Vấn đề PAPR trong OFDM và các biện pháp khắc phục

Bên cạnh đó, tín hiệu có tốc độ truyền dẫn càng lớn sẽ có độ rộng băng tín hiệu càng lớn, điều này lại dẫn đến vấn đề pha-đinh đa đường chọn lọc selective fading cố hữu trong các hệ thốn

ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP

ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP

- -

LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT

VẤN ĐỀ PAPR TRONG OFDM

Học viên: Hoàng Minh Đức

Giáo viên hướng dẫn khoa học: PGS TS Nguyễn Quốc Bình

Thái Nguyên, năm 2012

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi, các số liệu, kết quả nêu trong luận văn này là trung thực và là công trình nghiên cứu của riêng tôi, luận văn này không giống hoàn toàn bất cứ luận văn hoặc các công trình đã có trước đó

Thái Nguyên, ngày 08 tháng 9 năm 2012

Tác giả luận văn

Hoàng Minh Đức

LỜI CẢM ƠN

Trong suốt quá trình học tập và tốt nghiệp, tôi đã nhận được sự giúp đỡ tận tình của các thầy cô giáo trong bộ môn Điện tử viễn thông - khoa Điện tử - trường Đại học Kỹ thuật công nghiệp - Đại học Thái Nguyên Tôi xin bày tỏ lòng biết ơn đối với các thày cô giáo và Phòng đào tạo sau đại học vì sự giúp đỡ tận tình này Tôi đặc biệt muốn cảm ơn PGS.TS Nguyễn Quốc Bình đã tận tình giúp đỡ, hướng dẫn tôi trong thời gian thực hiện

đề tài, cảm ơn sự giúp đỡ của gia đình, bạn bè và các đồng nghiệp trong thời gian qua Mặc dù đã cố gắng, song do điều kiện về thời gian và kinh nghiệm thực tế còn nhiều hạn chế nên không thể tránh khỏi thiếu sót Vì vậy, tôi rất mong nhận được sự đóng góp ý kiến của các thầy cô cũng như của các bạn bè, đồng nghiệp

Tôi xin chân thành cảm ơn!

Tác giả luận văn

Hoàng Minh Đức

DANH MỤC HÌNH VẼ VÀ BẢNG BIỂU

Các hình vẽ

Hình 1.1 Sơ đồ điều chế và giải điều chế QPSK

Hình 1.2 Chòm sao tín hiệu M-PSK

Hình 1.3 Sơ đồ điều chế và giải điều chế M-QAM

Hình 1.4 Chòm sao tín hiệu 16-QAM

Hình 1.5 Sơ đồ khối tương đương băng gốc hệ thống vô tuyến số M-QAM

Hình 1.6 Truyền dẫn vô tuyến đa đường

Hình 1.7 Ảnh hưởng của pha-đinh đa đường chọn lọc đối với một hệ thống E4/64-QAM,

độ sâu khe pha-đinh B = 8 dB

Hình 1.8 Truyền dẫn đa sóng mang truyền thống

Hình 1.9 So sánh kỹ thuật đa sóng mang truyền thống (a) và OFDM (b)

Hình 1.10 Dạng 4 sóng mang con trong một chu kỳ OFDM

Hình 1.11 Dạng phổ một xung chữ nhật

Hình 1.12 Sắp xếp các kênh con trên trục tần số

Hình 1.13 Sơ đồ điều chế và giải điều chế OFDM (Chang, 1966)

Hình 1.14 Điều chế OFDM bằng IFFT (Ebert & Weinstein, 1971)

Hình 1.15 Hiện tượng trải trễ gây ISI giữa các symbol OFDM

Hình 1.16 Thêm khoảng bảo vệ GP

Hình 1.17 Chèn CP

Hình 1.18 Sơ đồ khối tiêu biểu hệ thống OFDM

Hình 2.1 Căn bậc 2 của PAPR đối với OFDM 16 kênh con được điều chế đồng pha Hình 2.2 So sánh TWT và SSPA về phạm vi công suất và băng tần sử dụng

Hình 2.3 Đặc tuyến công tác của HPA

Hình 2.4 Phương pháp cửa sổ với tín hiệu OFDM

Hình 2.5 Phổ tần số của tín hiệu OFDM 32 sóng mang con với xén đỉnh và cửa sổ đỉnh tại mức ngưỡng 3 Db

Hình 2.6 Phổ tín hiệu OFDM với 32 sóng mang con với cửa sổ đỉnh tại mức 3 dB Chiều dài symbol là 128 mẫu (h) đường cong phổ OFDM lý tưởng Chiều dài cửa sổ là (a) 3, (b) 5, (c) 7, (d) 9, (e) 11, (f) 13, (g) 15 mẫu

Hình 2.7 Đường cong PER cho gói 64 byte Tín hiệu OFDM được xén đỉnh có PAPR là (a) 16 dB (không xén), (b) 6 dB, (c) 5 dB, (d) 4 dB

Hình 2.8 PER cho gói 64 byte Cửa sổ đỉnh được áp dụng với độ rộng cửa sổ bằng 1/16 chiều dài FFT PAPR là (a) 16 (không méo), (b) 6 dB, (c) 5 dB, (d) 4 dB

Hình 2.9 Mô hình Rapp của biến điệu AM/AM

Hình 2.10 (a) Phổ OFDM lí tưởng 64 sóng mang con, (b) phổ sau bộ khuếch đại tuyến

tính cao ( p = 10) với BO = 8.7 dB, và (c) sử dụng cửa sổ đỉnh với BO = 5.9 dB

Hình 2.11 (a) Phổ OFDM lí tưởng với 64 sóng mang con, (b) OFDM đơn thuần với BO

= 6.3 dB, p = 3, (c) có cửa sổ đỉnh với BO = 5.3 dB

Hình 2.12 (a) Phổ OFDM lí tưởng với 256 sóng mang con, (b) OFDM đơn thuần với BO =

6.3 dB, p = 3, (c) có cửa sổ đỉnh với BO = 5.5 dB

Hình 2.13 Hàm tham chiếu sinc với cửa sổ cosine nâng

Hình 2.14 Máy phát OFDM có triệt đỉnh

Hình 2.15 Triệt đỉnh sử dụng FFT/IFFT để tạo tín hiệu có triệt đỉnh

Hình 2.16 Đường bao của hàm tham chiếu vòng

Hình 2.17 (a) Đường bao symbol OFDM, (b) đường bao tín hiệu triệt

Hình 2.18 (a) Đường bao symbol OFDM, (b) đường bao tín hiệu sau triệt đỉnh

Hình 2.19 PSD đối với (a) Phổ không méo với 32 sóng mang con, PAPR = 15 dB, (b) phổ sau sử dụng triệt đỉnh còn PAPR = 4 dB, sử dụng xén còn PAPR = 4 dB Hàm triệt đỉnh tham chiếu có độ dài bằng 1/4 độ dài một symbol OFDM

Hình 2.20 PER theo E b /N0 đối với các gói 64 byte trên kênh AWGN Triệt đỉnh được sử dụng để giảm PAPR xuống còn (a) 16 dB (ngang với không méo), (b) 6 dB, (c) 5 dB và (d) 4 dB

Hình 2.21 PER với gói 64 byte trên kênh AWGN, PAPR được giảm xuống còn 5 dB nhờ (a) xén, (b) triệt đỉnh, (c) cửa sổ đỉnh

Hình 2.22 Bướm biến đổi Walsh nhanh nhị phân

Hình 2.23 Giản đồ bướm biến đổi Walsh nhanh 4-PSK

Hình 2.24 Biến đổi Walsh nhanh 4-PSK độ dài 4

Hình 2.25 Biến đổi Walsh nhanh 4-PSK độ dài 8 sử dụng các biến đổi độ dài 4

Hình 2.26 Các phổ OFDM với 64 sóng mang con và hệ số Rapp p = 100, (a) không xáo

trộn với backoff 5 dB, (b) 1 mã xáo trộn với backoff 4.7 dB, và (c) 10 mã xáo trộn với

BO = 4.25 dB

Hình 2.27 Các phổ đối với (a) không xáo trộn và BO = 8.5 dB, (b) 1 mã xáo trộn và BO

= 7.2 dB, (c) 10 mã xáo trộn và BO = 6.5 dB

Hình 2.28 Các phổ tín hiệu OFDM với 64 SCs và mô hình khuếch đại Rapp với p = 2,

(a) BO = 5.8dB và không xáo trộn, (b) 1 mã xáo trộn với BO = 5.3 dB, (c) 10 mã xáo trộn với BO = 5.2 dB

Bảng 2.1 Các mã bù độ dài bằng 4

Bảng 3.1 Kết quả tính toán PAPR

Amplitude Modulation Amplitude Modulation/Phase

Modulation Analog Simulation of TRAnsmission Systems Adaptive Time-Domain

Equalizer Additive White Gaussian Noise

Nhiễu cận kênh Đường dây thuê bao số bất

đối xứng

Bộ biến đổi tương tự/số Điều biến biên độ/biên độ Điều biến biên độ/pha

Mô phỏng tương tự các hệ

thống truyền dẫn Mạch san bằng thích nghi

miền thời gian Tạp âm cộng trắng chuẩn

OFDM có mã Tiền tố vòng

LAN chất lượng cao kiểu 2

Bộ khuếch đại công suất

I

Chênh lệch công suất trong

InterSymbol Interference

băng Nhiễu giữa các sóng mang Viện kỹ sƣ điện và điện tử

(Mỹ) Trung tần

Biến đổi Fourier nhanh ngƣợc Nhiễu giữa các symbol

L

LPF

LTE

LowPass Filter Long Term Evolution

Bộ lọc thông thấp Tiến hóa dài hạn hệ thống

Điều biên xung

Tỷ số công suất đỉnh trên công trung bình Phân cấp số cận đồng bộ

Tỷ lệ lỗi gói Giả tạp (giả ngẫu nhiên) Song song thành nối tiếp Khóa dịch pha

Phân cấp số đồng bộ

Tỷ lệ lỗi symbol

Tỷ số tín trên tạp Nối tiếp thành song song Khuếch đại công suất bán dẫn

Truy nhập vi ba tương

thích toàn cầu Mạng cục bộ vô tuyến

MỤC LỤC

Thuyết minh luận văn thạc sỹ kỹ thuật i

Lời nói đầu

CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN VỀ OFDM

1

5

1.1.2 Sự khan hiếm phổ tần và biện pháp khắc phục truyền thống 6 1.1.3 Pha-đinh đa đường chọn lọc tần số và các biện pháp khắc phục 13

2.1.2 Các tác động của PAPR cao trong hệ thống OFDM 31

2.2.3 Các mã và xáo trộn symbol nhằm giảm PAPR 46

3.1 MÔ PHỎNG HỆ THỐNG OFDM SỬ DỤNG PHƯƠNG PHÁP XÉN

LỜI NÓI ĐẦU

Sự gia tăng không ngừng của các dịch vụ phi thoại, như tự động hóa văn phòng, thanh toán điện tử… và nhất là của Internet từ vài thập kỷ cuối thế kỷ 20 đến nay, đã và đang làm tăng rất mạnh dung lượng của các hệ thống truyền dẫn đường trục cũng như các mạng truy nhập vô tuyến di động số Trong xu thế đó, về mặt các hệ thống đường trục, các mạng truyền dẫn quang đã và đang được phát triển rất nhanh chóng, từ các mạng quang đường trục đơn bước sóng với dung lượng tới 10 Gb/s trước đây cho tới các đường trục quang ghép kênh theo bước

sóng mật độ cao DWDM (Densed Wave-length Division Multiplexing) ngày nay

với số bước sóng được sử dụng trên một sợi quang lên tới 40 hoặc hơn, cho phép truyền tín hiệu số tốc độ lên tới hàng trăm Gb/s Các đường trục quang, tuy vậy, lại bộc lộ những nhược điểm cố hữu về tính thiếu cơ động và khó triển khai trong nhiều loại dạng địa hình như vượt sông, vịnh biển, các vùng núi non thiếu đường giao thông… Đối với các địa hình như thế và trong điều kiện cần triển khai nhanh hay cơ động, các hệ thống vô tuyến số mặt đất hay vệ tinh có vai trò đặc biệt quan trọng Ngoài các hệ thống đường trục vô tuyến, các mạng truy nhập vô tuyến di động số tốc độ cao cũng ngày càng phát triển nhằm thỏa mãn ước mơ thông tin mọi nơi và mọi lúc của con người, với sự phát triển rất phong phú của rất nhiều

loại hình dịch vụ đòi hỏi các tốc độ từ khá thấp (thoại, lướt web…) đến rất cao (tải

file dung lượng lớn, truyền hình…)

Sự gia tăng mạnh về dung lượng hệ thống trong các điều kiện như vậy lại đặt ra hàng loạt bài toán phức tạp đối với các hệ thống vô tuyến số mà vấn đề quan trọng hàng đầu là sự thiếu thốn về phổ tần số Bên cạnh đó, tín hiệu có tốc độ truyền dẫn càng lớn sẽ có độ rộng băng tín hiệu càng lớn, điều này lại dẫn đến vấn

đề pha-đinh đa đường chọn lọc (selective fading) cố hữu trong các hệ thống vô

tuyến số mặt đất, có khả năng gây lỗi rất lớn và do đó làm giảm rất mạnh chất lượng truyền dẫn đối với các hệ thống đơn sóng mang

Một trong những hướng giải quyết những vấn đề như thế đối với các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn là sử dụng ghép theo tần số trực giao OFDM

(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Về bản chất, OFDM là hệ thống

truyền dẫn đa sóng mang, trong đó thực hiện chia luồng tín hiệu số cần truyền đi

với tốc độ rất cao thành N (rất lớn) các luồng con tốc độ thấp để thực hiện điều chế đồng thời N sóng mang con phân bổ trực giao trên miền tần số rồi phát đi

(Chang R W., 1966)

Do các kênh con (các luồng con tốc độ thấp điều chế các sóng mang con) trực giao nên chúng không gây nhiễu lẫn nhau mặc dù phổ của chúng chồng lấn lên nhau Chính nhờ sự chồng lấn lên nhau về phổ của các kênh con trực giao, hiệu quả sử dụng phổ tăng lên đáng kể Hơn thế nữa, việc sử dụng kết hợp với các

dạng điều chế nhiều mức như khóa dịch pha M trạng thái M-PSK (M-ary Phase

Shift Keying) hay điều chế biên độ vuông góc M trạng thái M-QAM (M-ary Quadrature Amplitude Modulation) cho phép co hẹp bề rộng phổ của từng kênh

con hơn nữa, và do đó làm giảm phổ chiếm tổng cộng của hệ thống Bên cạnh đó,

do độ rộng băng của các kênh con khá hẹp, hàm truyền kênh vô tuyến vốn không bằng phẳng dưới tác động của pha-đinh đa đường (có thể gây suy giảm mạnh chất lượng đối với các hệ thống đơn sóng mang băng rộng) lại trở nên khá bằng phẳng

trong các băng con, biến pha-đinh đa đường trở nên pha-đinh phẳng (flat fading)

với từng kênh con và có thể khắc phục khá dễ dàng Một ưu điểm nữa đối với OFDM là quá trình điều chế và giải điều chế có thể thực hiện được bằng các phép

biến đổi Fourier nhanh ngược IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) và biến đổi Fourier nhanh FFT (Fast Fourier Transform) (Weistein S B và Ebert P M.,

1971), khá đơn giản và rẻ tiền về mặt thiết bị với sự phát triển của các vi mạch

quy mô rất lớn VLSI (Very Large Scale Integrated circuit)

Do có các ưu điểm nổi trội như vậy, OFDM đã được ứng dụng từ 1993

trong chuẩn truyền hình số mặt đất châu Âu DVB-T (Digital Video Broadcast –

Terrestrial) và cả chuẩn truyền hình số di động DVB-H (DVB – Handheld) sau

này Từ đó, OFDM đã dần được ứng dụng rộng rãi trong hàng loạt các hệ thống

khác nhau: a) Đường dây thuê bao số bất đối xứng ADSL (Asymmetric Digital

Subscriber Line); b) Các mạng cục bộ vô tuyến W-LAN (Wireless Local Area Network) như Wifi (Wireless fidelity) theo các chuẩn IEEE 802.11a, g, n (Mỹ) hay

HIPERLAN/2 (châu Âu); c) Thông tin di động băng rộng như Hệ thống tương tác

toàn cầu cho truy nhập vi ba WIMAX (Worldwide Interoperability for Microwave

Access) với các chuẩn IEEE 802.16 và IEEE 802.16e và LTE (Long Term Evolution) cho các mạng di động 4G (Fourth Generation)

Các vấn đề đối với các hệ thống OFDM là sự đòi hỏi đồng bộ về tần số khá ngặt nghèo, hệ thống khá nhạy cảm đối với sai pha sóng mang cả do mất ổn định tần số lẫn tạp âm pha Thêm vào đó, do tín hiệu điều chế OFDM là tổng của rất nhiều sóng mang con được điều chế nên tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung

bình PAPR (Peak to Average Power Ratio) rất cao Dưới tác động của méo phi tuyến gây bởi bộ khuếch đại công suất lớn HPA (High Power Amplifier) máy phát,

PAPR cao là một yếu tố có thể gây suy giảm rất mạnh chất lượng hệ thống lẫn gây

nhiễu cận kênh ACI (Adjacent Channel Interference) đối với các kênh lân cận do

sự mở rộng phổ tín hiệu, đòi hỏi phải có các biện pháp khắc phục

Mặc dầu không còn rất mới song việc nghiên cứu về vấn đề PAPR trong OFDM, đánh giá tác động của méo phi tuyến với các hệ thống OFDM và các biện

pháp khắc phục… hiện vẫn đang còn được tiếp tục [7] Do vậy, nghiên cứu vấn đề

PAPR trong OFDM và các biện pháp khắc phục vẫn hữu ích, mang tính khoa học

và thực tiễn cao, giúp hiểu sâu các vấn đề kỹ thuật đối với nhiều hệ thống đã, đang

và sẽ được triển khai rộng rãi ở nước ta

Luận văn này có mục tiêu cơ bản là tìm hiểu các tác động của PAPR cao trong các hệ thống vô tuyến số sử dụng kỹ thuật điều chế OFDM và các biện pháp khắc phục Do phương pháp xén đỉnh là một trong những phương pháp quan trọng nhất, rất thường được áp dụng do đơn giản về mặt thực hiện, luận văn cũng sẽ tập trung đi sâu tìm hiểu phương pháp này cả về mặt nguyên lý cũng như mô phỏng máy tính Luận văn gồm 3 chương chính như sau

Chương I: Tổng quan về OFDM

Những vấn đề cơ bản đối với các hệ thống vô tuyến số băng rộng, các biện pháp khắc phục đối với pha-đinh đa đường chọn lọc, nguyên lý cơ bản OFDM, các ứng dụng và các yếu tố tác động tới chất lượng hệ thống OFDM

Chương II: PAPR trong hệ thống OFDM và các biện pháp khắc phục

PAPR trong các hệ thống OFDM, các biện pháp khắc phục chủ yếu

Chương III: Mô phỏng máy tính phương pháp xén đỉnh nhằm giảm PAPR

Nghiên cứu bằng mô phỏng máy tính với phương pháp xén đỉnh nhằm giảm PAPR

Tác giả luận văn xin chân thành cảm ơn đối với các thày, cô và Khoa Sau đại học, Đại học kỹ thuật công nghiệp Thái Nguyên, đã tận tình truyền đạt kiến thức và hỗ trợ trong suốt quá trình học tập tại trường Tác giả cũng xin bày tỏ ở

đây lòng biết ơn sâu sắc tới thày giáo hướng dẫn – đại tá, PGS TS Nguyễn Quốc Bình thuộc Học viện kỹ thuật quân sự – người đã tận tình hướng dẫn, giúp đỡ tác giả trong quá trình hoàn thành luận văn này, cả về các kiến thức, lời khuyên quý báu, cũng như các phần mềm mô phỏng máy tính

Chương 1 TỔNG QUAN VỀ OFDM

Chương này trình bày những vấn đề cơ bản đối với các hệ thống vô tuyến

số mặt đất tốc độ lớn (băng rộng), các biện pháp khắc phục đối với pha-đinh đa đường chọn lọc tần số, nguyên lý cơ bản OFDM và các yếu tố tác động tới chất lượng hệ thống OFDM

1.1 NHỮNG VẤN ĐỀ CƠ BẢN ĐỐI VỚI CÁC HỆ THỐNG VÔ TUYẾN SỐ MẶT ĐẤT DUNG LƯỢNG LỚN

1.1.1 Hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn

Cũng giống như các hệ thống truyền dẫn số khác, các chỉ tiêu kỹ thuật cơ

bản đối với các hệ thống truyền dẫn vô tuyến số bao gồm: a) Tính nhanh chóng, thể hiện qua dung lượng C (Capacity) của hệ thống [b/s], là tốc độ bít V lớn nhất

có thể truyền qua hệ thống với một độ chính xác nào đó đã cho; b) Tính chính xác, thể hiện qua tỷ lệ lỗi bít BER (Bit-Error Rate) và jitter (là sai lệch tương đối về

định thời tính theo % giữa đầu thu và đầu phát) [1]

Các kênh vô tuyến có thể đặc trưng được một cách sơ bộ bởi độ rộng băng

kết hợp (coherence bandwidth) B c của kênh, là khoảng tần số mà trong đó hàm

truyền của kênh có thể xem là bằng phẳng (flat) Một hệ thống vô tuyến số sẽ được xem như dung lượng lớn (băng rộng) nếu như độ rộng băng tín hiệu W của

nó (tỷ lệ thuận với tốc độ dữ liệu) vượt quá độ rộng băng kết hợp của kênh vô tuyến giữa đầu phát và đầu thu Như vậy, dung lượng của hệ thống vô tuyến số như thế nào được coi là lớn thì phụ thuộc vào các điều kiện kênh cụ thể Thí dụ,

đối với các hệ thống vi ba số, dung lượng C ≥ 70 Mb/s (thường sử dụng điều chế

M-QAM, với độ rộng băng tín hiệu W vào quãng 20 MHz trở lên) mới có thể được

xem là lớn [8] Trong khi đó, do đặc tính truyền đa đường (multipath) rất mạnh, các hệ thống vô tuyến di động với tốc độ bít V chừng vài Mb/s trở lên đã có thể xem là hệ thống băng rộng, chẳng hạn như các hệ thống từ thế hệ 3 (3G – 3 rd

Generation) trở đi

Để hạn chế phạm vi xem xét đối với các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn, ở đây chúng ta sẽ chỉ xét tới các hệ thống vô tuyến số mặt đất công tác trong dải sóng siêu cao tần trở lên Điều này là do về mặt công nghệ, hiện nay mới chỉ

thực hiện được các hệ thống có độ rộng băng tín hiệu W vào cỡ 1% của tần số

sóng mang Nếu các tốc độ số thông thường của các dịch vụ số có ý nghĩa nhất được xét đến vào cỡ vài Mb/s trở lên (chẳng hạn như tốc độ luồng số ghép kênh cấp 1 chừng 1.5 đến 2 Mb/s hay các dịch vụ video có nén với tốc độ vài Mb/s…)

thì tần số sóng mang sẽ lên tới hàng trăm MHz, thuộc dải sóng cực ngắn (λ ≤ 1 m hay f c ≥ 300 MHz, trong đó λ và f c tương ứng là bước sóng công tác và tần số sóng

mang) Việc truyền tín hiệu số là khá hạn chế với các dải tần số thấp hơn (sóng ngắn đến sóng dài), với các tốc độ luồng dữ liệu thấp ít có ý nghĩa hơn trong cuộc sống Ở dải tần số sóng cực ngắn như thế, cơ chế truyền sóng là trong tầm nhìn thẳng do sóng cực ngắn rất dễ bị chặn bởi các chướng ngại có kích thước cỡ bước sóng, tức là có kích thước khá nhỏ

Có rất nhiều vấn đề đặt ra đối với các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn, tuy nhiên những vấn đề cơ bản và quan trọng nhất đặt ra đối với các hệ thống như thế là sự khan hiếm về phổ tần số và pha-đinh đa đường có tính chọn lọc

1.1.2 Sự khan hiếm phổ tần và biện pháp khắc phục truyền thống

a Sự khan hiếm phổ tần

Đôi với các hệ thống vô tuyến số đơn sóng mang truyền thống, trong đó luồng số cần truyền đi được sử dụng để điều chế một sóng mang cao tần đơn (làm thay đổi một hay vài tham số của sóng mang cao tần), tốc độ luồng bit càng lớn thì phổ chiếm của tín hiệu sau điều chế càng lớn Điều này hoàn toàn thấy được từ tính chất của biến đổi Fourier Tốc độ luồng bít càng lớn thì độ rộng thời gian từng

bít T b sẽ càng nhỏ, do vậy, biến đổi Fourier của tín hiệu này (tức là phổ của nó)

càng rộng trên miền tần số

Tài nguyên tần số, tuy vậy, lại khá hạn hẹp do cho đến hiện nay con người mới chỉ sử dụng được chừng vài chục GHz đầu tiên của trục tần số cho truyền dẫn

vô tuyến Hạn chế này là do các nguyên nhân cơ bản sau: a) Về mặt công nghệ,

việc chế tạo các thiết bị phần vô tuyến RF (Radio Frequency) ở các tần số rất lớn,

hàng trăm đến hàng ngàn GHz chẳng hạn, là rất khó khăn, cả về thiết kế lẫn linh kiện điện tử; b) Tần số càng cao, tổn hao đường truyền càng lớn Điều này, đến lượt mình, lại đồi hỏi hoặc máy phát phải có công suất phát rất lớn, trong đại đa số

trường hợp là không thể đáp ứng được ngoại trừ các hệ thống rất đặc biệt, hoặc phải hạn chế cự ly liên lạc Ở các dải tần số rất cao, lên tới 100 GHz hoặc hơn, cự

ly liên lạc có thể đáp ứng được với các thiết bị dân dụng đang được phát triển hiện nay chỉ vào tầm vài m đến vài chục m Giải tần số vô tuyến hiện dùng được cho liên lạc cự ly xa (vài km đến vài ngàn km) đối với các hệ thống vô tuyến mặt đất (chỉ khoảng vài chục GHz), do vậy, cần chia sẻ cho rất nhiều loại hệ thống với rất nhiều loại hình dịch vụ (phát thanh, liên lạc vô tuyến sóng ngắn thương mại, truyền hình, vô tuyến chuyển tiếp hay còn được gọi thông dụng ở Việt Nam là vi

ba, thông tin di động…) Ngay cả khi các dải tần có thể tái sử dụng qua những khoảng cách đủ xa (bảo đảm nhiễu lẫn nhau giữa các hệ thống sử dụng chung dải tần nhỏ dưới mức cho phép) thì tài nguyên tần số vẫn cứ hết sức khan hiếm do sự phát triển ngày một mạnh mẽ của các nhu cầu liên lạc, với tốc độ truyền và các loại hình dịch vụ tăng không ngừng Việc phân bổ tần số và giá thuê (hay đấu giá) tần số do vậy là những vấn đề buộc phải cân nhắc đối với cả các cơ quan quản lý tần số cũng như các nhà khai thác dịch vụ truyền vô tuyến

Sự khan hiếm về phổ tần số đã thúc đẩy việc áp dụng các kỹ thuật nhằm thu

hẹp phổ chiếm W của các tín hiệu khi tốc độ truyền V tăng cao, nói cách khác, nó thúc đẩy các kỹ thuật nhằm nâng cao hiệu quả sử dụng phổ η, được tính bằng tỷ số giữa tốc độ truyền và độ rộng phổ chiếm của tín hiệu (η = V/W, [b/s/Hz]) Trong thực tế, để khắc phục nhiễu xuyên symbol ISI, độ rộng băng chiếm của tín hiệu W thường lớn hơn độ rộng băng không-không (null-to-null bandwidth) W0-0 của tín hiệu băng gốc một chút: W = (1+α)W0-0, trong đó α là hệ số uốn của mạch lọc hạn băng tín hiệu, thường có dạng mạch lọc căn bậc hai cosine nâng (square-root

raised cosine filter), thông thường α trong khoảng từ 0.2 đến 0.75 [1] Tuy nhiên,

để đơn giản trong so sánh hiệu quả phổ, người ta vẫn thường so sánh với độ rộng băng tín hiệu tính theo độ rộng băng không-không

b Biện pháp truyền thống nâng cao hiệu quả phổ

Kỹ thuật thường được sử dụng nhất đối với các hệ thống vô tuyến số đơn sóng mang nhằm tăng hiệu quả phổ là sử dụng sơ đồ điều chế nhiều trạng thái,

chẳng hạn sử dụng các sơ đồ điều chế M-PSK hay M-QAM, trong đó từng cụm m bít từ luồng dữ liệu nhị phân đầu vào được ghép thành các symbol có thể nhận M trạng thái (M = 2 m

) và điều chế pha (với M-PSK) hoặc điều chế cả pha lẫn biên độ

(với điều chế M-QAM) của sóng mang cao tần Có thể thấy được khả năng tăng hiệu quả phổ η của các sơ đồ điều chế kể trên như sau

Do được ghép từ m bít, mỗi symbol sẽ có độ rộng thời gian là T s = mT b,

trong đó T b là độ rộng của một bít, và mỗi symbol có thể biểu diễn như một tín

hiệu xung chữ nhật với M biên độ khác nhau có thể có Độ rộng băng không của tín hiệu symbol W s0-0 = 1/T s do vậy sẽ hẹp hơn m lần độ rộng băng không-không của tín hiệu nhị phân (bít) W b0-0 = 1/T b , nghĩa là W s0-0 = W b0-0 /m Do

không-vậy có thể thấy, với cùng tốc độ bít V thì

η s = V/W s0-0 = V/( W b0-0 /m) = mV/W b0-0 = mη b (1.1)

trong đó η s và η b lần lượt là hiệu quả phổ trong các trường hợp truyền theo

symbol (điều chế M trạng thái) và truyền theo bít (tín hiệu nhị phân)

Từ (1.1), ta có thể thấy rằng hiệu quả phổ η cần đạt càng cao, m và M cần

càng lớn

Các sơ đồ điều chế và giải điều chế M-PSK và M-QAM

+ Sơ đồ điều chế và giải điều chế M-PSK

Sơ đồ thông dụng điều chế và giải điều chế M-PSK với M = 4, còn gọi là QPSK (Quarternary Phase Shift Keying), được thể hiện trên hình 1.1 [1]

Đối với sơ đồ điều chế 4-PSK (hình 1.1a), luồng dữ liệu nhị phân lối vào được chia thành các cặp bít, qua bộ biến đổi nối tiếp-song song S/P

(Serial/Parallel) được chia làm hai nhánh, mỗi nhánh một bán symbol gồm 1 bít với độ rộng được mở rộng thành T s = 2T b Các bít (bán symbol) của từng nhánh

này, sau khi qua các bộ lọc thông thấp LPF (Low-Pass Filter) hạn băng và tạo

dạng xung (pulse shaping) dạng căn bậc hai cosine nâng mắc nối tiếp với một

mạch sửa dạng xung x/sinx, được nhân với các thành phần đồng pha cos2πf c t hoặc

vuông pha sin2πf c t của sóng mang trung tần IF (Intermediate Frequency) Tín trên

hai nhánh sau đó được cộng với nhau, tạo nên tín hiệu QPSK ở trung tần Tín hiệu

này sau đó sẽ được đưa tới tuyến RF (Radio Frequency) để trộn lên tần số vô

tuyến cao tần, khuếch đại và truyền đi Chòm sao tín hiệu QPSK (biểu diễn vector

tín hiệu) được thể hiện trên hình 1.2 gồm M điểm chia đều vòng tròn tâm ở gốc

tọa độ, bán kính E s , trong đó E s là năng lượng của một symbol Hiệu quả sử

dụng phổ của QPSK là [1]:

ηQPSK = 2/(1+α) [b/s/Hz] (1.2)

Tổng quát, hiệu quả phổ của kiểu điều chế M-PSK là [1]:

η M-PSK = m/(1+α) [b/s/Hz] = (log2 M)/(1+α) [b/s/Hz] (1.3)

Hình 1.1 Sơ đồ điều chế và giải điều chế QPSK

Hình 1.2 Chòm sao tín hiệu M-PSK

Đối với sơ đồ giải điều chế 4-PSK (hình 1.1b), tín hiệu nhận được bao gồm

cả tín hiệu hữu ích và tạp âm sau khi được trộn xuống IF từ mạch trộn xuống

(down converter) sẽ được đưa song song tới 2 nhánh của bộ giải điều chế Tại các

nhánh này, tín hiệu sẽ được nhân với các thành phần đồng pha hoặc vuông pha của sóng mang trung tần nhằm loại bỏ thành phần tần số cao Các bộ lọc thông thấp (cũng thường là các mạch lọc căn bậc hai cosine nâng), mạch lấy mẫu tại các thời

điểm t = kT s (k là chỉ số khe thời gian của các symbol hay cặp bít) và các mạch

biến đổi A/D (thực chất là các mạch so ngưỡng nhằm quyết định giá trị bít trên các

S/P

LPF

LPF

data từng 2 bít 90o

~

Σ

Tín hiệu QPSK

nhánh là 1 hay 0) hình thành nên máy thu tối ưu tín hiệu số, cho tỷ số tín/tạp SNR

(Signal-to-Noise Ratio) lớn nhất (và do đó, tỷ lệ thu lỗi nhỏ nhất) Các bít nhận

được trên 2 nhánh sẽ được ghép trở lại thành cặp bít ban đầu qua bộ biến đổi song song-nối tiếp P/S

+ Sơ đồ điều chế và giải điều chế M-QAM

Điều chế biên độ vuông góc (M-QAM) là phương pháp điều chế kết hợp

giữa điều chế biên độ và điều chế pha Tên gọi điều chế biên độ vuông góc xuất

phát từ thực tế là tín hiệu M-QAM được tạo ra bằng cách cộng hai tín hiệu điều chế biên độ có L = M mức trên các sóng mang vuông pha với nhau Cũng như

M-PSK, điều chế M-QAM là một phương pháp điều chế tín hiệu hai chiều tuyến

tính, cho phép nâng cao hiệu quả phổ

Điều chế và giải điều chế M-QAM có sơ đồ khối trên hình 1.3 [4]

Với điều chế M-QAM (hình 1.3a), bộ biến đổi nối tiếp-song song S/P (Serial/Parallel) thực hiện biến đổi từng symbol gồm m = log2M bít từ chuỗi bít

dữ liệu nối tiếp lối vào thành hai bán symbol, mỗi bán symbol gồm m/2 bít Các khối đổi mức 2/L thực hiện biến từng cụm m/2 bít nhị phân đó thành các tín hiệu không về không NRZ (Non Return to Zero) nhiều mức A k và B k (với k là chỉ số khe thời gian của symbol được truyền), có thể nhận L = M trị biên độ, tùy thuộc vào mẫu các bít của cụm bít lối vào Dạng phổ tín hiệu đầu ra được hình thành nhờ các bộ lọc thông thấp phía trước mạch nhân, mà trong thực tế thiết kế chúng

thường là như nhau và là mạch lọc căn bậc hai cosine nâng (square-root raised

cosine filter) mắc nối tiếp với một mạch sửa dạng xung x/sinx Các mạch nhân

được sử dụng sau mỗi mạch lọc nhằm thực hiện điều chế biên độ tuyến tính, với

các sóng mang IF cùng tần số song trực giao (các sóng mang cos2πf c t và sin2πf c t)

Các tín hiệu lối ra các mạch nhân được cộng với nhau tạo nên tín hiệu M-QAM

Bộ điều chế M-QAM như vậy được tạo ra từ hai bộ điều chế biên độ trực giao nhau với sóng mang bị nén Tín hiệu điều chế M-QAM ở trung tần này sau khi

trộn lên RF, khuếch đại, tín hiệu sẽ được phát đi qua hệ thống ăng-ten, phi-đơ ra môi trường vô tuyến

Hình 1.3 Sơ đồ điều chế và giải điều chế M-QAM [4]

Hình 1.4 Chòm sao tín hiệu 16-QAM

Hiệu quả sử dụng phổ của điều chế M-QAM cũng đƣợc tính theo (1.3) [1] Chòm sao tín hiệu điều chế M-QAM có nhiều dạng khác nhau, ngoài các dạng chòm sao hình tròn sử dụng cho truyền dữ liệu trên kênh thoại trong các modem

Läc th«ng thÊp

E d

M





sQAM E

tốc độ thấp hay dạng chữ thập trong các hệ thống điều chế mã lưới TCM (Trellis

Coded Modulation), sơ đồ điều chế M-QAM với chòm sao tín hiệu vuông (square constellation) là sơ đồ thông dụng nhất trong các hệ thống vô tuyến số mặt đất

hiện nay Chòm sao tín hiệu M-QAM dạng hình vuông được thể hiện trên hình 1.4, thí dụ cho trường hợp M = 16

Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM được trình bày trên hình 1.3b Tín hiệu lối vào bộ giải điều chế trong khe thời gian của symbol thứ k được nhân với các

sóng mang trực giao và loại bỏ thành phần hài bậc hai của sóng mang Các bộ lọc thông thấp, thường cũng là các bộ lọc căn bậc hai cosine nâng, mạch lấy mẫu và biến đổi A/D cũng hình thành nên máy thu tối ưu nhằm cực đại hóa SNR Các tín

hiệu sau lọc (có cả tạp âm) được lấy mẫu theo nhịp symbol tại các thời điểm t=kT S

và được biến đổi tại các bộ biến đổi tương tự/số A/D thành các tín hiệu Aˆ k và Bˆ k với L trị biên độ có thể có rồi được giải mã thành các tổ hợp có m/2 bít Hai nhánh tín hiệu được đưa tới bộ biến đổi song song-nối tiếp (P/S) để tạo trả thành cụm m

bít lối ra

+ So sánh M-PSK và M-QAM

Việc so sánh giữa hai kiểu điều chế nhiều mức M-PSK và M-QAM được

thực hiện dựa trên nguyên tắc cho chúng có cùng hiệu quả sử dụng phổ, cùng tỷ lệ lỗi thu symbol, kiểu điều chế nào đòi hỏi năng lượng cao hơn thì tồi hơn Theo

(1.3), hiệu quả phổ của cả M-PSK và M-QAM như nhau với cùng giá trị M và hệ

số uốn lọc α Về lý thuyết, tỷ lệ lỗi phụ thuộc khoảng cách từ điểm tín hiệu tới biên quyết định gần nhất d P và d Q (hình 1.2 và 1.4), cùng tỷ lệ lỗi symbol có nghĩa

là d P = d Q, theo các hình 1.2 và 1.4 thì điều kiện này là:

sQAM sPSK

Với M = 4, A(4) = 1, cả 4-QAM và QPSK đều yêu cầu năng lượng như

nhau khi có cùng hiệu quả phổ và cùng tỷ lệ lỗi, do đó chúng hoàn toàn tương

đương nhau, các sơ đồ điều chế và giải điều chế là như nhau Với 4 < M ≤ 8, A(M)

> 1, có nghĩa là M-PSK tốt hơn M-QAM Khi M > 8, A(M) < 1, M-QAM tốt hơn

M-PSK, điều này lý giải thực tế là hầu như không gặp các sơ đồ điều chế M-PSK

với M > 8

Về mặt ứng dụng trong thực tế, khi dung lượng hệ thống từ thấp tới trung

bình, hiệu quả phổ đòi hỏi không cao lắm (m chỉ cần không lớn), người ta thường

sử dụng điều chế M-PSK với M = 2, 4 hoặc 8 Với các hệ thống vô tuyến số dung lượng từ trung bình đến lớn, sơ đồ điều chế thường áp dụng là M-QAM với M =

16, 64 hay 256 Từ các xem xét trên, trong luận văn này ta sẽ giới hạn chỉ xem xét

với các hệ thống sử dụng điều chế M-QAM Sơ đồ khối tương đương băng gốc của một hệ thống vô tuyến số M-QAM đơn sóng mang tiêu biểu được thể hiện

trên hình vẽ 1.5 [4]

Hình 1.5 Sơ đồ khối tương đương băng gốc hệ thống vô tuyến số M-QAM [4]

1.1.3 Pha-đinh đa đường chọn lọc tần số và các biện pháp khắc phục

a Pha-đinh đa đường chọn lọc tần số (selective fading)

Về cơ bản, M-QAM là sơ đồ điều chế biên độ, do vậy rất nhạy cảm với méo phi tuyến gây bởi các bộ khuếch đại công suất lớn máy phát Khi tốc độ bít tăng mạnh do các yêu cầu tăng không ngừng của các dịch vụ mới trong mạng viễn

thông, để giảm hơn nữa độ rộng băng tín hiệu cần phải sử dụng sơ đồ điều chế QAM với M rất lớn, 1024 hoặc hơn Giá trị rất lớn của M như thế lại bị hạn chế về

M-mặt công nghệ (quan trọng nhất là sự đòi hỏi về công suất phát phải rất lớn nhằm đạt được tỷ lệ lỗi bít BER đủ nhỏ theo yêu cầu, kéo theo đòi hỏi các bộ khuếch đại công suất lớn phải rất tuyến tính, không đáp ứng được về công nghệ), vì vậy trong

thực tế, M tối đa hiện có thể áp dụng là 256, thường thì M = 64 đã là khá lớn Như

vậy, mặc dù đã sử dụng các sơ đồ điều chế nhiều mức để nâng cao hiệu quả phổ,

về bản chất là làm giảm bề rộng phổ chiếm của tín hiệu, khi tốc độ bít cần truyền đạt tới khá lớn thì độ rộng băng tín hiệu vẫn rất lớn Thí dụ như các hệ thống vi ba

Bộ điều chế lọc phát Bộ M.trường truyền

Bộ giải điều chế

KPSM KPĐH

số băng rộng đường trục) tiêu biểu sử dụng sơ đồ điều chế 64-QAM, khi truyền

các luồng ghép kênh cận đồng bộ PDH (Plesiosynchronous Digital Hierarchy) tốc

độ cao nhất là 135 Mb/s (hệ Mỹ) hay 140 Mb/s (luồng E4 hệ châu Âu), với hệ số

uốn lọc α vừa phải (để hiệu quả phổ đạt lớn, vừa dễ chế tạo và không đòi hỏi yêu

cầu về đồng bộ đồng hồ quá ngặt nghèo) khoảng 0.30.35 thì bề rộng phổ chiếm

sẽ vào khoảng 30 MHz, lần lượt được phân bổ các kênh có độ rộng băng 28 MHz

(hệ Mỹ) và 29.65 MHz (hệ châu Âu) với nhiễu cận kênh ACI (Adjacent Channel

Interference) vẫn còn chịu được [6]

Với độ rộng băng chiếm của tín hiệu lớn như vậy, vượt quá độ rộng băng

kết hợp B c của kênh vô tuyến, hàm truyền của kênh sẽ không bằng phẳng trong băng tín hiệu nữa Điều này sẽ dẫn tới xuyên nhiễu giữa các symbol truyền liên

tiếp ISI (InterSymbol Interference) Về cơ bản, đối với các kênh vô tuyến truyền

trong khí quyển gần mặt đất thì vấn đề này nảy sinh do hiện tượng truyền theo nhiều đường khác nhau (đi thẳng hay phản xạ, khúc xạ…), do vậy tín hiệu thu tại máy thu là tổng của nhiều phiên bản tín hiệu trễ so với nhau (do đi theo nhiều đường) một cách ngẫu nhiên (do môi trường khí quyển thay đổi ngẫu nhiên), gây nên sự thăng giáng ngẫu nhiên của cường độ trường tại điểm thu, gọi là pha-đinh

đa đường (multipath fading) Tính chất chọn lọc theo tần số của pha-đinh đa đường khi băng tín hiệu vượt quá B c có thể giải thích về mặt vật lý như sau Tại các tần số trong băng tín hiệu mà các tín hiệu này đồng pha nhau thì chúng được cộng lại tăng cường lẫn nhau, còn tại các tần số trong băng tín hiệu mà các phiên bản tín hiệu không đồng pha, thậm chí ngược pha nhau thì chúng không tăng cường nha, thậm chí triệt tiêu lẫn nhau Việc truyền dẫn vô tuyến đa đường được minh họa trên hình vẽ 1.6

Hình 1.6 Truyền dẫn vô tuyến đa đường

Về mặt toán học, có thể phân tích hiện tượng pha-đinh đa đường chọn lọc tần số như sau Gọi hàm truyền của kênh vô tuyến giữa máy phát (Tx) và máy thu

(Rx) là H (f) và đáp ứng xung kênh là h (t), H (f) = F[h (t)] với F[.] là biến đổi

Bất đồng nhất trong khí quyển

Tx

Rx

Fourier Đáp ứng xung của kênh, theo định nghĩa là phản ứng lối ra kênh khi đầu vào là một xung Dirac (t) Giả sử tại đầu vào kênh, Tx phát đi một xung (t), do

được truyền theo nhiều đường với các độ dài khác nhau, xung này sẽ tới Rx với các độ trễ khác nhau i , i = 1, 2,…, N Tín hiệu thu được tại máy thu, chính là đáp

ứng xung của kênh, khi đó là:

nhau hay triệt lẫn nhau tùy theo chúng là cực đại hay cực tiểu) Có thể xem như B c

xấp xỉ khoảng cách trung bình giữa các tần số của cực trị kế tiếp của hàm truyền kênh tại vùng tần số của dải sóng công tác Tùy thuộc vào tính chất thống kê của

các trễ truyền với các đường khác nhau, B c có thể khá lớn hoặc khá nhỏ Trong thực tế, nói chung số tia sóng truyền càng lớn với trễ so với nhau không quá lớn

thì B c càng nhỏ Điều này cắt nghĩa tại sao các hệ thống khác nhau (vi ba số hay

vô tuyến di động…, với đặc điểm chướng ngại gây đa đường khác nhau) có giá trị

độ rộng băng được xem là rộng lại khá khác nhau (B c khá khác nhau)

Do đặc tính băng thông hạn chế, chí ít là do phải chia sẻ băng tần giữa các

hệ thống, việc truyền các symbol liên tiếp sẽ gây nên ISI Đó là do đáp ứng xung của hệ thống có băng thông hạn chế sẽ trải rộng vô hạn trên miền thời gian, dẫn đến các symbol truyền liên tiếp lẫn lên nhau, gây nhiễu lẫn nhau (ISI) Việc thiết

kế hệ thống có hàm truyền tổng cộng của các mạch lọc phát và thu dạng cosins

nâng (như đã thấy trong các sơ đồ điều chế M-PSK hay M-QAM ở mục trước) là

nhằm để triệt tiêu ISI [1] Tuy nhiên, khi có pha-đinh chọn lọc tần số, hàm truyền tổng cộng của cả hệ thống (là tích của các hàm truyền lọc phát, thu và hàm truyền kênh vô tuyến) sẽ không còn có dạng cosine nâng nữa, gây nên ISI có thể rất lớn, làm suy giảm nghiêm trọng chất lượng của hệ thống (tỷ lệ lỗi bít BER lớn đến không thể chấp nhận được) Hình 1.7 là các kết quả mô phỏng máy tính bằng gói

phần mềm ASTRAS (Analog Simulation of TRAnsmission Systems) [2] với một hệ

thống vi ba số 64-QAM truyền luồng E4 (140 Mb/s), α = 0.35, có pha-đinh đa

đường chọn lọc với độ sâu khe pha-đinh 8 dB theo mô hình kênh Rummler [9]

a) Chòm sao tin hiệu thu b) Tỷ lệ lỗi bít của hệ thống

Hình 1.7 Ảnh hưởng của pha-đinh đa đường chọn lọc đối với một hệ thống E4/64-QAM, độ sâu khe pha-đinh B = 8 dB

Từ kết quả mô phỏng ta có thể thấy, ISI xuất hiện và thể hiện ở dạng các

cụm điểm tín hiệu trên chòm sao tín hiệu thu (hình 1.7a), thay vì M điểm như

chòm sao tín hiệu phát, các cụm điểm này lớn đến nỗi hầu như không thể phân biệt giữa các tín hiệu Kết quả là BER > 10-3

với mọi tỷ số SNR (hình 1.7b), không thích hợp cho truyền bất kỳ dịch vụ viễn thông nào [1] Hệ thống như thế

được xem là đứt liên lạc (outage)

b Các biện pháp thông thường khắc phục pha-đinh đa đường chọn lọc

Các biện pháp thông thường nhằm khắc phục pha-đinh đa đường chọn lọc bao gồm:

+ Sử dụng san bằng thích nghi (adaptive equalization):

Về bản chất, san bằng là việc mắc thêm nối tiếp vào bộ lọc thu một mạch điện, có nhiệm vụ san bằng hàm truyền của kênh, thí dụ như được thể hiện trên

hình 1.5 Gọi hàm truyền của mạch san bằng là E(f), khi đó hàm truyền tổng cộng của cả hệ thống H(f) có dạng:

H(f) = H T (f)H R (f)H c (f)E(f) (1.8)

với H T (f) và H R (f) lần lượt là hàm truyền của các bộ lọc phát và thu

Các bộ lọc phát và thu, như đã nói, thường được thiết kế có dạng căn bậc

hai cosine nâng, do vậy tích các hàm truyền của chúng H T (f)H R (f) có dạng cosine

nâng H RC (f) bảo đảm truyền không có ISI nếu hàm truyền kênh vô tuyến bằng phẳng lý tưởng (bằng hằng số) Để truyền không có ISI, H(f) cần có dạng cosine nâng Nghĩa là, H(f) = H RC (f), do vậy từ (1.8) ta có:

H(f) = H RC (f) = H RC (f)H c (f)E(f) (1.9a)

và H c (f)E(f) = 1, tức là E(f) = 1/H c (f) (1.9b)

Nghĩa là, về bản chất mạch san bằng là một mạch lọc có hàm truyền được thiết kế và điều chỉnh bằng với nghịch đảo của hàm truyền kênh vô tuyến Vì hàm truyền kênh thay đổi theo thời gian do sự thay đổi của môi trường khí quyển (hay thay đổi về địa hình đối với các hệ thống di động), mạch san bằng cũng phải có khả năng điều chỉnh bám theo được sự thay đổi của kênh Mạch san bằng như thế được gọi là thích nghi Với các hệ thống đơn sóng mang truyền thống, mạch san

bằng thích nghi thường được thực hiện trên miền thời gian (ATDE – Adaptive

Time Domain Equalizer) bằng bộ lọc giàn (tapped delay line) tương đối phức tạp

với tốc độ tính toán điều khiển rất cao Khi kênh thay đổi khá nhanh và mạnh (pha-đinh mạnh), các ATDE có thể bám và bù kênh không đủ tốt

+ Sử dụng mã sửa lỗi hướng đi FEC (Forward Error Correction):

Pha-đinh đa đường chọn lọc được xem là gây méo tuyến tính tín hiệu và làm tỷ lệ thu lỗi tăng Sự tăng của BER này có thể làm giảm được nhờ sử dụng mã sửa lỗi hướng đi FEC Trả giá gặp phải đổi với phương pháp này là để sửa tốt các lỗi, độ dư thừa mã phải lớn, do vậy tốc độ bít mã cần truyền của hệ thống lại tăng dẫn đến mở rộng thêm băng chiếm của tín hiệu, làm giảm hiệu quả sử dụng phổ

Vì vậy, FEC cũng không thể giải quyết triệt để được tác động của pha-đinh đa đường chọn lọc nếu xét tới các ràng buộc về hiệu quả sử dụng phổ

+ Phân tập (diversity):

Về bản chất, phân tập là việc truyền đồng thời tín hiệu trên nhiều kênh (thường là 2) độc lập nhau về pha-đinh, nghĩa là nếu pha-đinh xảy ra trên kênh này thì hầu chắc lại không xảy ra trên (các) kênh kia Máy thu có thể chọn lấy tín

hiệu trên kênh tốt hoặc kết hợp (nhờ mạch kết hợp – combiner) các tín hiệu từ các

kênh để xử lý

Có nhiều loại phân tập có thể áp dụng riêng rẽ hoặc kết hợp: phân tập

không gian (space diversity), phân tập tần số (frequency diversity), phân tập theo góc (angle diversity)… trong đó, a) Phân tập không gian được thực hiện nhờ sử

dụng nhiều (thường là 2) ăng-ten thu đặt cách nhau đủ xa để hình thành hai kênh

vô tuyến độc lập, nhược điểm là tốn ăng-ten, các tháp ăng-ten cần cao và vững hơn do phải chịu tải của nhiều ăng-ten, hiệu quả phân tập thường không cao lắm; b) Phân tập tần số được thực hiện nhờ truyền đồng thời trên hai tần số sóng mang

RF cách nhau đủ xa, nhược điểm là tốn phổ; c) Phân tập góc thực hiện bằng cách

sử dụng hai hay nhiều đầu nuôi ăng-ten (feedhorn) trên cùng một giàn phản xạ của

ăng-ten, hình thành ăng-ten có nhiều búp sóng và sử dụng các búp sóng khác nhau

để tạo nên các kênh vô tuyến khác nhau từ các tia sóng tới theo các góc tới khác nhau Phương pháp này hiện vẫn còn đang được nghiên cứu với việc xuất hiện của

các ăng-ten mảng (array antenna) thông minh

+ Trải phổ tín hiệu (spectrum spreading):

Trải phổ tín hiệu là việc trải thật rộng phổ của tín hiệu truyền đi với sự trợ

giúp của chuỗi trải phổ giả ngẫu nhiên PN (PseudoNoise), nguyên thủy là để nhằm chống nhiễu cố ý (jamming) và bảo mật tin tức Đầu thu, tín hiệu mang tin được

khôi phục nhờ một bản sao đồng bộ của chuỗi PN bên phát Một dạng thường

được áp dụng của trải phổ là trải phổ chuỗi trực tiếp (Direct Sequence – Spectrum

Spreading), trong đó tín hiệu mang tin được nhân trực tiếp với chuỗi trải phổ PN –

chuỗi chip, có tốc độ rất lớn hơn tốc độ chuỗi bít dữ liệu Đối với hệ thống như

thế, các tia trễ sau tia đầu tiên quá một độ rộng chip T c sẽ xuất hiện như một nhiễu gần trắng có mật độ phổ công suất rất thấp do đặc tính tự tương quan của chuỗi chip PN Như thế, việc truyền theo nhiều tia sẽ rút thành một tia với các tia trễ bị nén xuống như nhiễu, hạn chế được nhờ sử dụng mạch lọc Nghĩa là trải phổ có thể khắc phục khá tốt hiệu ứng truyền đa đường Hơn thế nữa, nếu sử dụng máy

thu cào (RAKE receiver), các tia trễ có thể gom lại thành các chùm có độ trễ là nguyên lần T c và có thể kết hợp lại cho tương hợp nhau về pha để thành một tín hiệu tốt hơn

+ Truyền dẫn đa sóng mang truyền thống (Multi-Carrier transmissions) Khi tốc độ bít V quá lớn, độ rộng băng tín hiệu W rất lớn, do đó độ chênh lệch công suất trong băng IBPD (InBand Power Difference) trở nên rất lớn (hình

1.8a), chủ yếu là do đặc tuyến tần số của bộ khuếch đại công suất Hàm truyền kênh trở nên rất không phẳng, đến nỗi các ATDE cũng không thể bù đắp được

Giải pháp khi này là chia chuỗi bít tốc độ V rất lớn đầu vào thành N luồng con có tốc độ V/N khá nhỏ, sau đó các luồng con được sử dụng để điều chế các sóng mang con (subcarrier), hình thành các kênh con (subchannel) có độ rộng băng

W/N khá nhỏ với IBPD i trong từng kênh con đủ nhỏ (hình 1.8b) để ATDE có thể

bù khá tốt

Hình 1.8 Truyền dẫn đa sóng mang truyền thống

Các nhược điểm cơ bản, dẫn đến giải pháp truyền thống truyền đa sóng

mang MC (MultiCarrier) này chỉ được áp dụng trong các trường hợp bất khả kháng (với N khá nhỏ, thường chỉ là 2 như trong các hệ thống vi ba số truyền tải ghép kênh đồng bộ SDH – Synchronous Digital Hierarchy – của các hãng

Siemens, Bosch Telecom, Nera…), là: a) Tốn thêm phổ do giữa các kênh con cần

có các khoảng phòng vệ GB (Guard Band) để tránh nhiễu giữa các sóng mang con ICI (InterChannel Interference); b) Thiết bị rất phức tạp do cần tới N cặp Tx-Rx, ứng với N sóng mang/kênh con

1.2 NGUYÊN LÝ OFDM VÀ MỘT SỐ VẤN ĐỀ VỚI HỆ THỐNG OFDM 1.2.1 Nguyên lý OFDM

a Giới thiệu chung

Từ mục 1.1 ta đã thấy đối với các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn hiệu quả phổ có thể tăng được nhờ sử dụng các sơ đồ điều chế nhiều trạng thái và pha-đinh đa đường chọn lọc có thể khắc phục được nhờ một loạt các biện pháp khác nhau Tuy nhiên, khi dung lượng của hệ thống trở nên rất cao do nhu cầu phát sinh

bởi sự ra đời ngày một nhiều các dịch vụ băng rộng (cuộc gọi thấy hình – video

call, hội nghị truyền hình – video conference, truyền hình số và truyền hình số di

động, trao đổi các file dữ liệu dung lượng lớn…) với sự tham gia của ngày càng nhiều người sử dụng, thì dù có sử dụng các sơ đồ điều chế nhiều mức như M-

QAM với M lớn, độ rộng băng tín hiệu cũng vẫn trở nên rất lớn Các đòi hỏi về

tăng hơn nữa hiệu quả phổ cũng như khắc phục tốt pha-đinh đa đường chọn lọc,

do vậy, vẫn cứ không ngừng được đặt ra, thúc đẩy việc nghiên cứu tìm kiếm các giải pháp mới đáp ứng được các yêu cầu này Cùng với sự phát triển về công nghệ

trong lĩnh vực các vi mạch quy mô lớn VLSI (Very Large Scale Integrated circuit)

có tốc độ xử lý rất lớn, kỹ thuật OFDM đã trở thành hiện thực và được áp dụng ngày một nhiều trong các hệ thống truyền dẫn số, cả vô tuyến cũng như hữu tuyến, cho phép tăng hiệu quả phổ và chống pha-đinh đa đường chọn lọc rất hữu hiệu

OFDM được xem rộng rãi là một phương thức điều chế số hơn là một

phương thức ghép kênh, trong đó luồng dữ liệu tốc độ rất cao đầu vào V với độ rộng băng rất lớn W được chia thành N (khá lớn) luồng con dữ liệu tốc độ thấp hơn N lần (do đó có độ rộng băng nhỏ hơn nhiều, W/N) và điều chế song song các luồng con đó lên N sóng mang con trực giao nhau

Vì khoảng thời gian symbol tăng lên do các kênh sóng mang con song song

có tốc độ thấp hơn N lần nên độ rộng băng của từng kênh con rất hẹp, nhỏ hơn B c

của kênh, do vậy pha-đinh đa đường chọn lọc tần số cố hữu đối với các hệ thống

vô tuyến lại xem như chỉ gây ra pha-đinh phẳng với từng kênh con ISI gây bởi pha-đinh đa đường do đó hầu như rất nhỏ đổi với từng kênh con, còn ISI gây ra do trải trễ thì có thể được hạn chế hầu như hoàn toàn do việc đưa vào một khoảng thời gian bảo vệ trong mỗi symbol OFDM

Giữa kỹ thuật điều chế đa sóng mang không chồng phổ truyền thống như đã nêu ở mục trước và OFDM có sự khác nhau rất cơ bản Thứ nhất, đối với kỹ thuật truyền dẫn đa sóng mang không chồng phổ truyền thống, để triệt ICI cần tốn các khoảng băng bảo vệ GB giữa chúng Trong kỹ thuật OFDM, do các sóng mang con trực giao nhau nên việc chồng lấn về phổ giữa các sóng mang con không gây nên ICI và nhờ sự chồng lấn về phổ của các kênh con, có thể tiết kiệm được gần 50% băng thông (hình 1.9) so với truyền đơn sóng mang Thứ hai, trong khi việc điều chế các kênh con đối với các hệ thống đa sóng mang không chồng phổ truyền

thống đòi hỏi N cặp máy thu-phát (Tx-Rx) rất tốn kém thì việc điều chế/giải điều

chế đối với tín hiệu OFDM được thực hiện bằng cặp thuật toán biến đổi Fourier

nhanh IFFT/FFT (Inverse Fast Fourier Transform/Fast Fourier Transform) khá

tiết kiệm về chi phí thiết bị

Hình 1.9 So sánh kỹ thuật đa sóng mang truyền thống (a) và OFDM (b)

bị ICI, các sóng mang con phải trực giao với nhau, nghĩa là chúng phải thỏa mãn:

Hình 1.10 Dạng 4 sóng mang con trong một chu kỳ OFDM [3]

Có thể nhận xét rằng, trong từng chu kỳ symbol OFDM, T u, mỗi một sóng mang con có nguyên lần chu kỳ Minh họa một chu kỳ symbol OFDM với với 4 sóng mang con chƣa điều chế đƣợc thể hiện trên hình 1.10

Xét một xung chữ nhật có độ rộng T u, phổ biên độ của xung này nhận đƣợc qua biến đổi Fourier có dạng hàm sinc nhƣ trên hình vẽ 1.11

Hình 1.11 Dạng phổ một xung chữ nhật [3]

Tạm thời giả sử rằng từng sóng mang con đƣợc điều chế biên độ xung PAM

(Pulse Amplitude Modulation) với các xung cơ sở hình chữ nhật Sắp xếp các sóng

mang con đã đƣợc điều chế (các kênh con) trên trục tần số khi đó có thể thấy nhƣ trên hình 1.12

Hình 1.12 Sắp xếp các kênh con trên trục tần số [10]

Tính trực giao có thể thấy trên miền tần số theo nghĩa tại các giá trị rời rạc f k

chỉ có phổ kênh con thứ k khác 0 còn phổ của các kênh con khác đều bằng không Điều này có nghĩa là nếu lấy mẫu trên miền tần số tại các giá trị f k thì giữa các

Điều chế và giải điều chế OFDM

Nguyên lý điều chế và giải điều chế OFDM được Chang R W (thuộc Bell Labs) đề xuất lần đầu tiên vào năm 1966 Sơ đồ khối điều chế và giải điều chế OFDM của Chang được vẽ trên hình 1.13 với số sóng mang con mang tin bây giờ

được ký hiệu là N c (Number of Carrier)

a) Sơ đồ điều chế OFDM

b) Sơ đồ giải điều chế OFDM Hình 1.13 Sơ đồ điều chế và giải điều chế OFDM (Chang, 1966) [3]

Từ hình 1.13a, tín hiệu OFDM trong một chu kỳ T u có thể viết được là:

Vào năm 1971, Ebert P và Weinstein S đã nhận xét rằng vế phải của (1.12)

có dạng của một biến đổi Fourier ngược rời rạc IDFT (Inverse Discrete Fourier

Transform) Dưới dạng rời rạc hóa, với tần số lấy mẫu f s = 1/T s = NΔf, trong đó N

> N c và cần đủ lớn để thỏa mãn định lý lấy mẫu, (1.12) có thể viết lại thành:

với A k và A’ k là các số phức, là kết quả của điều chế băng gốc symbol con m

bít của từng luồng con

IDFT có thể thực hiện bằng thuật toán IFFT, khi đó N cần được chọn là một lũy thừa của 2 Các số hạng từ N c đến N–1 của (1.13) được gọi là các sóng mang con 0 được nhồi thêm (zero-padding) Sơ đồ điều chế do Ebert P và Weinstein S

đề xuất được thể hiện trên hình 1.14

Hình 1.14 Điều chế OFDM bằng IFFT (Ebert & Weinstein, 1971) [3]

Chèn CP nhằm chống ISI gây bởi trải trễ

Như đã thấy, do độ rộng băng các kênh con rất hẹp nên hàm truyền kênh vô tuyến có thể xem như bằng phẳng trong từng băng con, vì vậy ISI giữa các symbol

m bít của từng kênh con gây bởi pha-đinh đa đường chọn lọc là không đáng kể

Tuy nhiên, do hiện tượng trải trễ cố hữu của các kênh vô tuyến trong môi trường

đa đường (có nhiều chướng ngại vật phản xạ/nhiễu xạ sóng), các symbol OFDM truyền liên tiếp có thể lấn lên nhau tại đầu thu gây ra ISI (giữa các symbol OFDM) Hiện tượng gây ISI do trải trễ có thể thấy trên hình vẽ minh họa 1.15

Để khắc phục ISI gây bởi trải trễ này cần phải có các khoảng thời gian

phòng vệ GP (Guard Period) lớn hơn hoặc bằng lượng trải trễ cực đại ΔDmax như

trên hình vẽ 1.16

Hình 1.15 Hiện tượng trải trễ gây ISI giữa các symbol OFDM

Hình 1.16 Thêm khoảng bảo vệ GP [3]

Tuy nhiên, nếu trong GP không truyền gì lại nảy sinh vấn đề phổ của tín hiệu phát mở rộng do tín hiệu phát gián đoạn trong GP Điều này dẫn tới các kênh con có phổ mở rộng sẽ không thỏa mãn tính trực giao nữa và do đó sẽ gây ra ICI, làm suy giảm chất lượng liên lạc

Lưu ý rằng trong từng khoảng T u, các sóng mang con có nguyên lần chu kỳ (hình 1.10) Để tín hiệu phát liên tục, đối với từng chu kỳ tín hiệu OFDM, một

đoạn tín hiệu có độ dài đúng bằng khoảng GP được sao (copy) rồi đem dán (paste)

vào đoạn GP đầu symbol OFDM, nhờ vậy tín hiệu OFDM sẽ liên tục trong toàn khoảng thời gian tích phân và phổ tín hiệu phát sẽ không mở rộng, không gây nên

ICI Khoảng như vậy được gọi là tiền tố vòng CP (Cyclic Prefix) Việc tạo CP

được minh họa trên hình 1.17

Hình 1.17 Chèn CP [3]

Sơ đồ khối tiêu biểu của một hệ thống OFDM

Sơ đồ khối của một hệ thống OFDM tiêu biểu được thể hiện trên hình 1.18 Đầu tiên, dòng dữ liệu nhị phân lối vào tốc độ cao được mã hóa kênh rồi được chia thành nhiều dòng dữ liệu song song tốc độ thấp hơn nhiều nhờ bộ chuyển đổi

nối tiếp/song song S/P Tùy hệ thống, các tín hiệu dò đường tạo nên các sóng

mang con pilot có thể được thêm vào nhằm hỗ trợ phía thu đánh giá tình trạng

kênh Các luồng dữ liệu song song tốc độ thấp thì được điều chế băng gốc rồi

được đưa song song cùng với các dữ liệu pilot tới các đầu vào của khối IFFT, các sóng mang con 0 (zero-padding) cũng sẽ được thêm vào để số mẫu lối vào của

khối IFFT là lũy thừa của 2 Khối IFFT sẽ tính toán các giá trị mẫu trên miền thời gian của tín hiệu dữ liệu tổng cộng Sau đó, việc chèn khoảng bảo vệ CP nhằm chống ISI do truyền trên các kênh vô tuyến đa đường và việc biến đổi song song/nối tiếp P/S được thực hiện Sau bộ lọc thực hiện biến đổi số/tương tự D/A

(Digital/Analog Conversion), tín hiệu thời gian liên tục tổng cộng sẽ được chuyển đổi lên tần số cao nhờ trộn tần lên UC (Up-Conversion), khuếch đại công suất

(HPA) rồi bức xạ ra môi trường nhờ hệ thống phi-đơ/ăng-ten để truyền qua kênh

vô tuyến Trong quá trình truyền trên kênh vô tuyến, có thể có các nguồn nhiễu

i(t) gây ảnh hưởng tới việc truyền tin, ngoài ra còn có tạp âm chuẩn trắng cộng

AWGN (Additive White Saussian Noise) quy ra từ máy thu

Hình 1.18 Sơ đồ khối tiêu biểu hệ thống OFDM [3]

Ở phía thu, tín hiệu được khuếch đại cao tần, sau đó được trộn tần xuống

DC (Down-Conversion), lọc rồi lấy mẫu (biến đổi A/D) để có được dãy các giá trị

mẫu trên miền thời gian Khoảng bảo vệ được loại bỏ và các mẫu còn lại được chuyển từ miền thời gian sang miền tần số nhờ phép biến đổi Fourier rời rạc DFT

(Discrete Fourier Transform) dùng thuật toán biến đổi Fourier nhanh FFT Sau đó,

sự dịch chuyển về biên độ và pha của các sóng mang con sẽ được cân bằng bằng

bộ cân bằng kênh (không được thể hiện trên hình 1.18) theo thông tin về tình trạng

mã

kênh S/P

BB MOD

DC A/D

loại

CP S/P

F

F

T ước lượng

kênh

BB DEM P/S

kênh có được nhờ ước lượng kênh theo các pilot, nếu có, hoặc nhờ chuỗi huấn

luyện và bám theo tình trạng kênh Các symbol đã được điều chế trên từng sóng mang con được giải điều chế thành các tổ hợp bit tương ứng và được sắp xếp ngược trở lại thành chuỗi bít nối tiếp nhờ khối biến đổi song song/nối tiếp (P/S) rồi được giải mã kênh Cuối cùng chúng ta sẽ thu nhận được dòng dữ liệu nhị phân nối tiếp ban đầu

Trong hệ thống OFDM, tín hiệu đầu vào là chuỗi tín hiệu nhị phân Vì vậy, điều chế trong OFDM là điều chế số Dòng bit đầu vào được chia thành các khối,

mỗi khối gồm N c m bít, hình thành symbol OFDM Từng symbol OFDM được chia

thành N c nhánh, mỗi nhánh gồm m bit tương ứng với phương thức điều chế số M

mức (M = 2 m) Nói khác đi, phương thức điều chế băng gốc sẽ quyết định số bit đầu vào bộ điều chế

Việc sử dụng điều chế nhiều mức trong hệ thống OFDM cho phép kết hợp khả năng tăng hiệu quả phổ của cả điều chế nhiều mức lẫn OFDM Trong truyền dẫn OFDM, việc đảm bảo sự trực giao giữa các sóng mang con hết sức quan trọng Do đó, chỉ có những phương thức điều chế tuyến tính được sử dụng Ở đây

thông thường là M-PSK và M-QAM (đã được trình bày trong mục 1.1) kết hợp với

mã hóa Gray Phương thức điều chế khóa dịch tần FSK không được dùng vì là điều chế phi tuyến, phổ tín hiệu điều chế không có dạng hàm sinc mà là dạng hàm

Bessel, không có các điểm không của phổ tại kΔf, nghĩa là các sóng mang con mất

tính trực giao và có thể gây ICI rất lớn Như vậy, các tín hiệu sau điều chế băng

gốc đối với mỗi kênh con trong OFDM sẽ là các số phức M trạng thái

1.2.2 Một số vấn đề đối với OFDM

Bên cạnh các ưu điểm vượt trội của OFDM, cũng còn có các nhược điểm cần được khắc phục nhằm đảm bảo chất lượng liên lạc:

+ Tỷ số giữa công suất đỉnh và công suất trung bình PAPR cao Tín hiệu OFDM là tổng của một số khá lớn các sóng mang con hình sin được điều chế về biên độ và/hoặc pha, biên độ tổng cộng của chúng do vậy có thể đạt rất lớn với

biên độ đỉnh tổng cộng có thể lên tới N lần biên độ lớn nhất của một sóng mang

con Tỷ số giữa công suất đỉnh và công suất trung bình vì thế khá lớn, dẫn tới tín hiệu có thể bị méo nghiêm trọng khi qua bộ khuếch đại công suất lớn HPA phi tuyến Méo phi tuyến gây bởi HPA có thể gây các tác động: a) Mở rộng phổ từng kênh con, dẫn đến ICI; b) Mở rộng phổ của tín hiệu OFDM tổng cộng, mức phát

xạ không mong muốn ngoài băng tăng, có thể gây nhiễu cận kênh ACI với các hệ thống khác công tác trên các dải băng lân cận; c) Gây ISI đối với các symbol trên từng sóng mang con

Có một số các giải pháp nhằm giảm PAPR có thể áp dụng: a) Xén đỉnh

(clipping) hoặc sử dụng cửa sổ đỉnh; b) Sử dụng mã hoặc xáo trộn (scrambling)

nhằm hoặc là chọn ra các tổ hợp mã không gây PAPR cao trong số các tổ hợp mã

có thể có, hoặc là tăng tính ngẫu nhiên, giảm khả năng kết hợp giữa các sóng mang con dẫn đến tín hiệu tổng cộng đạt tới giá trị đỉnh rất cao… các phương pháp này sẽ được xem xét kỹ trong chương 2

+ Sự nhạy cảm đối với sai lệch đồng bộ sóng mang: Sai lệch đồng bộ sóng mang biểu lộ ở hai tác động là tạp âm pha của các sóng mang và lượng dịch tần

(frequency offset) gây bởi mất đồng bộ tần số thu-phát hay do hiệu ứng Doppler Một lượng dịch tần ε f dẫn đến các sóng mang con của hệ thống sẽ có các tần số

kΔf + ε f , không còn là nguyên lần Δf Điều đó có nghĩa là các sóng mang con không còn có nguyên lần chu kỳ trong thời gian của symbol OFDM (T u) và do đó chúng mất tính trực giao lẫn nhau, gây nên ICI Tạp âm pha cũng góp phần phá hoại tính trực giao của các sóng mang con và cũng gây nên ICI Vì vậy, đồng bộ tần số sóng mang đối với OFDM đòi hỏi khá ngặt nghèo

+ Việc sử dụng CP làm giảm ít nhiều hiệu quả phổ: Để triệt tiêu ISI giữa các

symbol OFDM, độ dài CP phải đủ lớn (≥ ΔDmax), thậm chí có thể lên tới ~20% của

T u Khoảng thời gian này nhẽ ra có thể được dùng để truyền thông tin hữu ích nhằm tăng tốc độ truyền tin Việc sử dụng CP như vậy tương đương với làm giảm hiệu quả phổ của hệ thống

KẾT LUẬN CHƯƠNG 1

Chương 1 đã trình bày một cách cô đọng những vấn đề đặt ra đối với các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn như hiệu quả sử dụng phổ và pha-đinh đa đường chọn lọc tần số Các biện pháp chủ yếu nhằm đáp ứng yêu cầu về hiệu quả phổ (điều chế nhiều trạng thái) và khắc phục pha-đinh đa đường chọn lọc cũng đã được xem xét khá kỹ lưỡng OFDM là một giải pháp đáp ứng hơn nữa các yêu cầu đối với các hệ thống dung lượng lớn cũng đã được giới thiệu một cách ngắn gọn

và đầy đủ cùng với các bàn luận về những vấn đề quan trọng đối với các hệ thống OFDM Trong đó, vấn đề PAPR cao và các tác động của nó cũng như một số biện