Mô phỏng ước lượng kênh ls trong hệ thống mimo ofdm

Mô hình kênh MIMO Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến số sử dụng cả phân tập phát và thu với N anten phát và M anten thu như hình 1.1.. Mô hình tương đương của kênh truyền SISO Kênh SI

KHOA ĐIỆN TỬ - VIỄN THÔNG

TRƯỜNG ĐẠI HỌC VINH

BẢN NHẬN XÉT ĐỒ ÁN TỐT NGHIỆP

Họ và tên sinh viên: Số hiệu sinh viên:

Ngành: Khoá:

Giảng viên hướng dẫn:………

Cán bộ phản biện:

1 Nội dung thiết kế tốt nghiệp:

2 Nhận xét của cán bộ phản biện:

Ngày tháng năm

Cán bộ phản biện

( Ký, ghi rõ họ và tên )

Để hoàn thành đồ án này, tôi xin tỏ lòng biết ơn sâu sắc đến Ths.Nguyễn

Phúc Ngọc, đã tận tình hướng dẫn trong suốt quá trình viết đồ án tốt nghiệp

Tôi cũng xin chân thành cảm ơn quý Thầy,Cô trong khoa Điện Tử-Viễn Thông,Trường Đại Học Vinh đã tận tình truyền đạt kiến thức trong 4.5 năm học tập Với vốn kiến thức được tiếp thu trong quá trình học không chỉ là nền tảng cho quá trình nghiên cứu đồ án mà còn là hành trang quý báu để tôi bước vào đời một cách vững chắc và tự tin

Tôi cũng thầm biết ơn sự ủng hộ của gia đình, bạn bè-những người thân yêu luôn là chỗ dựa vững chắc cho tôi

Cuối cùng, tôi xin kính chúc quý Thầy, Cô và gia đình dồi dào sức khỏe và thành công trong sự nghiệp cao quý

Tôi xin chân thành cảm ơn!

Vinh, ngày 23 tháng 1 năm 2015

Sinh viên thực hiện Nguyễn Thị Thơm

MỤC LỤC

Trang

LỜI CẢM ƠN

LỜI MỞ ĐẦU TÓM TẮT ĐỒ ÁN CÁC TỪ VIẾT TẮT DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ ĐỒ THỊ DANH MỤC CÁC BẢNG

CHƯƠNG 1: HỆ THỐNG MIMO 1

1.1 Mô hình kênh MIMO 1

1.2 Dung lượng kênh truyền MIMO 2

1.2.1 Dung lượng kênh truyền cố định 2

1.2.2 Dung lượng kênh truyền Rayleigh pha- đinh 6

1.3 Các phương pháp truyền dẫn trên kênh truyền MIMO 7

1.4 Mã không gian-thời gian 8

1.4.1 Giới thiệu 8

1.4.2 Mã khối không gian-thời gian 8

1.4.3 Mã STBC cho không gian tín hiệu thực 11

1.4.4 Mã STBC cho không gian tín hiệu phức 15

1.5 Tóm tắt chương 1 19

CHƯƠNG 2: HỆ THỐNG OFDM 20

2.1 Giới thiệu 20

2.2 Khái niệm chung 21

2.2.1 Hệ thống đơn sóng mang 21

2.2.2 Hệ thống đa sóng mang 22

2.2.3 Tín hiệu trực giao 23

2.3 Mô hình hệ thống OFDM 24

2.4 Các tín hiệu OFDM và tính trực giao 33

2.5 Sự truyền dữ liệu trong OFDM 34

2.6 Sự tiếp nhận dữ liệu trong OFDM 36

2.7 Các kỹ thuật cơ bản trong OFDM 37

2.7.1.Sơ đồ điều chế/Giải điều chế 37

2.7.2 Kỹ thuật IFFT/FFT trong OFDM 40

2.7.3 Tiền tố lặp CP 42

2.8 Ước lượng kênh 44

2.9 Kết luận chương 48

CHƯƠNG 3: ƯỚC LƯỢNG KÊNH LS TRONG HỆ THỐNGMIMO-OFDM 49

3.1 Giới thiệu 49

3.2 Mô hình hệ thống 49

3.3 Phân tích hệ thống MIMO-OFDM 56

3.3.1 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM 56

3.3.2 Space-Time Block-Coded OFDM 57

3.4 Ứơc lượng kênh cho hệ thống OFDM-MIMO 62

3.5 MSE - ước lượng least squares 65

3.6 Kết quả mô phỏng 69

3.6.1 Phân tích mô phỏng OFDM với mức M-PSK 69

3.6.2 Phân tích kết quả thực hiện của MIMO-STBC 69

3.7 Kết luận chương 73

KẾT LUẬN 74

TÀI LIỆU THAM KHẢO 75

PHỤ LỤC 76

Mạng thông tin di động có những ưu điểm mà mạng có dây không có được như: tính lưu động, những nơi có địa hình phức tạp, trong không gian v v Vì vậy con người không ngừng nghiên cứu để cải tiến mạng di động từng ngày, từ mạng 2G lên 2,5G; 3G; 4G; xây dựng các mô hình mạng WIFI, WIMAX Song song với từng thế hệ là các giải pháp mới được đưa ra như: FDMA, TDMA, CDMA, OFDM, MIMO…Mỗi giải pháp mới đều có những ưu điểm hơn giải pháp cũ nhưng đều được phát triển theo xu hướng sau: nâng cao tốc độ dữ liệu, nâng cao chất lượng tín hiệu, mở rộng băng thông, chất lượng dịch vụ…

Trong đó OFDM và MIMO là hai kỹ thuật mới nhất đang được đưa vào thử nghiệm và tiếp tục nghiên cứu trong hiện tại và tương lai OFDM là kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao, MIMO là kỹ thuật sử dụng nhiều anten để truyền và nhận dữ liệu OFDM thì đã được đưa vào ứng dụng trong thực tế như: truyền hình số, phát thanh số, truyền hình vệ tinh và đã đem lại những hiệu quả đáng kể Còn MIMO là một kỹ thuật mới nên vẫn còn đang trong quá trình thử nghiệm và nghiên cứu

Tuy nhiên, hiện nay người ta đã kết hợp hai kỹ thuật MIMO và OFDM vào một số mô hình như là WiMax, VoWifi trong các tiêu chuẩn 802.16, 802.11n, đã đem lại các kết quả cao trong thực tế

Bên cạnh các thuận lợi về hiệu quả sử dụng phổ tần và chất lượng truyền dữ liệu cao, công nghệ MIMO-OFDM yêu cầu việc thực hiện ước lượng kênh truyền

vô tuyến đa đường phải đạt độ chính xác cao trước khi tiến hành khôi phục dữ liệu phát tại các máy thu di động Chính vì những vai trò quan trọng của hệ thống MIMO-OFDM cũng như vai trò của ước lượng kênh truyền trong thông tin vô

tuyến, chúng tôi chọn đề tài : “Mô phỏng ước lượng kênh ls trong hệ thống

MIMO-OFDM ”

Mục đích của đề tài là: nghiên cứu về kênh truyền vô tuyến, tìm hiểu hệ thống MIMO(đa anten thu-phát), kỷ thuật điều chế OFDM và tìm hiểu kết hợp hai hệ thống trên

qua kết quả mô phỏng bằng ngôn ngữ Matlap

Để thực hiện đề tài này chúng tôi sẽ thực hiện các nhiệm vụ chính sau: thu thập, phân tích các tài liệu và thông tin liên quan đến đề tài, xây dựng chương trình

mô phỏng Thu thập các kết quả số liệu, tiến hành phân tích, so sánh và lựa chọn hợp lý các kỹ thuật ước lượng nhằm giảm sự sai khác của hàm truyền của kênh phát

so với kênh thu do nhiều nghuyên nhân trong quá trình truyền dẫn

Để có tài liệu cho việc triển khai đề tài chúng tôi sử dụng phương pháp nghiên cứu sau: Tìm hiểu tài liệu qua các giáo trình, các bài báo từ đó tổng hợp lại theo phạm vi đề tài, tìm tài liệu qua các trang mạng, diễn đàn, Internet

Cấu trúc của đồ án, ngoài phần mở đầu, phần kết luận và các tài liệu tham khảo thì phần nội dung đồ án có ba chương chính sau đây:

Chương 1 Hệ tống MIMO

Trong chương này trình bày mô hình kênh MIMO, dung lượng kênh truyền, các phương pháp truyền dẫn trên kênh truyền MIMO Mã khối không gian – thời gian và đánh giá các quá trình xảy ra trên kênh pha- đinh MIMO

Chương 2 Hệ thống OFDM

Chương này chúng tôi nêu rõ mô hình hệ thống OFDM và các kỷ thuật cơ bản của hệ thống, sự truyền và tiếp nhận dữ liệu trong OFDM, ước lượng kênh trong miền tần số -thời gian

Chương 3 Ước lượng kênh LS trong hệ thống MIMO-OFDM

Trong chương này chúng tôi tập chung vào phân tích kết hợp hai hệ thống trên, đưa ra phương pháp ước lượng kênh ls Cuối cùng là phân tích mô phỏng và sau đó là so sánh, đánh giá kết quả đạt được

TÓM TẮT ĐỒ ÁN

Đồ án này trình bày mô hình hệ thống, phân tích các khối trong hệ thống MIMO-OFDM Các phương pháp truyền dẫn trên kênh truyền vô tuyến, các kỹ thuật điều chế cơ bản trong hệ thống OFDM

Phân tích mã khối không gian-thời gian(STBC), một phương pháp quan trọng dùng để mã hóa và giãi mã tín hiệu trên kênh truyền MIMO Mô hình kết hợp hai hệ thống MIMO-OFDM, tính toán ước lượng kênh, viết chương trình mô phỏng trên phần mềm Matlap

Từ các tính toán, so sánh, phân tích kết quả mô phỏng, các đánh giá được trình bày để tìm ra phương pháp ước lượng kênh phù hợp cho hệ thống

ABSTRACT

This thesis presents the system model, analyze the block MIMO-OFDM system The method of transmission over radio channels, the basic modulation technique in OFDM systems

Analysis of code space-time block (STBC), an important method used to encrypt and decoded signals on MIMO channels The model combines MIMO-OFDM two systems, channel estimation calculated, written simulation programs on software Matlap

From the calculated, comparisons, analysis of simulation results, the assessment is presented order to find the channel estimation methods suitable for the system

CÁC TỪ VIẾT TẮT

AWGN Additive White Gaussian Noise Tạp âm Gauss trắng cộng

BPSK Binary Phase Shift Keying Khoá dịch pha nhị phân

BLAST Bell Laboratories layered

Space-Time

Phòng thí nghiệm Bell lớp Space-Time

CFR Channel Frequency Response Kênh Đáp ứng tần số

CSI Channel State Information Kênh thông tin State

EM Expectation Maximization Tối đa hóa kỳ vọng

FFT Fast Fourier Transform Biến đổi Fourier nhanh

FLOP Floating Point Operation Điểm họa động nổi

ICI Inter Channel Interference Sự giao thoa giữa các kênh IFFT Inverse Fast Fourier Transform Biến đổi Fourier ngược nhanh ISI Intersymbol Interference Nhiễu xuyên kí tự

LMS Least Mean Square Bình phương trung bình bé

nhất

MRC Maximal Ratio Combining Kết hợp độ lợi tối đa

MLD Maximum Likehood Detection Tách sóng hợp lệ tối đa

MIMO Multiple Input Multiple Output Đa đầu vào đa đầu ra

MISO Multiple Input Single Output Đa đầu vào đơn đầu ra

MMSE Minimum Mean Square Error Bình phương lỗi trung bình tối

thiểu

SNR Signal to Noise Ratio Tỷ lệ tín hiệu trên tạp âm SIMO Single Input Multiple Output Đơn đầu vào đa đầu ra

SISO Single Input Single Output Đơn đầu vào đơn đầu ra

STTD Space Time Transmit Diversity Phân tập phát không gian thời

gian STBC Space Time Block Code Mã khối không gian thời gian

gian

STD Switched Transmit Diversity Phân tập phát chuyển mạch SIR Signal to Interference Ratio Tỷ số tín hiệu trên nhiễu

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ ĐỒ THỊ Trang Hình 1.1 Sơ đồ khối của hệ thống MIMO 6 Hình 1.2 Mô hình tương đương của kênh truyền SISO 8 Hình 1.3 Mô hình tương đương của kênh truyền MISO 8 Hình 1.4 Mô hình tương đương của kênh truyền SIMO 9

Hình 2.3b Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao 29

Hình 2.17 Đáp ứng xung của kênh truyền trong môi trường truyền đa

đường

48

Hình 2.18a Tín hiệu Pilot trong miền thời gian và tần số 50

Hình 3.3a Block type pilot arrangement

Hình 3.3b Comp type pilot

74

Hình 3.5 Sự so sánh BER cho các cấu hình anten khác nhau với điều chế

CHƯƠNG 1: HỆ THỐNG MIMO

1.1 Mô hình kênh MIMO

Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến số sử dụng cả phân tập phát và thu với

N anten phát và M anten thu như hình 1.1 Kênh truyền giữa các anten máy phát (Tx) và anten máy thu (Rx) như mô tả ở hình vẽ được gọi là kênh đa đầu vào – đa đầu ra MIMO (MIMO: Multiple Input – Multiple Output) Hệ thống truyền dẫn trên kênh MIMO được gọi là hệ thống truyền dẫn MIMO Trong các trường hợp đặc biệt khi N=1 và M=1, tương ứng chúng ta có các hệ thống truyền dẫn phân tập thu SIMO và phân tập phát MISO

Hình 1.1 Sơ đồ khối của hệ thống MIMO Kênh truyền đơn giữa anten máy thu j và anten máy phát i được ký hiệu là

ji

h Tương tự như các hệ thống phân tập phát hoặc thu, để tránh ảnh hưởng giữa các anten phát hoặc giữa các anten thu với nhau nên khoảng cách yêu cầu tối thiểu giữa các phần tử anten ở các mảng anten phát hoặc thu là / 2 Kênh MIMO trong trường hợp này được gọi là kênh MIMO không tương quan Trong trường hợp pha-đinh Rayleigh phẳng không tương quan, h ji được mô hình hoá bằng một biến số

Gauss phức có giá trị trung bình không và phương sai bằng 1 Kênh MIMO gồm i anten phát và j anten thu thường được biểu diễn bởi một ma trận số phức gồm M

E zz  I , trong đó biểu diễn ma trận đơn vị với M dòng và

M cột [4, tr.71-72]

1.2 Dung lượng kênh truyền MIMO

1.2.1 Dung lượng kênh truyền cố định

Dung lượng kênh truyền được định nghĩa là tốc độ có thể truyền dẫn tối đa với một xác suất lỗi nào đó Dung lượng của kênh truyền chịu ảnh hưởng của tạp

âm nhiễu cộng trắng Gauss do Shannon tìm ra vào năm 1948 được biểu diễn như sau:

Hình 1.2 Mô hình tương đương của kênh truyền SISO

Kênh SISO: trường hợp truyền tín hiệu qua một kênh truyền cố định có độ

lợi h như ở hình vẽ 1.2 chúng ta có tỷ số SNR tại đầu vào máy thu:

S O

N

P h P

h P

Kênh MISO: tương tự như kênh truyền SISO, đối với các trường hợp kênh

truyền phân tập phát (MISO) ở hình 1.3 chúng ta có thể tính được tỷ số SNR p MISO

và dung lượng kênh truyền C MISO như sau:

Hình 1.3 Mô hình tương đương của kênh truyền MISO

2

2 1

Kênh SIMO: Đối với kênh truyền SIMO ở hình vẽ 1.4, tỷ số SNR trên một

Hình 1.4 Mô hình tương đương của kênh truyền SIMO

Kênh MIMO: Đối với trường hợp kênh MIMO như mô tả ở hình vẽ 1.1,

chúng ta có mối quan hệ thu phát được biểu diễn bằng phương trình hệ thống sau:

VV V V I D là ma trận đường chéo với các giá trị không âm, trong đó các

phần tử trên đường chéo là các giá trị căn bậc hai của các giá trị eigenvalue của ma trận

Nhân hai vế của phương trình trên với H

U chúng ta thu được phương trình tương đương

y' Ds' z' (1.17)

trong đó y'U y s H , 'V S v H , à z'=UH z Để ý rằng do D là ma trận đường chéo với

r=min(M,N) phần tử đầu tiên khác không, nên thông qua phép biến đổi SVD kênh

MIMO được phân tích thành r kênh truyền song song hữu ích N-r kênh còn lại

không đóng vai trò gì cả Ký hiệu các giá trị riêng (eigenvalue) khác không của ma trận  là i , ta có thể biểu diễn công thức (1.17) ở dạng r kênh song song như sau:

trong đó i biểu diễn biên độ của độ lợi kênh truyền tương đương thứ i Dung

lượng kênh truyền MIMO vì vậy là tổng dung lượng của r kênh truyền song song

Giả sử công suất phát trên các anten phát là như nhau và được chuẩn hoá thành

s V i sV i svới A i( ,:)và A(:, )i tương ứng biểu diễn một véc

tơ xây dựng từ hàng i hay cột i của ma trận A Do đó công suất thu tại kênh thứ i,

i ≤ r, có thể tính được như sau:

trong đó V(:, )i V H (:, ) 1i  dựa trên tính chất của ma trận unitary

Tương tự, công suất tạp âm ở kênh i được tính như sau:

Từ các công thức (1.19) và (1.20) chúng ta có thể tính được tỷ số SNR ở kênh i

i S2

i

P N

i

P C

MIMO

H r

N C

1.2.2 Dung lượng kênh truyền Rayleigh pha- đinh

Trong phần trước, chúng ta đã tìm hiểu về dung lượng kênh truyền MIMO trong trương hợp kênh truyền cố định Trong thực tế do tác động của pha đinh, kênh truyền tác động theo thời gian và thường được mô hình hoá bằng các biến số ngẫu

nhiên tuân theo phân bố Rayleigh Ma trận kênh truyền H trong trường hợp này là

một ma trận chứa các biến số ngẫu nhiên Gauss phức độc lập với giá trị trung bình 0

và phương sai bằng 1, tức là E h MN  1

Giả sử kênh truyền pha-đinh biến đổi chậm, tức là độ lợi kênh truyền không thay đổi trong một khoảng thời gian bằng độ dài một khung liên tiếp các symbols Giả sử thêm rằng máy thu biết hay ước lượng chính xác được ma trận kênh truyền

H Dung lượng kênh truyền trong trường hợp này thường được gọi là dung lượng

ergodic và được tính bằng cách lấy giá trị trung bình theo tất cả các phần tử của ma

trận kênh truyền H Tức là, chúng ta có:

Để ý rằng do các phần tử của ma trận kênh truyền H là các biến số ngẫu nhiên,

nên nếu áp dụng quy luật số lớn chúng ta có:

MIMO M

M H

MIMO M

Từ công thức trên chúng ta có các nhận xét sau:

+ Giả sử M=N, chúng ta thấy rằng dung lượng kênh truyền MIMO tăng

tuyến tính theo số lượng anten tối thiểu sử dụng ở máy phát hay ở máy thu

+ Nếu so sánh công thức (1.25) với công thức (1.8) chúng ta có thể thấy rằng dung lượng kênh truyền MIMO pha-đinh Rayleigh có thể đạt đến gấp

r=min(M,N) lần dung lượng kênh truyền SISO cố định

Hai nhận xét này cho chúng ta thấy rõ tầm quan trọng của việc sử dụng kênh truyền MIMO trong thông tin vô tuyến

Cần chú ý rằng để đạt được dung lượng kênh MIMO nói trên, các phần tử

MN

h của ma trận kênh truyền H phải là các biến Gauss phức và độc lập với nhau

Điều này tương đương với môi trường truyền dẫn giữa máy phát và máy thu là môi trường pha-đinh Rayleigh giàu tán xạ

Từ công thức (1.24) chúng ta dễ dàng tính được dung lượng của các kênh SIMO và MISO cho trường hợp pha-đinh Rayleigh bằng cách đặt tương ứng N=1

hay M=1 [4, tr.76]

1.3 Các phương pháp truyền dẫn trên kênh truyền MIMO

Kết quả phân tích dung lượng kênh truyền MIMO đã thúc đẩy một làn sóng nghiên cứu các kỹ thuật truyền dẫn hiệu quả trên kênh truyền MIMO Tiếp theo công trình chung với Gan, Foschini đã đề xuất một hệ thống truyền dẫn theo từng lớp kết hợp với mã hoá nhằm đạt được dung lượng kênh truyền mong muốn như kết

quả phân tích Tuy nhiên, kết quả nghiên cứu của Foschini cho thấy dung lượng

kênh truyền MIMO ở công thức (1.24) thực tế là đường giới hạn trên có thể đạt

được nhờ kết hợp các phương pháp mã hoá và thuật toán có độ phức tạp hay giữ chậm có giới hạn Vì vậy, để các hệ thống truyền dẫn MIMO hiệu quả có thể ứng dụng trong thực tế, các công trình nghiên cứu về MIMO đã tập trung vào việc đề xuất các phương pháp truyền dẫn thoả mãn được sự cân bằng giữa độ lợi thu được

từ kênh MIMO và tính phức tạp Các phương pháp truyền dẫn này có thể phân loại thành hai nhóm sau:

1 Phân kênh theo không gian (SDM): phương pháp này tập trung vào việc tăng tốc độ truyền dẫn bằng cách truyền đồng thời một loạt các luồng tín hiệu độc lập qua các anten phát và sử dụng các máy thu có độ phức tạp thấp để duy trì tỷ số lỗi bit cho phép Phương pháp này cho phép thu được độ lợi ghép kênh lớn

2 Mã không gian-thời gian (STC): khác với phương pháp ghép kênh theo không gian, mã không gian-thời gian kết hợp với mã hoá giữa các luồng tín hiệu để tối đa hoá độ lợi phân tập nhằm giảm thiểu tỷ số lỗi bit (BER) [4, tr.76-77]

1.4 Mã không gian-thời gian

1.4.1 Giới thiệu

Mã không gian-thời gian (STC: Space-Time Code ) là các bộ mã hoá cho các

hệ thống phân tập phát Mã không gian-thời gian được đưa đồng thời và tương quan trong cả hai miền thời gian và không gian vào trong tín hiệu phát, kết hợp với việc

sử dụng kỹ thuật tách tín hiệu ở máy thu nhằm đạt được độ lợi phân tập phát và có thể cả độ lợi mã hoá

Tuỳ theo phương pháp mã hoá, mã không gian-thời gian có thể chia thành hai loại: Mã khối không gian-thời gian (STBC: Space-Time Block Code) và mã lưới không gian-thời gian (STTC: Space-Time Trellis Code) Mã STBC có ưu điểm thiết kế và tách tín hiệu đơn giản Tuy nhiên, mã STBC chỉ cung cấp độ lợi phân tập phát mà không cung cấp độ lợi mã hoá Ngược lại với mã STBC, mã STTC cho phép thu được cả độ lợi phân tập phát và độ lợi mã hoá nhưng việc thiết kế và giải

mã lại phức tạp [4, tr.111]

1.4.2 Mã khối không gian-thời gian

Mã khối không gian – thời gian và đánh giá các quá trình xảy ra trên kênh pha- đinh MIMO Đầu tiên chúng ta nghiên cứu mã Alamouti đơn giản với sự phối

hợp giữa hai nhánh phân tập phát Sự phối hợp nhằm đạt được độ lợi phân tập toàn phần với việc sử dụng mã trực giao Trong phần này chúng ta nghiên cứu mã khối không gian- thời gian với nhiều anten phát dựa trên thiết kế trực giao

Chúng ta sử dụng điều chế M-ary Trong bộ mã hoá không gian-thời gian của Alamouti, mỗi nhóm gồm m bit thông tin, do đó mlog2M nên mã hoá gồm hai ký hiệu (symbol) là s1 và s2 trong mỗi mã hoạt động và được sắp xếp tới các ăng-ten phát theo ma trận mã hoá

N anten tại một khe thời gian t được biểu diễn bằng cột thứ t của S Như vậy, một

phần tử s n t, biểu diễn một dấu phát mã hoá được phát đi từ anten thứ n tại khe thời gian t

* 2,1 2,2 2 1

do N s N t 2nên tốc độ truyền dẫn của mã Alamouti STBC là R=1

Để thu được độ phân tập toàn phần N, do N anten phát cung cấp, ma trận mã

truyền X được thiết kế trên cơ sở trực giao sao cho

H N S1 2

k

XX C  s I (1.34)

trong đó C là một hằng số nào đó Loại mã STBC được xây dựng dựa trên cơ sở

trực giao này được gọi là mã STBC trực giao (OSTBC: Orthogonal) Với mã OSTBC, các véc tơ phát từ các anten trực giao với nhau Tức là nếu chúng ta định nghĩa x i là các véc tơ phát từ anten i, tương ứng hàng thứ i của X, thì

, , 1

t

N H

Tốc độ truyền dẫn tối đa của mã STBC trực giao có độ phân tập toàn phần là

1, tức là R>1, trong đó mã Alamouti là bộ mã cho tín hiệu phức duy nhất cho phép

đạt được đồng thời cả độ phân tập toàn phần và tốc độ toàn phần

Tuỳ theo chòm sao tín hiệu, chúng ta có thể thiết kế được các bộ mã STBC trực giao khác nhau [4, tr.111-113]

1.4.3 Mã STBC cho không gian tín hiệu thực

Dựa trên không gian tín hiệu, mã khối không gian-thời gian có thể được chia thành hai loại là: mã khối không gian-thời gian cho tín hiệu thực và mã khối không gian-thời gian cho tín hiệu phức

Để đơn giản chúng ta bắt đầu xem xét mã khối không gian-thời gian với ma trận phát vuôngX N Đối với chòm sao tín hiệu thực bất kỳ, như là M-ASK, mã khối

không gian-thời gian với ma trận phát vuông X N có NxN

Để đạt được độ phân tập toàn phần, các bộ mã STBC cho các hệ thống N ăng-ten phát sử dụng tập tín hiệu thực cũng cần phải thoả mãn điều kiện trực giao

đồng thời cả độ phân tập toàn phần và tốc độ toàn phần cho tập tín hiệu thực chỉ tồn tại với số anten phát N=2,4,8 Ma trận truyền dẫn của các bộ mã này là:

khe thời gian để truyền đi N s dấu phát Vì vậy, các bộ mã này cũng có tốc độ toàn

phần, tức là R=1, đồng thời cũng cho phép thu được độ phân tập toàn phần N

Giải mã STBC cho tập tín hiệu thực

Giả sử kênh pha-đinh chậm, tức là các hệ số kênh truyền h ji không đổi trong khoảng N t khe thời gian phát, ta có

h t ji( ) h t ji,  1, 2, ,N (1.46)

Như vậy, tín hiệu thu tại thời điểm t và ăng-ten thu m có thể được biểu diễn như sau:

Đối với loại mã STBC có ma trận truyền dẫn vuông như X X X2, 4, 8, chúng ta

để ý rằng các cột thứ 2 đến thứ N là các hoán vị của cột đầu tiên s s1, 2, ,s N T Đặt

t

là phép hoán vị của các dấu phát từ cột thứ nhất đến cột thứ t Vị trí hàng của s i

ở cột t được biểu diễn bởi t( )s n và dấu của s i ở cột t được ký hiệu là sgn ( )t s n

Với giả thiết hệ thống kênh truyền h ji được biết trước thì máy thu sử dụng phương pháp kết hợp tuyến tính tương tự như phương pháp Alamouti để thiết lập thống kê quyết định (decision stastitics) cho tín hiệu s i như sau:

~

* , , ( )

s chỉ phụ thuộc vào s i, metric quyết định kết hợp (1.50) được giản ước

thành metric quyết định độc lập cho từng dấu phát như sau:

,

2 2

kê quyết định tại máy thu sẽ là:

~

* , , ( ) ( ) 1

Tương tự như trường hợp với ma trận phát vuông thì metric quyết định cho từng tín hiệu s i là [4, tr.113-116]

1.4.4 Mã STBC cho không gian tín hiệu phức

Các tập tín hiệu phức được sử dụng rất phổ biến trong thông tin vô tuyến số như: M CQAM hay M C PSK Để đạt được độ phân tập toàn phần, các bộ mã

STBC cho các hệ thống N anten phát sử dụng tập tín hiệu phức cũng cần phải thoả

mãn điều kiện trực giao

1

s

N H

Với các hệ thống nhiều hơn 2 ăng-ten phát thì một cách tổng quát chúng ta

có thể xây dựng được các bộ mã phức cho bất kỳ số anten N nào với tốc độ R=1/2

R=1/2 bằng cách xây dựng một bộ mã STBC phức có cấu trúc tương tự như một bộ

mã STBC thực có tốc độ toàn phần rồi nối với ma trận liên hợp phức của nó

Với tốc độ lớn hơn 1/2 có một số mã STBC trực giao phức với tốc độ R=3/4

00

Giải mã STBC cho tập tín hiệu phức: để ý rằng bộ mã STBC cho tập tín

hiệu phức có ma trận truyền dẫn vuông chỉ tồn tại với mã X2 của Alamouti Phương pháp giải mã cho bộ mã này tương tự như phương pháp giải mã cho các bộ

mã STBC cho tập tín hiệu thực có ma trận truyền dẫn vuông

Đối với các bộ mã có ma trận truyền dẫn không vuông X X3, 4 có tốc độ 1/2

thì cũng tương tự như phương pháp giải mã cho tập tín hiệu thực chúng ta thống kê quyết định như sau:

~

* , , ( ) ( ) 1

Ví dụ, đối với bộ mã STBC, X Ncó tốc độ ½ thì thống kê quyết định cho các dấu phát được biểu diễn cụ thể như sau [4, tr.113-118]

1.5 Tóm tắt chương 1

Trong chương này, tác giả đã tìm hiểu về mô hình kênh MIMO cũng như dung lượng của kênh truyền MIMO Tác giả đã tìm hiểu chi tiết về mã khối không gian – thời gian, cụ thể là mã khối không - gian thời gian của Alamouti, các mã điển hình như X X X X X X X2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 và phương pháp mã hoá, giải mã không gian – thời gian tín hiệu thực và tín hiệu phức

CHƯƠNG 2: HỆ THỐNG OFDM 2.1 Giới thiệu

Kỹ thuật OFDM do R.W Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ Và kỹ thuật điều

chế OFDM là một trường hợp đặc biệt của phương pháp điều chế đa sóng mang trong đó các sóng mang phụ trực giao với nhau, nhờ vậy phổ tín hiệu ở các sóng mang phụ cho phép chồng lấn lên nhau mà phía thu vẫn có thể khôi phục lại tín hiệu ban đầu Sự chồng lấn phổ tín hiệu làm cho hệ thống OFDM có hiệu suất sử dụng phổ lớn hơn nhiều so với các kỹ thuật điều chế thông thường [6, tr.1]

Nguyên lý cơ bản của OFDM là chia ra chuỗi tốc độ dữ liệu cao vào trong một số chuỗi tốc độ thấp mà được truyền đồng thời qua một số những sóng mang phụ Bởi vì khoảng ký tự được tăng lên cho những sóng mang phụ song song tốc độ thấp, lượng tán sắc tương đối trong thời gian gây ra bởi lan truyền trì hoãn đa đường

được giảm bớt Giao thoa liên ký tự (ISI) được loại trừ gần như hoàn toàn bởi việc

đưa vào khoảng bảo vệ tại bắt đầu của mỗi ký tự OFDM sao cho độ dài chuỗi bảo

vệ lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh Trong khoảng bảo vệ, ký tự OFDM

được mở rộng theo chu kỳ để tránh giao thoa liên sóng mang (ICI) Như vậy, kênh

lựa chọn tần số cao được biến đổi vào trong một tập hợp lớn fading phẳng đơn lẻ, không lựa chọn tần số, những kênh băng hẹp

Những tiến bộ gần đây trong xử lý tín hiệu số hứa hẹn một phương pháp hiệu quả nữa cho việc thực hiện OFDM Từ công trình khoa học của Weistein và Ebert, người đã chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể thực hiện được thông qua phép biến đổi IDFT và phép giải điều chế OFDM có thể thực hiện được bằng phép biến đổi DFT, đến việc thay vì sử dụng IDFT và DFT người ta có thể sử dụng phép biến đổi nhanh IFFT cho bộ điều chế OFDM, sử dụng FFT cho bộ giải điều chế OFDM Sự điều chế của tập hợp K sóng mang phụ OFDM sử dụng biến đổi Fourier nhanh ngược (IFFT) tương đương việc điều chế mỗi sóng mang riêng lẻ Máy thu lấy mẫu dạng sóng đã truyền để thu được những mẫu K trên mà biến đổi Fourier nhanh đã thực hiện rồi Trong sự tìm hiểu này, hệ thống OFDM vận hành vai trò đầu tiên để biến đổi kênh lựa chọn tần số đến kênh fading phẳng băng hẹp và

OFDM thông thường làm tối ưu sự sử dụng kênh lựa chọn tần số và loại bỏ nhu cầu máy thu nghiêng phức tạp cao

Ưu điểm của OFDM:

 Giảm nhiễu xuyên kênh

 Giảm nhiễu xuyên kí tự

 Hiệu suất sử dụng băng thông cao

 Hoạt động tốt trong các kênh fading nhiều tia

Với rất nhiều ưu điểm kể trên, kỹ thuật OFDM vẫn tồn tại một số nhược điểm cơ bản có thể kể đến, như là: Đường bao biên độ của tín hiệu phát không bằng phẳng Điều này gây ra méo phi tuyến ở các bộ khuếch đại công suất phía phát và thu Sự sử dụng chuỗi bảo vệ tránh được nhiễu phân tập đa đường nhưng lại làm giảm đi một phần hiệu suất đường truyền Do yêu cầu về điều kiện trực giao giữa các sóng mang phụ, hệ thống OFDM rất nhạy cảm với hiệu ứng Doppler cũng như

là sự dịch tần và dịch thời gian do sai số đồng bộ [6.tr.7-8]

2.2 Khái niệm chung

2.2.1 Hệ thống đơn sóng mang

Hệ thống đơn sóng mang là hệ thống mà dữ liệu được điều chế và truyền đi chỉ trên một sóng mang

Hình 2.1 Sơ đồ chung của hệ thống đơn sóng mang

Với quá trình điều chế đơn sóng mang, tín hiệu được biểu diễn như sau:

t

Trong đó al là dữ liệu đầu vào của kí tự thứ l

2.2.2 Hệ thống đa sóng mang

Hệ thống đa sóng mang là hệ thống có dữ liệu được điều chế và truyền đi trên nhiều sóng mang khác nhau Cụ thể hơn, hệ thống đa sóng mang chia tín hiệu ban đầu thành các luồng tín hiệu khác nhau, và điều chế mỗi dòng tín hiệu với các sóng mang khác nhau Các tín hiệu được truyền trên các kênh tần số khác nhau, sau

đó ghép những kênh này lại theo kiểu FDM Ở phía thu, bộ tách kênh sẽ đưa đến bộ thu các kênh có tần số khác nhau, sau đó chúng được giải điều chế tạo ra tín hiệu gốc ban đầu

Hình 2.2 Sơ đồ hệ thống đa sóng mang

Hệ thống đa sóng mang, tín hiệu có thể được biểu diễn như sau:

2.2.3 Tín hiệu trực giao

Các tín hiệu là trực giao nếu chúng độc lập với nhau Tín hiệu trực giao có tính chất cho phép truyền và thu tốt nhiều tín hiệu trên cùng một kênh truyền mà không gây ra nhiễu xuyên kí tự giữa các tín hiệu này

Tính trực giao của tín hiệu được thể hiện ở dạng phổ của nó trong miền tần

số Trong miền tần số, mỗi sóng mang con của tín hiệu trực giao có đáp ứng tần số

là sin hay sin(x)/x Biên độ hàm sine có dạng búp chính hẹp và nhiều búp phụ có biên độ giảm dần khi càng xa tần số trung tâm Mỗi sóng mang của tín hiệu có biên

độ đỉnh tại tần số trung tâm của nó và bằng 0 tại tần số trung tâm của sóng mang khác Do đó ta gọi các tín hiệu trực giao nhau [6, tr.20-22]

Ví dụ: giả sử 4 tín hiệu trực giao được điều chế bởi 4 sóng mang con hình

sine sau:

Hình 2.2a Bốn sóng mang trực giao nhau

Hình 2.2b Phổ của 4 sóng mang trực giao

Hình 2.3a Kỹ thuật đa sóng mang

Hình 2.3b Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao

2.3 Mô hình hệ thống OFDM

Hình 2.4 Sơ đồ khối hệ thống OFDM

Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song Serial/Parallel và Parallel/Serial

Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN ( không có fading) [6, tr.23-24]:

Với B là băng thông của kênh truyền [Hz]

S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền

Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng

dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng

bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song Serial/Parallel

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài k ×b bit (k≤N), với b là số bit trong mô hình điều chế số, N số sóng mang k, N sẽ được chọn sao cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng Bằng cách sử dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền fading chọn lọc tần số thành kênh truyền fading phẳng [6]

Hình 2.5 Bộ S/P và P/S Ngược lại phía phát, phía thu sẽ dùng bộ Parallel/Serial để ghép N luồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất Trong OFDM , mỗi symbol thường truyền 40-4000 bit do vậy giai đoạn biến đổi nối tiếp thành song song là cần thiết để biến đổi dòng bit dữ liệu nối tiếp đầu vào thành dữ liệu cần truyền trong mỗi symbol OFDM

Hình 2.5 cho thấy tác dụng chuyển đổi của bộ chuyển đổi từ nối tiếp sang song song và ngược lại từ song song sang nối tiếp

Bộ Mapper và Demapper(bộ điều chế sóng mang con)

Hình 2.6 Bộ Mapper và Demapper

Từng symbol b bit sẽ được đưa vào bộ mapper mục đích là nâng cao dung lượng kênh truyền Một symbol b bit sẽ tương ứng một trong M = 2b

trạng thái hay một vị trí trong constellation (giản đồ chòm sao)

Một số phương thức điều chế số thường dùng trong bộ Mapper: M-PSK ( Phase Shift Keying), M-DPSK (Differential Phase Shift Keying), M-QAM (Quarature Amplitude Modulation)

 BPSK sử dụng 1 symbol có 1bit 0 hoặc 1 sẽ xác định trạng thái 0 0

độ Baud hay tốc độ symbol sẽ bằng tốc độ bit R symbol R b

 QPSK sử dụng 1 symbol 2 bit R symbol R b / 2

 8-PSK hay 8-QAM sử dụng 1 symbol 3 bit, R symbol R b/ 3

Số bit được truyền trong mỗi symbol tăng lên (M tăng lên) thì hiệu quả băng thông

Bộ IFFT và FFT

Hình 2.7.Bộ IFFT và FFT

Signal Mapper

Signal Demapper

Phép biến đổi IDFT cho phép ta tạo tín hiệu OFDM dễ dàng, tức là điều chế

N luồng tín hiệu song song lên N tần số trực giao một cách chính xác và đơn giản Phép biến đổi DFT cho phép ta giải điều chế lấy lại thông tin từ tín hiệu OFDM Nhờ sử dụng phép biến đổi IDFT và DFT mà ta tính giản được bộ tổng hợp tần số phức tạp ở phía phát và phía thu Nếu không sử dụng IDFT và DFT bộ tổng hợp tần

số phải tạo ra tập tần số cách đều nhau chính xác và đồng pha, nhằm tạo ra tập tần

số trực giao hoàn hảo, điều này không hề đơn giản một chút nào

Nếu ta sử dụng số sóng mang là lũy thừa của 2 thì ta có thể thay IDFT và DFT bằng IFFT và FFT (hình 2.7)

Phía phát symbolX0 ,X1 , ,X K1từ bộ mapper sẽ đi vào bộ IDFT, tạo symbol:

 chính là các mẫu rời rạc của tín hiệu OFDM x(t) trong miền

thời gian Phía thu làm ngược lại so với phía phát, phép biến đổi FFT được áp dụng cho symbolx x~0 ,~1 , ,~x K 1 

22

(

10

1

0

2 1

0

2

s k s

k

N

k

nf f j k N

k

kn N j k n

nt f n f

f n

N k

N n

e X N e

X N

2 1



Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal(chèn khoảng bảo

vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ)

Hình 2.8 Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal

Hai nguồn nhiễu giao thoa (interference) thường thấy trong các hệ thống vô tuyến số, cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI

Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang trực giao làm tập tần số của các kênh phụ Nhiễu ISI sẽ gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu ta sử dụng số lượng sóng mang N đủ lớn, khi đó băng thông của mỗi kênh đủ nhỏ so với coherence bandwith, tức là độ rộng một symbol ts sẽ lớn hơn trãi trễ của kênh truyền Tuy nhiên do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng, nên N phải được chọn tối ưu, bộ Guard interval Insertion (Hình 2.8) được sử dụng nhằm kéo dài độ rộng symbol ts mà vẫn giữa nguyên số sóng mang Bộ Guard Interval Insertion sẽ chèn thêm một khoảng bảo vệ (Guard Interal) gồm µ mẫu vào mỗi sumbol, khi này độ rộng một symbol sẽ là