội của fc =2Khz Và các thành phần này được lọc dễ dàng

qua bộ lọc tần số cao Độ méo dạng áp dây THD = 0.419 = 41.9 %

Bảng 1.1 Thông số khi mô phỏng SinPWM với m=0.68

So sánh THD với dạng sóng mang APOD có THD =0.668 ta thấy dạng

sóng PD cho độ méo dạng áp dây tải là nhỏ nhất Và ta sẽ sử dụng dạng sóng

PD trong quá trình mô phỏng phương pháp dựa sóng mang khác Tuy nhiên dạng

sóng mang APOD lại cho kết quả điện áp Common mode nhỏ nhất

Trang 16

Nhược điểm của phương pháp điều chế SinPWM là khả năng điều chế

tuyến tính chỉ đạt đến khi ma≤1 Do đó biên độ áp tải cơ bản chỉ đạt đến

2

DC

V

Để mở rộng giá trị này, một số phương pháp sóng mang với tín hiệu điều

chế được biến đổi để tăng khả năng điều chế tuyến tính lên Đó là các phương

pháp điều chế độ rộng xung cải biên (Modified SinPWM)

b) Switching frequency optimal PWM method - SFO PWM

Với đặc điểm của phương pháp sóng mang là dễ điều khiển và thực hiện,

do vậy thực hiện cải tiến phương pháp sóng mang để nâng cao chất lượng điều

khiển là giải pháp tốt Đó là việc cộng thêm một hàm offset vào sóng điều chế

dạng sin để đạt được một chỉ tiêu về chất lượng

Đối với phương pháp SFO PWM, sóng offset là tín hiệu thứ tự không

(sóng hài bội ba) Cách tạo Voffset như sau:

Voffset =

2

) , , ( )

, , (V sa V sb V sc Min V sa V sb V sc

Trang 17

Hình 1.14 Tín hiệu điều chế sin với A m =0.8

Ta nhận thấy khi Am =0.8 thì do có tín hiệu offset, biên độ của sóng

điều chế SFO là 0.693 tức là bằng với tỉ số điều chế m=0.693 Điều này có

nghĩa biên độ áp ra sẽ tăng tuyến tính theo biên độ của sóng điều chế SFO

Hình 1.16 phổ fourier của áp tải pha a

Khả năng điều chế tuyến tính của phương pháp SFO đạt đến biên độ của SFO

là Am-SFO = 1 điện áp đạt tới

Trang 18

trước khi đạt đến chế độ điều chế mở rộng (Overmodulation) Tuy nhiên với các

phương pháp này, việc điều khiển để cân bằng áp tụ và điều khiển điện áp

Common mode là khá khó khăn, phải tính toán các hàm offset để đạt được các

chỉ tiêu này Một phương pháp khác đã khắc phục được điều này với khả năng

điều khiển hết sức mềm dẻo, linh hoạt Đó là phương pháp không gian vector

Space vector modulation

c) Space vector modulation method (SVM)

Cho đại lượng 3 pha cân bằng va, vb, vc thoả mãn:

va+ vb+ vc = 0 Phép biến hình từ 3 đại lượng trên thành vector v theo hệ thức:

)

c b

a a v a v v

k

2

32

1

3 /

e

a = j π =− +

là phép biến hình không gian vector Đại lượng vector vr được gọi là vector

không gian của đại lượng 3 pha Hằng số k có thể chọn với các giá trị khác

nhau.Với k = 2/3 ta có phép biến hình không bảo toàn công suất.Với k = 2/ 3

phép biến hình bảo toàn công suất

Phương pháp SVM cho bộ nghịch lưu 3 bậc dạng Diode kẹp NPC

Hình 1.17 Bộ nghịch lưu 3 bậc NPC

Trang 19

Quá trình đóng ngắt các linh kiện tạo ra điện áp 3 pha tải Trên mỗi 1

pha, ví dụ pha A, điện áp VA-O sẽ có 3 trạng thái điện áp khác nhau là Vc1, 0,

-Vc2 tương ứng với các trạng thái kích dẫn của các linh kiện Tổ hợp 3 pha sẽ có

27 trạng thái đóng ngắt khác nhau, mỗi trạng thái được minh hoạ bởi tổ hợp (ka,

kb, kc)

Xét hệ số ka

n Khi Sa3= Sa4 = 1 Pha a nối điểm n

Và quy tắc đối nghịch được tuân thủ

oon

pnn poo

onn

pno

ono pop

pnp onp

oop nno

nnp nop

opp noo

ppp ooo nnn npp

npo opo

non npn

Hình 1.18 Sơ đồ vector không gian cho bộ NPC 3 bậc

Trang 20

Từ sơ đồ vector trên ta nhận thấy có 27 trạng thái đóng ngắt của các

khoá bán dẫn tương ứng với 19 vị trí của các vector không gian bao gồm :

- 12 vector ở đỉnh lục giác lớn bao ngoài

- 6 vector điện áp ở trên hình lục giác nhỏ bên trong Mỗi vector điện áp

này có 2 trạng thái kích dẫn khác nhau của các khoá bán dẫn

- 1 vector không tại tâm hình lục giác Vector không này có 3 trạng thái

đóng ngắt khác nhau của khoá bán dẫn

Các trạng thái kích dẫn tạo thành chung một vector không gian điện áp gọi là

các trạng thái trùng lặp ( Redundant states ) Khi thực hiện điều chế vector

không gian cho bộ nghịch luu 3 bậc NPC, thông thường ta tạo ra vector trung

bình (Vref) từ 3 vector gần nó nhất Do vậy cần xem xét vector này thuộc vùng

nào của hình lục giác Để thuận tiện người ta chia hình lục giác thành các tam

giác con Ví dụ : Với góc phần 6 thứ nhất được tạo bởi các vector V0, V2, V5

ppn

pon ppo

oon

pnn poo

onn

ppp ooo nnn

V4

V1 V2

V3 V5

Vo

1

2 3

4

Vref

Ta chia nhỏ tam giác này thành 4 tam giác con (1), (2), (3), (4) như hình

trên Mỗi tam giác con được tạo thành bởi 3 tam vector

Tổng quátù, khi vector trung bình vr nằm trong tam giác gồm các vector

vr1, vr2, vr3 ta thực hiện sự tổng hợp vector trung bình bằng cách thực hiện vr1

trong thời gian T1, vr2 trong thời gian T2, vr3 trong thời gian T3 :

Ts.vr= T1.vr1+T2.vr2+T3.vr3 (1.4) Với Ts=T1+T2+T3 là chu kỳ lấy mẫu( Chu ký đóng cắt khoá)

Trang 21

Ta xác định thời gian T1, T2, T3 như sau Nếu ta biết được vector vr dưới

dạng các thành phần vuông góc Vα và Vβ trong hệ toạ độ đứng yên α-β, quan

hệ giữa các thành phần vector Vα và Vβ với thời gian duy trì trạng thái vector

vr1, vr2, vr3 biểu diễn dưới dạng ma trận sau :

Với V1α V1β V2α V2β V3α V3β là các thành phần theo trục toạ độ α β của các

vectơ trên hình lục giác Từ đó thời gian được xác dịnh :

1 1

1

3 2 1

3 2 1 3

2

1

β

α β β β

α α α

V

V V

V V V T

1 1

3 2 1

3 2 1 3

2

1

β

α β β β

α α α

V

V V

V V V d

d

Áp dụng cụ thể vào 4 tam giác con trong góc phần 6 thứ nhất ta có

Trang 22

3 /

DC

V

V là chỉ số điều chế

Nếu vector trung bình nằm ở góc phần 6 khác với góc phần 6 thứ nhất, Ta

có công thức chuyển đổi sau :

(1.7)

Vref T0

m T1 To gates of NPC

Ts T2

Hình 1.20 Sơ đồ khối bộ điều khiển SVM

Chi tiết về cách thành lập sơ đồ mô phỏng phương pháp này được mô tả kỹ hơn

ở chương III

Ưu điểm của phương pháp không gian vector chính là khả năng điều

khiển linh hoạt với sự chọn lựa các trạng thái redundant switching states để đạt

được các chỉ tiêu chất lượng như:

-Giảm độ mất cân bằng áp tụ của bộ NPC -Giảm điện áp Common mode voltage -vv

Và khả năng mở rộng điều khiển tuyến tính tới biên độ áp hài cơ bản là

Gate signal generator

Trang 23

Hình 1.22 Giản đồ T 1

Hình 1.23 Giản đồ T 2

Biên độ áp đạt được cao nhất là biên độ của vector điện áp trung bình VMj

Với các ưu diểm của phương pháp không gian vector, quá trình mộ phỏng sẽ sử

dụng phương pháp này để giải quyết các vấn đề của đề tài

6 CÁC VẤN ĐỀ NGHIÊN CỨU TRONG PHAM VI ĐỒ ÁN

Các ưu điểm của bộ nghịch lưu 3 bậc là thấy rõ, tuy nhiên vẫn còn một

số vấn đề cần giải quyết để nâng cao chất lượng điều khiển

Đối với các bộ nghịch lưu dạng NPC, do thời gian nạp xả các tụ DC-Link

không cân bằng nên xảy ra hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ, sự mất cân

bằng này dẫn tới phát sinh các hài không mong muốn trên sóng điện áp ra, cụ

thể là các hài bậc thấp như hài bậc 2 Sự tồn tại các hài này làm cho tổn hao

Trang 24

tăng, đồng thời khó bị lọc bỏ bởi các bộ lọc tần cao Các hài này gây ra một số

hiện tượng có hại cho các động cơ không đồng bộ như làm cho momen dao động

gây ra nhiễu, gây ra sự biến thiên bất thường cho vận tốc rotor vv Ngoài ra, sự

mất cân bằng tụ còn có thể dẫn tới vấn đề quá điện áp trên các khoá bán dẫn

và trên các tu điện Các phương pháp sóng mang khó có thể đưa ra một giải

pháp toàn diện Trong khi đó, với phương pháp Vector không gian, các trạng

thái đóng ngắt có liên quan đến sự nạp xả của tụ ,việc lựa chọn các trạng thái

đóng ngắt hợp lý sẽ giải quyết được vấn đề này Đây là một hướng nghiên cứu

của đề tài này và được mô tả sâu hơn ở chương III

Hình1.25 Phổ Fourier của Áp tải khi mất cân bằng (Vc1=1.5 Vc2)

Hình 1.26 Phổ Fourier của áp tải khi cân bằngVc1=vc2

Ngoài vấn đề cân bằng điện áp trên tụ, Các bộ nghịch lưu còn có một

vấn đề cần giải quyết Sự phát sinh điện áp Common mode voltage gây ra hiện

Trang 25

tượng làm sớm lão hoá động cơ, là tác nhân gây ra các vấn đề về tương thích

điện từ, tạo ra dòng đi qua bệ đỡ, làm giảm khả năng chịu đựng của bộ phận

cách điện, và gây ra tổn hao công suất, làm nóng các phần cách điện Vấn đề

này được xem xét kỹ hơn ở chương IV với việc sử dụng phương pháp vector

không gian, áp dụng lựa chọn các trạng thái đóng ngắt trùng lặp (Redundant

Switching states selection)

Hình 1.27 - Sự hình thành điện áp Common mode voltage

Trang 26

CHƯƠNG II : - BỘ CHỈNH LƯU

1 Giới thiệu

Bộ chỉnh lưu là bộ biến đổi dòng xoay chiều thành dòng một chiều để

làm nguồn điện áp một chiều cho các ứng dụng như các thiết bị sử dụng điện

một chiều, nguồn điện cho các bộ nghịch lưu điều khiển tốc độ động cơ Ngoài

ra còn được sử dụng trong ứng dụng HVDC (High Voltage DC transmission)

Có nhiều loại bộ chỉnh lưu được như sau:

-Bộ chỉnh lưu có điều khiển sử dụng các khoá bán dẫn

-Bộ chỉnh lưu không điều khiển sử dụng Diode

Trong phạm vi nghiên cứu của đồ án này, chỉ nghiên cứu các bộ chỉnh lưu cấu

để làm nguồn điện áp cho bộ biến tần điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ

AC

-Bộ chỉnh lưu cầu diode 3 pha

-Bộ chỉng lưu 12 xung

2 Bộ chỉnh lưu cầu 3 pha sáu xung

Hình 2.1 Bộ chỉnh lưu cầu 3 pha không điều khiển

Trang 27

Hình 2.2 Giản đồ áp dây nguồn AC và điện áp DC đầu ra (red)

Điện áp DC đầu ra bằng sáu đoạn giá trị tuyệt đối lớn nhất của điện áp

dây nguồn AC trên 3 pha trong 1 chu kỳ áp nguồn Do vậy dạng mạch chỉnh lưu

này còn gọi là chỉnh lưu 6 xung

Điện áp trung bình chỉnh lưu là

Quan tâm đến dạng sóng dòng điện qua nguồn khi tải R

Hình 2.3 Dòng điện nguồn pha a và áp nguồn pha a

dẫn không4và1diodecảKhi -

dẫn4diodeNếu 0

dẫn1diodeNếu

I

I i

Ta nhận thấy dạng sóng dòng điện qua nguồn bị méo dạng, không sin,

gây ảnh hưởng lại lưới nguồn AC

Như vậy trong trường hợp chỉ có chỉnh lưu và tải Có 2 vấn đề chính là độ

gợn áp DC khá lớn và sự méo dạng dòng điện qua nguồn Để khắc phục điều

này, một số cải tiến cho bộ chỉnh lưu cầu 3 pha được áp dụng

Thông thường, các nguồn AC thường được mắc nối tiếp với các máy biến

áp có chứa cảm kháng, đồng thời chính bản thân nguồn AC cũng tồn tại cảm

kháng Quá trình tích trứ, giải phóng năng lượng làm cho dòng điện qua cuộn

kháng trở nên mượt hơn, đồng thời cũng làm cho độ nhấp nhô điện áp DC đầu

ra giảm Cuộn kháng đóng vai trò là mạch lọc đầu vào bộ chỉnh lưu Tuy vậy có

độ trễ pha tạo ra bởi cuộn kháng giữa dòng điện và điện áp nguồn, làm cho hệ

số công suất nguồn giảm

Trang 28

Hình 2.4 Aûnh hưởng của Ls

Hình 2.5 Dòng qua nguồn và áp nguồn pha a

Ta thấy tác dụng của cảm kháng Ls làm cho dòng qua nguồn Is trở nên sin hơn,

Tuy vậy cũng làm cho độ lệch pha giữa dòng và áp tăng lên làm cho hệ số công

suất nguồn giảm xuống

Hình 2.6 Aùp DC so với các áp dây nguồn

Tác dụng của Ls làm cho áp DC trở nên phẳng hơn, độ gợn giảm xuống,

nhưng cũng làm cho áp trung bình chỉnh lưu giảm xuống Điều này cũng dễ hiểu

vì do một phần điện áp được đặt lên cảm kháng Ls mắc nối tiếp với tải

Trang 29

Thông thường, để giảm độ gợn áp DC link, cách phổ biến là mắc bộ lọc

điện áp DC với tụ lọc Quá trình nạp xả tụ sẽ làm cho điện áp DC đầu ra trở

nên phẳng hơn

Hình 2.7 Dùng tụ DC link để lọc áp tải DC đầu ra

Hình 2.8 Aùp DC đầu ra

Qua mô phỏng ta thấy áp DC đầu ra đã trở nên rất phẳng, độ gợn điện áp

giảm xuống rõ rệt Điều này có ý nghĩa rất quan trọng bởi khi điện áp DC cung

cấp cho bộ nghịch lưu không ổn định sẽ tạo ra các hài bậc thấp cho điện áp tải

đầu ra bộ nghịch lưu

Hình 2.9 Dòng điện qua nguồn

Trang 30

Hình 2.10 Phổ fourier của dòng nguồn Is

Sự phân tích phổ fourier của dòng nguồn ta thấy tồn tại các hài bậc 5, 7

,11, 13 là các hài bậc 6k ± 1 Các hài này gây ra tác động tới lưới là khá

lớn khi việc sử dụng các bộ chỉnh lưu ngày càng phổ biến trong các ứng dụng

công suất Điều này làm cho sự hoạt động của các thiết bị cần sự chính xác bị

ảnh hưởng, và có thể gây ra cộng hưởng điện làm cho quá tải Và làm cho các

thiết bị bảo vệ như máy cắt (Circuit breaker) tác động

Để dòng qua nguồn có dạng sóng gần với sin và đạt hệ số công suất qua

nguồn gần bằng 1 hoặc vượt trước pha so với điện áp, đồng thời ổn định điện áp

DC đầu ra Cần áp dụng các bộ chỉnh lưu PWM điều khiển bằng phương pháp

điều chế độ rộng xung PWM

Nguyên lý hoạt động của bộ PWM rectifier là sử dụng các tín hiệu điện

áp chuẩ hoá của nguồn để so sánh với sóng mang tần số cao tạo ra xung kích

cho các khoá bán dẫn phần chỉnh lưu

Trang 31

Hình 2.11 Mô hình PWM rectifier ổn định điện áp DC đầu ra

Hình 2.12 Giản đồ dòng Is qua nguồn và điện áp nguồn pha a

Hình 2.13 Điện áp DC đầu ra

Từ các kết quả đã mô phỏng ta thấy điện áp trên tụ có độ gợn rất nhỏ,

đồng thời dạng sóng dòng điện gần như sin chuẩn và sớm pha hơn điện áp pha

nguồn

3 Bộ chỉnh lưu 12 xung

Tuy nhiên, đối với các ứng dụng công suất lớn ở cấp trung áp, để cải

thiện vấn đề sóng hài điện áp và dòng điện xuất hiện phía nguồn, đồng thời

giảm định mức điện áp cho linh kiện Ta có thể ghép 2 bộ chỉnh lưu 6 xung

thành bộ chỉnh lưu cầu 12 xung Đây là cách mà các nhà sản xuất hiện nay áp

dụng cho các bộ biến tần trung áp như Siemens, ABB, vv sử dụng trong các

sản phẩm của mình Theo đó, khi ghép tiếp 2 bộ chỉnh lưu cầu 3 pha không điều

khiển với 2 nguồn AC cấp được lấy từ máy biến áp hai đầu thứ cấp với cách

đấu dạng Y-Δ Phần sơ cấp đấu Y Mục đích của cách đấu này làm cho có sự

lệch pha 300 giữa các điện áp dây đưa vào 2 bộ chỉnh lưu 6 xung Như vậy điện

áp ra DC sẽ bằng 12 đoạn lớn nhất trong 1 chu kỳ áp nguồn và thành phần sóng

hài bậc cao sẽ là bội 12 của tần số cơ bản áp nguồn Điều này làm cho việc

Trang 32

thiết kế bộ lọc đầu ra dễ dàng hơn Mặt khác, thành phần sóng hài dòng điện

qua nguồn cũng được giảm rõ rệt

Hình 2.14 Bộ chỉnh lưu 12 xung

Điện áp tạo ra ở phần DC là tổng điện áp chỉnh lưu tạo ra trên 2 mạch

cầu 6 xung Do đó trị trung bình áp chỉnh lưu là:

Giá trị lớn nhất của áp DC đầu ra là

VDC max = 2 6cos(150) = 2.732 ULCác tỷ số máy biến áp được chọn sao cho áp dây đầu ra 2 phần thứ cấp

là như nhau, giả sử chọn tỷ số Y : Y là 1 : 1 Như vây tỷ số Y : Δ là 1 : 3

Phân tích fourier của dòng điện qua bộ chỉnh lưu ta có

1sin

3

ω I

Với Id là dòng điện phía tải

Như vậy các thành phần hài có tần số 12k ± 1

Trang 33

Hình 2.15 Aùp DC khi U LL rms =220 V

Hình 2.16 Dòng điện qua nguồn

Hình 2,16 Phổ fourier của dòng qua nguồn

Kết quả mô phỏng ta thấy các kết luận trên là đúng Và dạng sóng dòng

điện có sự cải thiện rất nhiều so với bộ chỉnh lưu cầu diode 3 pha Và ưu điểm

lớn nhất là các giá trị điện áp đặt lên các linh kiện của bộ chỉnh lưu giảm, làm

cho công suất của bộ chỉnh lưu tăng lên mà vẫn dùng các linh kiện giống như

của bộ chỉnh lưu sáu xung

Ngoài cách mắc nối tiếp để tạo ra bộ chỉnh lưu 12 xung còn có các tổ hợp

khác, nhưng trong phạm vi đồ án này không xem xét đến như cách ghép song

song 2 mạch cầu 3 pha, ghép song song 4 bộ chỉnh lưu tia 3 pha

Trang 34

1 Mô tả vấn đề:

Đặc điểm của bộ nghịch lưu dạng NPC nói chung và 3 bậc nói riêng, là

sự xuất hiện của các tụ điện tại phần DC link, trong quá trình nạp xả của tụ dẫn

đến sự dao động của điện áp trên tụ

Hình 3.1 Sơ đồ bộ nghịch lưu NPC 3 bậc

Ví dụ: Với trạng thái đóng ngắt pop và ono

Trạng thái pop tương ứng với trường hợp tụ nạp năng lượng( charging) và

như vậy Vc2 sẽ tăng cao lên , với trạng thái ono tương ứng với quá trình xả

(discharging) Vc2 sẽ giảm xuống Quá trình nạp xả này sẽ gây ra sự mất cân

bằng áp trên 2 tụ C1, C2 Sự mất cân bằng này gây ra các sóng hài bậc thấp

không mong muốn cho điện áp đầu ra, dặc biệt là các sóng hài bậc chẵn, kể cả

bậc 2 Và sự dao động này làm cho tụ điện phải chịu mức điện áp cao hơn

trường hợp cân bằng Các hình 3.3 a,b,c,d sẽ mô tả sự khác nhau của 2 trường

hợp này Rõ ràng khi mất cân bằng (Vc1=1.5 Vc2) thì sẽ gây ra hài bậc 2 trong

áp tải đầu ra, và đây là sóng hài không mong muốn Trong khi cân bằng thì

không gây ra các hài bậc thấp Hài bậc 2 trong áp tải ra sẽ gây ra các vấn đề

Trang 35

cho các động cơ AC như hài có trong dòng tải, momen dao động (torque

pulsation) và tổn hao công suất đồng thời gây ra sự biến thiên bất thường của

vận tốc rotor

Hình 3.3 a) Áp tải trong tường hợp mất cân bằng (Vc1=1.5 Vc2)

Hình 3.3 b) Phổ Fourier của Áp tải khi mất cân bằng (Vc1=1.5 Vc2)

Trang 36

Hình 3.3 c) Áp tải khi cân bằng

Hình 3.3 d) Phổ Fourier của áp tải khi cân bằng

Mức độ dao động này do ảnh hưởng của 1 dạng dòng điện đi qua điểm

trung tính giữa 2 tụ i NP, được gọi là Neutral Point Current-( Dòng NP) Các trạng

thái đóng ngắt của các khoá bán dẫn khác nhau sẽ ảnh hưởng đến dòng điện NP

này Chúng được diễn giản một cách dễ hiểu hơn ở hình dưới đây :

Hình 3.4: Các trường hợp của dòng NP

Rõ ràng khi tồn tại dòng iNP, chính dòng này đi qua tụ và dấu của dòng

này làm cho tụ nạp hay xả từ đó gây ra sự mất cân bằng giữa 2 tụ

Và từ đó ta có bảng sau

Trang 37

Positive Small Vectors iNP

Negative Small vectors iNP

Medium vectors iNP

Bảng 3.1 Bảng các giá trị dòng NP cho tất cả trạng thái đóng ngắt

Các trạng thái đóng ngắt pnn, pnp, ppn, npp, nnp, npn, ppp, nnn không tạo ra

dòng do các trạng thái này chỉ nối các pha tới 2 điểm p, n của bộ nghịch lưu và

không có dòng điện chay qua các tụ điện

Sự dao động của tụ là nhỏ nhất khi trong một chu kỳ lấy mẫu Ts, giá trị

trung bình của dòng iNP bằng không :

Bởi vì thời gian lấy mẫu là bé, và khi dòng iNP đảo dấu để giá trị trung bình

bằng không, tụ sẽ nạp - xả trong thời gian nhỏ và sự biến thiên điện áp sẽ là

không lớn Từ đó ta sẽ có sơ đồ chọn lựa khi thực hiện sao cho giá trị trung bình

của dòng iNP sẽ nhỏ nhất khi thực hiện vector Vref

2 Phương pháp Space vector modulation

Các trạng thái đóng ngắt trùng lặp ( Redundant switching states RSS) có

một vai trò rất lớn trong việc nâng cao chất lượng điều khiển cho bộ nghịch lưu

nói chung và bộ NPC 3 bậc nói riêng Và trong phần này ta sử dụng bảng RSS

để cân bằng điện áp trên tụ DC Link

trong đó có 27 trạng thái đóng ngắt tương ứng với tất cả sự tổng hợp của kết

nối mỗi pha tới 3 điểm p, o, n của phần DC Link Các trạng thái này tạo nên 19

vector điện áp và được phân thành 4 nhóm chính là

1) Vector không (Zero vector) có 3 trạng thái trùng lặp ooo, ppp, nnn

Trang 38

2) Các vector nhỏ(Small vector) có độ lớn là

3

1 (pu), mỗi vector này có

2 trạng thái trùng lặp tương ứng với các quá trình nạp xả tụ

3) Các vector trung bình( Medium vector) có độ lớn 1 (pu)

4) Các vector lớn( Large vector) có độ lớn là

3

2 (pu)

Hình 3.5 Giản đồ vector không gian cho bộ NPC 3 bậc

Ví dụ trạng thái pon : pha a nối tới điểm p tạo nên điện áp pha a là

Trang 39

Hiển nhiên, cách thực hiện các vector ở các góc phần 6 khác nhau là giống

nhau, chỉ khác về trạng thái đóng ngắt, do đó ta sẽ chỉ phân tích ở sector đầu

tiên, và có sự chuyển đổi để thực hiện cho các sector khác

A Phương pháp không gian vector cổ điển:

Xét góc phần sáu thứ nhất :

Hình 3.6 Sector thứ nhất

Ta chia sector này thành 4 tam giác nhỏ và thực hiện phương pháp vector

không gian bằng cách tổng hợp theo 3 vector gần nó nhất( Nearest three vector

modulation)

Khi vector Vref rơi vào trong tam giác con nào, nó sẽ được thực hiện bởi các

vector tạo thành tam giác đó

di là thời gian thực hiện các vector Vi trong đơn vị tương đối

Để giá trị trung bình dòng iNP nhỏ nhất, đối với các vector nhỏ (Small

vector), mỗi vector loại này có 2 trạng thái redundant mà dòng iNP do các trạng

thái nayg tạo ra có cùng độ lớn nhưng ngược dấu Ví dụ: Vector Vs1 trên hình

có 2 trạng thái là poo, onn dòng iNP do chúng tạo ra tương ứng là [-ia] và [ia] Do

đó sự tổng hợp 2 trạng thái với thời gian bằng nhau sẽ tạo ra dòng iNP = 0 Như

vậy ta thực hiện vector Vs1 như sau:

Trang 40

Đối với vector không( Zero vector) , cả 3 trạng thái redundant đều cho

dòng iNP =0.ta sẽ chọn 1 trang thái là ooo để thực hiện

Các vector còn lại sẽ được thực hiện bình thường

Như vậy đối với sector I ta có bảng sau:

Bảng chọn lựa vector thực hiện Vref trong sector I

Bảng 3.2 Sự lựa chọn vector trong sector thứ nhất

Như vậy dòng iNP sinh ra sẽ chỉ còn do vector trung bình VM1 gây nên Ở một

phương pháp khác sẽ được trình bày ngay sau phương pháp này, dòng iNP sẽ

đựơc triệt tiêu bằng phương pháp tạo thêm 1 vector ảo thay thế cho VM1, Phương

pháp vector ảo sẽ được thực hiện ở phần sau để so sánh với phương pháp phỏ

thông này

Trật tự chọn lựa các trạng thái trong cùng 1 tam giác con được thực hiện sao cho

sự chuyển mạch phụ là nhỏ nhất: hai trạng thái liên tiếp sẽ chỉ có 1 chuyển

mạch được sinh ra Thực hiện sự phân tích cho từng tam giác con ta có:

*) Tam giác 1:

Trật tự thực hiện các trạng thái là :

onn -> oon -> ooo -> poo -> ppo

Với sự lựa chọn này sẽ có 5 chuyển mạch phụ sinh ra trong quá trình thực hiện

Vref trong tam giác 1

Tính các thời gian thực hiện (Dwell time)

Định dạng
Số trang	102
Dung lượng	1,05 MB