Kỹ thuật xung

Khi dẫn đến đầu vμo mạch điện gồm RC mắc nối tiếp tại thời điểm t0 một xung đơn có dạng hình chữ nhật lý tưởng biên độ E vμ độ rộng tx, tương tự như trên ta có thể dễ dμng tìm được dạng

kỹ thuật xung

Đ1.1: Tín hiệu xung vμ tham số

Ngμy nay các thiết bị xung được ứng dụng rất rộng rãi trong nhiều lĩnh vực khoa học kỹ thuật hiện đại như : Thông tin, điều khiển, Máy tính điện tử,Điện tử ứng dụng

Tuỳ theo từng nhiệm vụ mμ trong các thiết bị có sử dụng nhiều loại sơ đồ xung khác nhau Chúng khác nhau về nguyên tắc cấu tạo, về nguyên lý lμm việc cũng như về tham số

Tổ hợp các phương pháp vμ các thiết bị để tạo vμ biến đổi dạng xung gọi

lμ “ kỹ thuật xung “

Trước khi đi vμo nghiên cứu các quá trình xung, ta cần hiểu thế nμo lμ tín hiệu xung vμ các tham số đặc trưng của nó Theo định nghĩa: “ Xung điều khiển

lμ những điện áp hay dòng điện tồn tại trong một khoảng thời gian ngắn có thể

so sánh được với quá trình quá độ trong mạch điện mμ chúng tác dụng “

Nếu có một dãy xung tác dụng lên mạch điện thì ta giả thiết thời gian giữ các xung kế tiếp nhau đủ lớn so với thời gian qúa độ của mạch khi đó việc nghiên cứu tác dụng của một dãy xung giống như việc nghiên cứu tác dụng của một xung đơn lên mạch đó

Ngược lại nếu thời gian giữa các xung kế tiếp nhau không đủ lớn thì việc nghiên cứu tác động của một dãy xung sẽ phức tạp hơn

Thông thường hay gặp lμ những dãy xung có chu kỳ lặp lại Tx khi đó dãy xung được đặc trưng bằng các tham số như: Tần số lặp lại fx , độ rỗng Qx vμ hệ

Thông thường phạm vi biến đổi của Qxkhá lớn từ một vμi cho đến hμng trăm, thậm chí hμng nghìn đơn vị

+ Tần số lặp lại của dãy xung được đo bằng HZ tức lμ số xung trong một giây vμ liên hệ với độ rỗng theo biểu thức :

fx =

x x

x Q t

1

http://www.ebook.edu.vn 3

Dạng xung lμ qui luật biến đổi của trị số điện áp (dòng điện) xung theo thời gian, cũng lμ một tham số cơ bản của tín hiệu xung Tuỳ theo mục đích công tác mμ người ta sử dụng các dãy xung có hình dạng khác nhau như:

Qua các ví dụ trên ta thấy thông thường thời gian tồn tại của xung tx rất nhỏ so với chu kỳ lặp lại Tx vμ có những thời điểm xung biến đổi đột ngột Tuy vậy trong thực tế còn gặp những dãy xung mμ mμ thời gian tồn tại tx bằng một nửa hoặc lớn hơn một nửa chu kỳ lặp lại Những dãy xung như vậy được gọi lμ dãy xung rộng Tuy nhiên khái niệm nμy hoμn toμn không phải lμ tuyệt đối ví

dụ : Trong điều khiển tự động thường dùng xung có độ rộng đến hμng giây, trong thông tin liên lạc dùng xung có độ rộng vμi chục μs đến vμi ms Trong vật

lý lại dùng xung cỡ ns hoặc xung có độ rộng hẹp hơn

Để đặc trưng cho dạng của tín hiệu xung, người ta thường dùng một số các tham số cơ bản sau (hình 1-2)

- Độ rộng xung tx , lμ khoảng thời gian tồn tại của xung

Tx

t

t

t

u

u

u

u u

Hình 1-1: Một số dạng xung thường gặp a-xung vuông; b- xung tam giác; c- xung hình thang ; d- xung kim

b

d

tx

um

Tx

Tx

Tx

t

ΔU

U

Um

s2

tx

0,9um

0,1um

Hình 1-2

- Biên độ xung Um (Im) , lμ giá trị cực đại của xung

- Độ rộng sườn trước ts1 , lμ khoảng thời gian tăng của biên độ xung

- Độ rộng sườn sau ts2 , lμ khoảng thời gian giảm của biên độ xung

Đôi khi để thay cho tham số về độ rộng sườn xung người ta còn sử dụng tham

số “ độ rốc sườn xung , tức lμ tốc độ tăng hoặc giảm của xung (độ dốc sườn trước SS1 , độ dốc sườn sau SS2 )

, S ;

2

S2 1

1

S

m S

m S

t

U t

βum tuỳ ý , nhưng thông thường người ta lấy β = 0,1; 0,01; 0,05 Trong thực

tế người ta còn sử dụng thông số độ rộng hiệu dụng của xung tx , tức lμ độ rộng của xung ở mức giá rtị xung bằng 0,5um

Những xung trên ( hình 1-1vμ hình 1-2 ) lμ những xung thị tần, tức lμ những điện áp vμ dòng điện xung mμ giá trị tức thời trong một khoảng thời gian nμo đó khác không có giá trị không đổi Ngoμi ra người ta còn sử dụng những xung xạ tần, tức lμ những đợt dao động cao tần thường lμ hình sin, có đường bao

http://www.ebook.edu.vn 5

Khác với những tín hiệu hình sin đơn thuần , các tín hiệu xung có thể bị thay đổi hình dạng một cách nghiêm trọng ngay cả khi đưa qua các mạch điện tuyến tính Vì vậy người ta đã dùng mạch điện tuyến tính để tạo những tín hiệu xung có dạng cần thiết Phương pháp đó được gọi lμ “phương pháp tạo tín hiệu xung tuyến tính “ Một phương pháp khác để tạo tín hiệu trong kỹ thuật xung lμ phương pháp sử dụng các đoạn không thẳng trong đặc tuyến của các dụng cụ

điện tử vμ ion , thường gọi lμ “ phương pháp tạo tín hiệu xung phi tuyến “ Khi

đó các đèn điện tử vμ bán dẫn được sử dụng như một rơle điện tử có hai trạng thái “ thông ” (tức lμ dẫn điện) vμ “ tắt ” (tức lμ không dẫn điện)

Để phân tích các qúa trình công tác của thiết bị xung ta có thể sử dụng bất kỳ một công cụ toán học nμo dã biết như : phương pháp cổ điển , tức lμ thiết lập vμ giải các phương trình vi phân hệ số hằng số Khi đó , đặc tuyến của những phần

tử phi tuyến được tuyến tính hoá từng đoạn , còn phương trình vi phân được viết cho từng khâu bao hμm giữa các biên của các đoạn đó Hoặc sử dụng các phương pháp toán học khác như phương pháp phổ ( tức lμ sử dụng các chuỗi vμ tích phân Furie ) , phương pháp tích phân xếp chồng (tức lμ sử dụng tích phân Duhamen ) , phương pháp toán tử (tức lμ sử dụng phương pháp biến đổi Laplace )

Đ1.2.các dạng điện áp đơn giản vμ phản ứng của

mạch điện rc - rl đối với chúng

1.2.1 Khái niệm :

Như ta đã biết , để xác định điện áp u2(t) của mạch điện tuyến tính, khi

đầu vμo tác dụng u1(t) có dạng phức tạp ta có thể sử dụng nguyên lý xếp chồng Khi đó ta phân tích u1(t) có dạng phức tạp thμnh những thμnh phần u11(t), u12(t), , u1n(t) có dạng đơn giản, rồi tìm kết quả trên đầu ra đối với từng thμnh phần

đó mμ ta ký hiệu lμ u21(t), u22(t), , u2n(t) Cuối cùng đem tổng các kết quả lại

Mặt khác ta cũng thấy những tín hiệu xung cơ bản như hình chữ nhật, hình thang, hình tam giác, răng cưa, xung nhọn đều có thể coi lμ tổng của ba dạng điện áp ( dòng điện ) đơn giản sau ( Hình 1-4)

- Một lμ , dạng điện áp đột biến ( hình 1-4a ) có thể viết theo biểu thức:

t

t khi

t

t khi 1

- Hai lμ , điện áp biến đổi theo quy luật đường thẳng ( hình 1-4b) , có thể viết dưới dạng:

t

t khi 0

t

t khi ) (t t K

- Ba lμ , điện áp biến đổi theo quy luật hμm số mũ ( hình 1-4c) , có thể viết dưới dạng:

u1

u1

E

E E

http://www.ebook.edu.vn 7

Trên đây ( hình 1-5 ) lμ một số ví dụ về phương pháp phân tích các điện áp

có dạng phức tạp thμnh tổng các điện áp thμnh phần đơn giản Như vậy ta có thể coi điện áp vμo u1(t) lμ tổng của các điện áp thμnh phần u1(i)(t) , u1(2)(t) , u1(3)(t) ,

u1(n)(t)

u1(t) = u1(1)(t) + u1(2)(t) + u1(3)(t) + + u1(n)(t)

Để tìm u2(t) ta tìm phản ứng của mạch với các điện áp thμnh phần ở đầu vμo

u1(i)(t) , với i=1 n lμ u2(i)(t) , rồi lấy tổng các kết quả lại

uR(t) vμ trên C lμ uC(t) ( hình 1-6 b)

Bằng phương pháp biến đổi Laplace, ta tìm được dòng điện trong mạch i(t)

Từ đó xác định được uR(t) vμ uC(t) Như đã biết i(t) có ảnh lμ I(p) vμ được xác

định:

I(p) = u1(p) Y(p)

Trong đó : u1(p) lμ ảnh của điện áp vμo u1(t)

Y(p) lμ điện dẫn dưới dạng toán tử Với mạch R-C mắc nối tiếp ta có:

Y (P) =

RC

1

; P1R

1

PC

1R

Nếu điện áp đầu vμo u1(t) có dạng đột biến tại t =0 ta có:

u1(p) =

PE

Vậy: I (p) = u1(p) Y(p) =

α+

P1P

1.RE

P1.R

1

PE

Về mặt vật lý, ta thấy sau khi đóng mạch R-C vμo một nguồn sức điện

động lμ E Trong mạch sẽ phát sinh quá trình quá độ Đó lμ quá trình nạp điện cho tụ c lμm cho điện áp trên tụ tăng dần vμ điện áp trên điện trở giảm dần theo qui luật hμm số mũ Về mặt lý thuyết thời gian để điện áp trên tụ đạt giá trị xác lập (E) lμ bằng vô cùng Song trong thực tế khoảng thời gian để điện áp trên tụ tăng từ một mức βE nμo đó khá nhỏ đến mức E (1-β) được coi lμ xác lập Khoảng thời gian nμy dμi hay ngắt do hằng số thời gian của mạch lμ:

τ=RC =1/α quyết định

Ta hãy xét cụ thể khoảng thời gian đó, thường gọi lμ độ rộng sườn của

điện áp dạng hμm mũ Nếu gọi độ rộng sườn đó lμ tS theo hình 1-7ta có :

tS = RC.ln

β

β

ư 1

ứng với các β khác nhau ta có các giá trị của tS cho trong bảng bảng 1

tS 4,6τ 3τ 2,2τ

u (1-β) E

τ

tS

Hình 1-7 Bảng 1

2-8a

2-9 2-10 2-8b

http://www.ebook.edu.vn 9

Thông thường người ta lấy β = 0,05 vμ tS = 3τ =3RC

Đối với mạch điện gồm R vμ L mắc nối tiếp (hình 1-8 a), nếu tại thời điểm t

= 0, tác dụng lên đầu vμo của mạch một điện áp đột biến E, thì các dạng điện áp lấy ra trên điện trở R lμ uR (t) vμ trên cuộn cảm L lμ uL (t) giống như điện áp lấy

ra trên tụ C vμ điện trở R đã xét ở trên Nghĩa lμ điện áp lấy trên điện trở R sẽ tăng còn điện áp trên cuộn cảm L giảm theo qui luật hμm số mũ:

lμ hằng số thời gian của mạch

b/Điện áp biến đổi tuyến tính

Nếu tại thời điểm t = 0, tác dụng lên đầu vμo của mạch RC một điện áp biến đổi tuyến tính có dạng:

u1(t) = K.t thì u1(t) có ảnh :

u1(P) = 2

P K

vμ I(P) = u1(p).Y(p) =

) (1

1 )

P (1

1

2 ⋅ +α = R ⋅ P + α

K R

P K

Theo các biểu thức (2-13) vμ (2-14) ta thấy đầu tiên tốc độ biến đổi điện

áp trên điện trở R bằng tốc độ biến đổi điện áp của điện áp vμo nghĩa lμ :

k

dt

t du dt

t du

t t

=

1 0

) ( )

uR(∞) = kτ = const

uC(∞) = k (t- τ)

Điều nμycó nghĩa lμ sau khi đến xác lập, điện áp trên điện trở R không tăng nữa vμ giữa giá trị không đổi bằng kτ, còn điện áp trên tụ C biến đổi giống hệt như điện áp vμo chỉ khác lμ chậm đi so với điện áp vμo một khoảng thời gian

đúng bằng hằng số thời gian của mạch Khi đó tốc độ biến đổi của điện áp trên

tụ uC(t) bằng k vμ điện áp trên tụ biến đổi theo quy luật tuyến tính

Các công thức vμ giản đồ thời gian trên hoμn toμn có thể áp dụng cho trường hợp mạch gồm 2 phần tử lμ R vμ L mắc nối tiếp nhau

Nghĩa lμ: uL(t) = k.τ(1- e-t/ τ)

uR(t) = k.[ ư τ( ư ư / τ) ]

e1t

http://www.ebook.edu.vn 11

c\ Điện áp biến đổi theo qui luật hàm số mũ

Nếu tại thời điểm t = 0, dẫn đến đầu vμo của mạch R vμ C mắc nối tiếp một điện áp biến đổi theo qui luật hμm số mũ có dạng : u1(t) = E (1- e-α t) thì

u1(t) có ảnh lμ :

u1 (P) = α1 E

)P

(P

1

1

α+

α

PP

1R

E

RP1

1)

(PP

1E

1

1 1

1

Tương ứng với gốc:

i (t) = [ - t 1t]

ee

1q

qR

ư

⋅

q = α = τ ⎜⎜⎝⎛τ = α ⎟⎟⎠⎞

α

1

1 1

:Với RC

t t R

e e E q q

t U t U t U

e e E q

q t U

1 1

1

1 e

1 E

-1

1

α α α

α α

đại của UR(t) vμo khoảng 0,37E

Đối với dạng điện áp lấy trên tụ điện C ta thấy, khi q cμng nhỏ dạng của UC(t) cμng giống dạng điện áp vμo U1(t) Khi q < 0,3 đường cong UC(t) hầu như lặp lại điện áp vμo U1(t)

Tương tự như hia trường hợp trên, các biểu thức va f giản đồ thời gian ở đây cũng có thể dùng cho trường hợp mạch gồm hai phần tử L vμ R ắc nối tiếp với nhau Nghĩa lμ có thể dùng công thức 2-20 cho điện áp lấy ra trên điện cảm L vμ công thức 2-21 cho điện áp lấy ra trên điện trở R Trong đó:

t/τ

t/τ

1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1

http://www.ebook.edu.vn 13

Đ1.3.Phản ứng của mạch RC- RL đối với

tác dụng của các xung đơn 1.31.Điện áp ra lấy trên điện trở

Nếu tại thời điểm t = 0 dẫn đến đầu vμo mạch RC một xung đơn có dạng hình chữ nhật lý tưởng với biên độ E vμ độ rộng tx như hình vẽ Bằng cách áp dụng nguyên lý xếp chồng ta có thể phân tích điện áp vμo thμnh hai thμnh phần

uV1(t) vμ uV2(t) (hình b) Khi đó tác dụng của xung vuông được coi như tổng của hai điện áp đột biến có biên độ E (tại t =0) vμ có biên độ -E (tại t = tx) Điện áp

ra đối với các điịen áp thμnh phần ở đầu vμo có dạng như (hình c)

Trong khoảng thời gian

0 ữ tx điện áp ra được xác định theo biểu thức: uR (t) = E.e-t/τ

t = tx điện áp ra được xác định theo biểu thức: uR (t) = E.eưt x /τ

Trong khoảng thời gian t > tx : ( ) ( x τ ) τx

t t t

Qua hình vẽ ta thấy hằng số thời gian của mạch điện cμng nhỏ xung đi qua cμng

bị méo dạng nghiêm trọng Khi τ <

3

tx xung ra sẽ có dạng lμ hai xung nhọn dương vμ âm Đó lμ trường hợp của mạch vi phân Ngược lại hằng số thời gian cμng lớn xung ra cμng ít bị méo dạng , đó lμ trường hợp mạch phân cách dùng

RC Khi τ > 10t xung ra có dạng gần giống xung vμo , xong bị sụt đỉnh chút ít

M=10 M=1

M=0,1 M=0,3 M=1 M=10

uv(t)

a

b

x t

e− thμnh chuỗi luỹ thừa kết hợp với điều kiện ( * ) ta có biểu thức gần đúng nh− său :

( 3-3 )

( 3- 4 )

( 3- 5 ) ( 3-2 )

nhau Thực vậy , trong khoảng thời gian 0 ữ tx , tụ điện được nạp điện vμ điện tích trên tụ được tăng lên một lượng bằng Qn

=∫t x = ∫t x

R idt Q

0 0

1.3.2 Điện áp lấy ra trên tụ điện

Khi dẫn đến đầu vμo mạch điện gồm RC mắc nối tiếp tại thời điểm t0 một xung đơn có dạng hình chữ nhật lý tưởng biên độ E vμ độ rộng tx, tương tự như trên ta có thể dễ dμng tìm được dạng điện áp ra trên tụ C uC (t)

Trong khoảng thời gian từ 0 ữ tx điện áp ra được xác định theo biểu thức:

uc (t) = E.( τ

x t

τ << 1 Xung ra có dạng hầu như lặp lại

dạng xung vμo Đó lμ trường hợp thường gặp dưới dạng điện trở kháng ra của một bộ khuyếch đại điện dung Một mạch như vậy được minh hoạ trên hình1-17a vμ theo định lý Têvênin có sơ đồ tương đương hìmh 1-17b , trong đó :

t i

t i td

R R

R R R

+

= vμ ( )

t i

t td

R R

R t U t U

+

= )

RCRC

RC

EE

Trong đó Ri lμ nội trở của nguồn U(t) vμ Rt lμ điện trở của tải Khi hằng số thời gian của mạch cμng lớn xung ra cμng bị méo dạng nghiêm trọng, biên độ bị giảm vμ độ rộng bị kéo dμi ra.Nếu thoả mãn điều kiện : M =

t

τ >> 1, xung ra có biên độ rất nhỏ, song sườn trước hầu như tăng theo qui luật đường thẳng đó lμ trường hợp mạch tích phân

* Nếu tác dụng lên đầu vμo một xung đơn hình tam giác Trong khoảng thời gian từ 0 ữ tx điện áp ra được xác định theo biểu thức:

Trường hợp nμy ứng với đường cong 1 trên hình 1-16 khi điện dung C lμ

điện dung ký sinh như đã nói ở trên

Nếu hằng số thời gian của mạch khá lớn, xung ra sẽ bị méo nghêm trọng ( như đường cong 2 ) sau khi khai triển thμnh phần hμm số mũ trong biểu thức

uc (t) vμ hạn chế bớt các thμnh phần bậc từ ba trở đi ta có biểu thức đúng của

điện áp ra:

uC (t) ≅

RC2

t

k⋅ 2

Như vậy, khi tín hiệu đầu vμo thay đổi theo qui luật đường thẳng thì tín hiệu đầu ra theo qui luật đường cong bậc hai Khi đó mạch RC lμm việc như mạch tích phân gần đúng

( 3- 7 )

( 3- 8 )

Ngược lai hằng số thời gian của mạch đủ lớn để quá trình quá độ trong mạch không kịp kết thúc trước khi xuất hiện xung tiếp theo thì phản ứng của mạch sẽ phức tạp hơn

Giả sử tại thời điểm t = 0, ta truyền đến đầu vμo mạch RC một dãy xung vuông có biên độ E, độ rộng tx , chu kỳ Tx Đầu tiên tụ C được nạp, điện áp trên

tụ tăng lên một lượng nμo đó, do hằng số thời gian của mạch xác định Sau khi hết xung, tụ phóng điện lμm cho điện áp trên tụ giảm dần Song do hằng số thời gian của mạch lớn tụ C chưa kịp phóng hết điện tích thì đã có xung tiếp theo tác dụng vμ tụ lại được nạp, điện áp trên tụ tăng vμ lớn hơn mức cũ một chút Cứ như vậy ban đầu điện tích nạp lớn hơn điện tích phóng song sau mỗi lần có xung tác dụng điện tích nạp giảm dần điện tích phóng tăng dần cho đến xác lập điện tích nạp bằng điện tích phóng vμ điện áp trên tụ gần như không đổi coi gần đúng bằng điện áp u0 nμo đó thường gọi lμ giá trị trung bình của điện áp trên tụ Quá trình thiết lập điệnáp trên tụ được minh hoạ trên hình 1- 17 Để tìmgiá trị u0 ta xét quy luật biến đổi điện áp trên tụ với các thhời điểm t1 = Tx , t2 =2Tx , t3 = 3Tx tn = nTx , được biểu diễn bằng hμm nguyên u0 =f(nTx) Muốn phân tích hμm số ta có thể biến đổi rời rạc Laplace đẻ thiết lập mối quan hệ giữa hai toạ độ

kế tiếp nhau u0(nTx) vμ u0{(n+1)Tx} Ta hãy phân tích quá trình nạp vμ phóng

điện của tụ trong khoảng thời gian của chu kỳ lặp lại thứ n tức lμ trong khoảng thời gian nTx ≤ (n+1)Tx Khi viết phương trình nạp vμ phóng điện của tụ, để cho gọn ta lấy gốc tại thời điểm đầu của chu kỳ thứ n với biến số t1= t- nTx Trong khoảng thời gian 0 ≤ t1 < tx , tụ được nạp điện theo quy luật hμm só mũ:

eưτ

ư

1 )+ u0(nTx) n

x t

eưτ Trong khoảng tx ≤ t1 < Tx khi khong có tín hiệu vμo , tụ phóng điện vμ điện áp trên tụ được viết theo biểu thức :

uc (t1) = uc (tx) p

x t t

( 4 -1) )

( 4 -2) )

( 4 - 4) )

u0{(n+1)Tx} - Au0(nTx) = B

Trong đó A =

) (

n x p x

x t t T

u0 =

x x t

x

T T

t E dt E T dt t u T

x x

2 2 1

1 ) ( 1

Vởy , giá trị trung bình của điện áp trên tụ bằng trị số thμnh phần một chièu của tín hiệu vμo Đến đây ta có thể kết luận , khi truyền một dãy xung qua mạch phân cách RC , sau khi đã thiết lập chế độ cân bằng động , thμnh phần một chiều của tín hiệu vμo bị giữ lai trên tụ điện Mặt khác trong quá trình đi đến xác lập ,

điện áp trên điện trở Ur (t) bị dịch dần xuống phía dưới trục hoμnh so với tín hiệu vμo Sau khi đi đến thiết lập Ur(t) sẽ dịch xuống phía dưới một đoạn bằng U0 vμ

điện áp trên điện trở chỉ còn lại thμnh phần xoay chiều , có dạng như hình 1-17 Khi đó phần siện tích S1, S2 lμ phần diện tích bị giới hạn bởi trục hoμnh vμ

đường cong ở trên vμ dưới trục hoμnh phải bằng nhau Những kết luận ở đây hoμn toμn có tính chất quy luật bởi vì ở chế độ xác lập dòng điện một chiều không có khả năng chảy qua tụ điện

( 4 - 5) )

( 4 - 6) )

http://www.ebook.edu.vn 21

Đ1.5.Mạch phân áp

Trong các thiết bị xung thường gặp trường hợp phải lμm suy giảm bớt một phần điện áp nμo đó để đảm bảo các chỉ tiêu kỹ thuật chung, hoặc tiện lợi cho việc sử dụng Khi đó ta phải dùng bộ phân áp Vấn đề lμ phải lμm sao cho tín hiệu trên đầu ra của bộ phân áp vẫn giữ được tín hiệu đầu vμo mμ chỉ có biên độ

bị giảm đi mμ thôi Như ta đã biết, theo khai triển Furier các tín hiệu không sin

có chu kỳ, đều chứa trong nó các thμmh phần từ thấp đến cao Muốn lấy ra một phần tín hiệu mμ không gây méo tín hiệu thì hệ số phân áp của bộ phân áp có hệ

số phân áp không phụ thuộc tần số, đơn giản được trình bμy như hình vẽ sau:

Đối với bộ phân áp điện trở (hình 1-18a) , hệ số phân áp lμ :

=

+

=

2 1

2

R R

R

R

ξ const ; Đối với bộ phân áp điện dung (hình 1-18b) , hệ số phân áp lμ :

=

+

=ξ

2 1

1 C

CC

Nếu tại t = 0 tác dụng lên đầu vμo của mạch một điện áp đột biến biên độ

E, thì điện áp ra dưới dạng ảnh được viết:

)P(Z

2 1

2

+

với : Z1(P) =

1 1

1 1

PC

1R

PC

1R+

=

P RC

2 2

PC

1R

PC

1R+

=

P C R

R

2 2

2 1 2

1 1 1 2

1 1

2

2

CCRR

RR

;CR

:với P1

P1RR

R

++

=τ

=ττ

+

τ+

⋅+Sau vμi biến đổi ta có:

τ

ưτ+

1RR

R.E

2

2 1 1

2 2

τ

ưτ++

τ

ư / 22

2 1 1

2

P1

1RR

R.Ethay τ1,τ2 vμo biểu thức trên ta có:

ư+

+

2 1 2

2 2 1 1 2

1

2

eCCR

CRCR1RR

RE

Từ biểu thức (5-8) nμy cho t → ∞ ta có:

1

R

R E

cho t = 0 ta có:

u2 (0) = C

2 1

1

ECC

C

+

⋅Qua các biểu thức trên ta thấy:

ở t = ∞ thì trị số điện áp ra do hệ số phân áp điện trở quyết định

(5-1)

(5-3) (5-2)

http://www.ebook.edu.vn 23

ở t = 0 thì trị số điện áp ra do hệ số phân áp điện dung quyết định

Vậy nếu đảm bảo ξC =ξR thì điện áp ra sẽ không bị méo nói cách khác

điều kiện để hệ số phân áp không phụ thuộc tần số lμ:

1 1 2 2

2 1

1 2

1

2

RCRC CC

CR

R

R

=

→+

=+

Do đó điều kiện để chọn trị số cho C1 đảm bảo bù méo lμ:

1

2 2 1

R

RC

nó có chứa đầy đủ các tần số mμ thμnh phần tần số cao nằm trong sườn lên của

điện áp đột biến Bởi vậy tại thời điểm t = 0 trở kháng của các tụ điện nói chung

Xc =

c

ω

1

rất nhỏ so với điện trở mắc song song với nó vì vậy trị số điện áp ra

do phân áp điện dung ξ quyết định ngược lại , sau khi kết thúc quá trình quá C

độ ( theo quy ước thời gian nμy bằng ba lần hằng số thời gian của mạch) các tụ

điện đã được nạp đầy , trở kháng của các tụ Xc rấtlớn so với điện trở Do đó trị

số điện áp ra do phân áp điện trở ξR quyết định Do đó , nếu ξC fξR hoặc

R

ξ p bước nhẩy điện áp ban đầu , tại thời điểm t=0 sẽ lớn hơn hoặc nhỏ hơn trị số xác lập , chỉ khi ξ =C ξR , bước nhảy điện áp ban đầu đúng bằng chị số xác lập vμ điện áp ra không bị méo dạng

Chương 2 : các chế độ khoá của dụng cụ bán dẫn

trong thiết bị xung

Trong các thiết bị xung ,các dụng cụ điện tử vμ bán dẫn thường công tác ở tất cả các chế độ ,song chủ yếu nhất lμ công tác trong chế độ đóng mở Khi đó ,về thực chất ,các đèn điện tử vμ dụng cụ bán dẫn đóng vai trò như một cái khoá

điện tử nằm ở một trong hai trạng thái :khoá mở lμ đèn tắt vμ khoá đóng lμ đèn thông Chế độ đóng mở nμy được đặc trưng bằng sự chuyển đổi của khoá một cách nhanh chóng từ trạng thái đèn tắt sang trạng thái đèn bão hoμ ,vμ ngược lại ,dưới tác dụng của tín hiệu vμo đặt lên các điện cực điều khiển Khi đèn đã nằm

ở một trong hai trạng thái trên ,thì mọi sự thay đổi nhỏ ở đầu vμo đều không lμm

ảnh hưởng gì đến điện áp hoặc dòng điện ở đầu ra

Một cách gần đúng khi so với các sơ đồ thực tế ,ta có thể coi các khoá lý tưởng có nội trở bằng vô cùng khi khoá mở vμ bằng không khi khoá đóng Như vậy một khoá điện tử có thể được đặc trưngbằng các giá trị nội trở của khoá ở hai trạng thái Ngoμi ra khoá còn được đặc trưng bằng công suất yêu cầu đối với các tín hiệu điều khiển ở đầu vμo vμ thời gian cần thiết để chuyển khoá từ một trạng thái nμy sang trạng thái khác Về mặt năng lưọng mμ nói ,các khoá điện tử dùng tranzito yêu cầu công suất điều khiển nhỏ hơn so với đèn điện tử.Song nội trở của khóa tranzito khi khoá mở lại nhỏ hơn nhiều so với đèn điện tử Đó lμ

điều cần hết sức lưu ý trong những sơ đồ thực tế

Nhìn chung ,trong các thiết bị xung ,các đèn điện tử vμ bán dẫn lμm việc trong chế độ mμ điện áp điều khiển trên các điện cực thay đổi trong phạm vi lớn thường được gọi lμ chế độ tín hiệu lớn Khi đó đặc tuyến vôn –ampe của đèn có

độ cong rất lớn vμ, tuỳ theo độ chính xác,chúng có thể thay chúng bằng những

đường cong toán học khác nhau.Song việc thay thế đặc tuyến vôn –ampe của

đèn bằng những đườngcong như vậy chỉ dùng được trong một phạm vi rất hẹp để giải những bμi toán đặc biệt ,không được áp dụng rộng rãi trong tính toán kỹ thuật Bởi vậy, trong thực tế ,thường thay thế các đường cong đó bằng những

đường gâỹ vμ được gọi lμ phương pháp tuyến tính hoá từng đoạn Khi đó ,với những công cụ toán thông thường ,việc giải các bμi toán cụ thể trở nên dễ dμng, thuận lợi hơn

http://www.ebook.edu.vn 25

Tranzito lμm việc ở chế độ khoá hoạt động như một khoá điện tử đóng mở mạch với tốc độ nhanh (10-9 –10-6s) do đó có nhiều đặc điểm khác với chế độ khuếch đại đã xết ở các phần trước

có cực tính thích hợp tác động tới đầu vμo Cũng có trường hợp khoá từ động chuyển đổi trạng thái một cách tuần hoμn mhờ mạch hồitiếp sượng nọi bộ , khi

đó không cần xung điều khiển (xem các phần mạch tạo xung tiếp sau ) Để đưa ra những đặc điểm chủ yếu của chế độ khoá ,hãy xét mạch cụ thể ( hình 2-1 ) Sơ đồ thực hiện được diều kiện (2-1) khi lựa chọn các mức UH,ULcũng như các giá trị Rc vμ RB thích hợp Ban đầu (khi Uv =0 hay Uv ôUL ) tranzito ở trạng thái đóng ,dòng điện ra Ic = 0 , lúc khôngt có tải Rt

=5V) Phù hợp với điều kiện (3-1),điện áp vμo phải nằmdưới mức UL (được hiểu

lμ điện áp vμo lớn nhất để tranzito vẫn bị khoá chắc UL =UVmax ).Với tranzito

RB

Hình 2 -1 mạch khoá (đảo ) dùng tranzitor

silic người ta chọn UL =o,4V

Khi có xung điều khiển cực tính dương đưa tới đầu vμo Uvμo ằ UH tranzito chuyển sang trạng thái mở (bão hoμ) ,điện áp ra khi đó phải thoả mãn điều kiện

Ura ôUL Điện trở Rc chọn thích hợp để thời gian quá độ đủ nhỏ vμ dòng Ic không quá lớn ,chẳng hạn Rc =5kΩ.Xác định RB để khi Uv =UH =1,5V thì Ura ôUL

=0,4V Muốn vậy Icbh=Ecc /Rc =1mA với β=100 khi đó dòng bazơ IBbh =10μA Để tranzito bão hoμ vững ,chọn IB=100μA (tức lμ có dự trữ 10 lần ),lúc đólưu ý

) 6 , 0 5 , 1 (

Vùng khoá

(cắt dòng)

Vùng Bão hoμ

Hình 2-2 Đặc tính truyền đạt của tranzito khoá

UCEbh

Do SL thường nhỏ ,cần phảu quan tâm đặc biệt tới việc nâng cao tính chống nhiễu với mức thấp Vì trị số điện áp ra Urabh =UCebh thực tế không thể giảm được ,muốn SL tăng ,cần tăng mức UL (xem biểu thức 2.2 ) Muốn vậy người ta đưa vμo mạch bazơ một hoặc vμi điôt hoặc nối Vμo đó một mạch phân áp (Hình 2-3a ,b vμ c )

Những biện pháp nêu trên nhất thiết cần sử dụng khi dùng tranzito Gecmani lμm phần tử khoá vì UBE để mở tranzito phần lớn nhỏ hơn UCEbh Trong mạch (hình2-3a)điện trở R2 để nối mạch dòng ngược tiếp giáp với BC vμ mạch (hình2-3c) R2 được nối với một nguồn 1 chiều điện thế âm với mục đích để tranzito khoá chắc hơn khi không có xung điều khiển ở lối vμo

Thông thường ,tính chất tần số của khoá được biểu thị bởi các tham số trung bình về thời gian trễ tín hiệu (h.2-4)

Các giá trị τ1, τ2thường nhỏ (10-8-10-9 s) nhưng không thể bỏ qua đặc biệt lμ

2

τ liên quan tới thời gian hồi phục điện trở ngược khi chuyển tranzzito từ mở sang khoá khi quan tâm tới tính lμm việc đồng bộ (nhịp nhμng ) giữa các khối hoặc các sơ đồ khác nhau khi thực hiện một nhiệm vụ xử lí tin cụ thể ,điều nμy cμng quan trọng trong các hệ thống điều khiển ,tính toán vì khi ghép nối giữa các khối hoặc các mạch ,thời gian trễ nμy bị cộng tích luỹ

* Một điểm cần nhận xét nữa lμ từ hình 2-1 thấy rằng mức cao (mức H) nằm thấp hơn nhiều so với giá trị nguồn cung cấp U+cc vμ phụ thuộc mạnh vμo giá trị

Rc ,để khắc phục nhược điểm nμy ,thực tế người ta thường mắc nối tiếp sau sơ đồ khoá emitơ chung một sơ đồ mạch lặp colectơ chung ở chế độ khoá như hình 2-5 Khi đó các nhược điển đã nêu được khắc phục : mức UH được nâng lên tuy nhiên mức UL khi đó cũng tăng (cỡ 0,8V) [4]

1 Mạch so sánh một ngưỡng

Mạch so sánh (h.2-6 ) thực hiện quá trình so sánh biên độ của điện áp đưa vμo (Uvμo )với một điện áp chuẩn (Ungưỡng )có cực tính có thể lμ dương hay âm Thông thường giá trị Ungưỡng được định trước cố định vμ mang ý nghĩa lμ một thông tin chuẩn (tương tự như quả cân trong phép cân trọng lượng kiểu so sánh),còn giá trị Uvμo lμ một lượng biến đổi theo thời gian cần được giám sát theo dõi ,đánh giá ,mang thông tin của qúa trình động (thường biến đổi chậm theo thời gian ) cần được điều khiển trong một dải hay ở một trạng thái mong muốn Khi hai mức điện áp nμy bằng nhau (Uvμo = Ungưỡng ) tại đầu ra bộ so sánh sẽ có

sự thay đổi cực tính của điện áp từ U+ramax tới U-ramax hoặc ngược lại Trong trường hợp riêng ,nếu chọn Ungưỡng = 0 thì thực chất mạch so sánh đánh dấu lúc

đổi cực tính của Uvμo

Trong mạch hình 2-6a Uvμo vμ Ungưỡng được đưa tới hai đầu vμo đảo vμ không

đảo tương ứng của IC Hiệu cả chúng U0 = Uv-Ungưỡng lμ điện áp giữa hai đầu vμo của IC sẽ xác định hμm truyền của nó :

Khi Uv <Ungưỡng thì U0 <0 do đó Ura = U+

ramax Khi Uvằ Ungưỡng thì U0 > 0 vμ Ura =- U-

ramax.

Tức lμ điện áp ra đổi cực tính khi Uvμo chuyển qua giá trị – ngưỡng Ungưỡng .Nếu Uvμo vμ Ungưỡng trong hình 3.8a đổi vị trí cho nhau hay cùng đổi cực tính (khi vị trí giữ nguyên ) thì đặc tính hình 3.8b đảo ngược lại nghĩa lμ (h,3.8c vμ d )

* Chú ý trong những trường hợp biên độ của Uvμo vμ Ungưỡng lớn hơn giá trị

điện áp đầu vμo tối đa cho phép của IC,cần mắc chúng qua bộ phân áp điện trở trước khi đưa tới các đầu vμo của IC.Giống như khoá trazito ,khi lμm việc với các tín hiệu xung biến đổi nhanh cần lưu ý tới tính chất quán tính (trễ ) của IC thuật tpán Với các IC thuật toán tiêu chuẩn hiện,thời gian tăng của điện áp ra khoảng V/μs ,do đó việc dùng chúng trong các mạch comparator có nhiều hạn chế khi

đòi hỏi độ chính xác cao Trong điều kiện tốt hơn ,việc sử dụng các IC chuyên dụng được chế tsọ dẵn sẽ có tốc độ chuyển biến nhanh hơn nhiều cấp (cỡ V/ns

ví dụ loại μA710, 110,LM310-339 hay NE521 ) Hoặc dùng các biện pháp kĩ thuật mạch để giảm khoảng cách giữa 2 mức U ramax

2 Mạch so sánh hai ngưỡng

Để xác định xem điện áp vμo có nằm trong một giới hạn giá trị cho trước hay không ,người ta sử dụng mạch so sánh 2 ngưỡng hình 3.10a Thực chất mạch nμy lμ sự kết hợp các mạch hình 2-6a vμ 2-6c trong cùng một sơ độ Để phối hợp các đầu ra cửa K1 vμ K2 ,ở đây dùng 1 cửa logic phụ G (gọi lμ cửa “ vμ ” , Tại lối ra củae G,Ura =Y = 1(tương ứng với mức điện áp cao ) chỉ khi tại các lối ra của K1 vμ K2 có X1 = X2 = 1 Các trường hợp còng lại với mọi giá trị X1 vμ X2 (

b

Uvμo 0

Ura

Uvμo 0

http://www.ebook.edu.vn 31

tức lμ khi X1.X1 = 0 ) ,Ura =Y= 0 (tương ứng với mức điện áp thấp )

Kết hợp các tính chất của mạch 2-6a vμ c với tính chất của cửa G ta nhận

được đặc tính truyền đạt X1,X2 vμ Y =Ura phụ thuộc Uvμo thể hiện trên hình 7b

2-Từ 2-7b thấy rõ Ura = 1 khi Ungưỡng1 < Uvμo < Ungưỡng2

Ura = 0 khi Uvμo <Ungưỡng1 hoặc Uvμo > Ungưỡng2 (2-4)

(Lưu ý ở đây cần chọn Ungưỡng2 > Ungưỡng 1)

Bộ so sánh hai ngưỡng được ứng dụng đặc biệt thuận lợi khi cần theo dõi vμ khống chế tự động một thông số nμo đó của một quá trình trong một giới hạn cho phép đã được định sẵn (thểhiện ở hai giá trị điện áp ngưỡng ) hoặc ngược lại không cho phép thông số nμy rơi vμo một vùng giới hạn cấm đã chỉ ra nhờ 2 ngưỡng điện áp tương ứng

bộ so sánh tổng khi đảo lại : đặt U1 vμ U2 tới đầu vμo N vμ Ungưỡng tới đầu vμo P

* Thực vậy ta xét cụ thể mạch so sánh lấy tổng như sau (hình 2-9) Trong sơ

đồ nμy ta so sánh hai tín hiệu điện áp có cực tính khác nhau đó lμ Uđk vμ Urc

U2

b

U1

Trong đó Uđk lμ tín hiệu điện áp một chiều không đổi (Uđk = consta) vμ có cực tính âm , còn U=rclμ tín hiệu điện áp biến đổi đường thẳng ( điện áp răng cưa)

Sơ đồ nguyên lý vμ giản đồ xung của mạch so sánh lấy tổng dùng khuếch

đại thuật toán như hình sau:

Điện áp răng cưa có điện thế dương ( Urc > 0 ) được xem lμ điện áp tựa (điện áp chuẩn), điện áp điều khiển có điện thế âm ( Uđk < 0 ), thời điểm điện áp

ra của bộ so sánh lật trạng thái được xác định khi Udk = Urc(quá trình so sánh

được thực hiện ở sườn trước của xung răng cưa )

3.2 Mạch so sánh song song dùng khuếch đại thuật toán:

Ta xét cụ thể mạch so sánh song song như (hình 2-10) Trong sơ đồ nμy ta so sánh hai tín hiệu điện áp có cực tính dương đó lμ Uđk vμ Urc Trong đó Uđk lμ tín

+UCC

-UCC

R10

R11

Chương 3 : các phương pháp tạo vμ biến đổi

dạng xung điện áp biến đổi đường thẳng

Hình 2-10: Sơ đồ nguyên lý mạch so sánh.(a) Giản đồ thời gian mô tả hoạt động của mạch so sánh.(b)

uss -ucc

Theo định nghĩa, mạch vi phân lμ mạch điện mμ điện áp trên đầu ra tỷ lệ

vớ đạo hμm theo thời gian của điện áp đầu vμo Tức lμ :

dt

t du k t

)p(u)p(K

1

2

KVP(P) Hệ số truyền đạt toán tử của mạch vi phân

Các mạch vi phân đơn giản dùng RC vμ RL đ−ợc trình bμy nh− hình vẽ sau:

Giả thiết tải của mạch đủ lớn để i2 << i1 (hay coi i2 ≈ 0) với sơ đồ (Hình 2.a) ta có thể viết :

http://www.ebook.edu.vn 35

1

1

1

) (

) ( U ) (

1

) ( )

( ) (

1 2

1 1

2

+

= +

= +

P

P PRC

RC P PC R

R P

U

P p

K

R PC R

p U p I R p U

τ τ

P PL R

PL p

K

p U R PL

PL PL

p I p

2

Với 1 )

(

) ( ).

( )

(

τ τ

đúng.Theo kết luận trên muốn tăng độ chính xác vi phân phải giảm nhỏ hằng số thời gian của mạch Song khi đó lại lμm giảm biên độ của điện áp ra Bởi vậy muón tăng biên độ của điện áp ra mμ vẫn đảm bảo độ chính xác vi phân người ta dùng bộ KĐTT vi phân

Z1

Uv(p) uv’(p)

Hình 3-3

p-

K(p)

RZ

;PC

1Z thayNếu

)p(Z

)p(Z-K(p)

K Nếu

)p(Z

)p(Z1K

11

1

)p(Z

)p(Z)

p(u

)p(u)p(K

0

2 1

1

2 0

1

2 0

1

2 v

r

τ+

Với

P1

P.K-K(p)

0 td

td

td 0

+

τ

=τ

τ+

điện áp ra vẫn không bị giảm nhờ hệ số truyền đạt của mạch đã được tăng ⎪K⎪ lần Khi K0 trở nên vô cùng lớn , hệ số truyền đạt toán tử của mạch có dạng tương tự như của mạch vi phân lý tưởng

Ta được mạch KĐTT vi phân

3-13

iR R

iu

C

http://www.ebook.edu.vn 37

Giả thiết : K0 ≈ ∞ , ZV ≈ ∞ → iC = iR Ta có :

dt

)t(du.C.Ru

)u(u dt

)t(duR.Cu

R

udt

)t(du.C

v r

v c

c r

r c

điện tử của các máy hiện sóng, hiện hình Nó còn đ−ợc dùng để chọn xung theo

độ rộng trong kỹ thuật thông tin vμ điều khiển, trong các hệ thống theo dõi, tự

động điều chỉnh vμ đồng bộ các thiết bị

Theo định nghĩa : Mạch tích phân lμ mạch điện có trị số điện ở đầu ra tỷ

lệ với tích phân theo thời gian của trị số điện ở đầu vμo Tức lμ :

∫

= t

0 1

2(t) k f (t)dtf

Với K lμ hệ số tỷ lệ, f1(t), f2(t) có thể lμ hμm của điện áp hoặc dòng điện theo thời gian

Một số mạch tích phân đơn giản đ−ợc trình bμy nh− sau :

1

=Với 2 mạch tích phân dùng RC vμ RL (hình 3-5a,b) giả thiết tải đủ lớn để

i2 = 0 vμ điều kiện đầu bằng không ta có

L

P PRC

p

K

p U PL R

R p

p U PRC p

=

+

= +

=

1 1

R

L P 1

1 K(p)

1

1 1

1 )

(

) ( )

( U

) ( 1

1 )

1 K(p)

1 ) (

L τ

τC

P p K

Do đó 2 sơ đồ nμy cũng được gọi lμ mạch tích phân gần đúng Muốn phép tích phân được chính xác thì τ phải lớn song khi đó hệ số truyền đạt của mạch tích phân lại nhỏ ( có nghĩa lμ biên độ xung ra nhỏ) Do đó muốn tăng độ chính xác tích phân mμ không bị giảm biên độ xung ra người ta cũng dùng mạch kĐTT tích phân

3.2.2 Mạch tích phân dùng KĐTT

Sơ đồ nguyên lý của mạch tích phân dùng KĐTT được trình bμy như sau :

(3-15)

Vμ (3-16)

(3-17)

(3-18) (3-19)

Với hình a Với hình b

R

ic

C

t C r

dt t u RC u

dt i C u

0

0

) ( 1

1

Đ3.3: Các mạch tạo điện áp biến đổi đường thẳng

3.3.1 Khái niệm và định nghĩa

Các điện áp biên độ đường thẳng còn gọi lμ điện áp hình răng cưa hay điện áp

quét vì căn cứ vμo hình dạng vμ ứng dụng cơ bản của nó để quét tia điện tử trong các ống tia điện tử của máy hiện sóng, hiện hình các mạch tạo điện áp biến đổi

đường thẳng lμ một trường hợp ứng dụng phổ biến của mạch tích phân vμ tích phân thuật toán

Hình 3-3 vμ 3-8 lμ các dạng điện áp biến đổi đường thẳng Theo hình vẽ ta thấy các điện áp biến đổi đường thẳng lμ những xung có chứa một phần điện áp biến đổi theo qui luật đường thẳng theo thời gian Các đoạn đó có thể lμ tăng hoặc giảm theo qui luật đường thẳng (hình 3-7 a , b)

Các mạch tạo điện áp biến đổi đường thẳng có thể công tác ở chế độ chờ hoặc tự dao động ở chế độ chờ trạng thái ban đầu của mạch lμ trạng thái ổn

định vμ được thiết lập sau mỗi chu kỳ dao động, còn chu kỳ dao động do chu kỳ của xung điều khiển quyết định ở chế độ tự dao động mạch không có trạng thái

ổn định nμo vμ chu kỳ dao động do các tham số của mạch quyết định.Khi đó các xung điều khiển chỉ lμm nhiệm vụ đồng bộ chu kỳ dao động mμ thôi Song vì

Tx

nhiều lý do ta chỉ xét đối với loại mạch tạo điện áp biến đổi đường thẳng công tác ở chế độ chờ

Thông thường một xung điện áp biến đổi đường thẳng có dạng như (hình 3-8)

Nó được đặc trưng bằng các tham số sau:

+um: biên độ xung quét

+tq: thời gian quét thuận

+thp: thời gian hồi phục (quét ngược)

+Ngoμi ra còn được đặc trưng bởi mức ban đầu U0 vμ tốc độ biến đổi của

điện áp quét thuận

đặc trưng cho tính đường thẳng của điện áp quét người ta sử dụng hẹ số không

đường thắng ε biẻu thi sự sai lệch đối với quy luật đường thẳng của điện áp quét

q t

q

dt du d

du dt

du

=

= lμ tốc độ biến đổi điện áp quét tại điểm đầu

vμ điểm cuối của hμnh trình quét thuận Trong thực tế ξ thường khoảng 0,1 ữ 10% Trong các máy hiện sóng ξ ≤ 10% Trong vô tuyến truyền hìnhn ξ ≤ 5% Trong các thiết bị ra đa ξ ≤ 0,1% Ngoμi ra để đánh giá chất lượng của một mạch tạo điện áp biến đổi đường thẳng người ta còn dùng hệ số lợi dụng điện áp

η

η = Uđm/E

Trong đó Uđm lμ biên độ của điện áp quét vμ E lμ điện áp nguồn cung cấp

Q: Hệ số phẩm chất Q = η/ξ

Các mạch tạo ĐABĐĐT hiện nay chủ yếu dựa trên quá trình phóng nạp của tụ

điện Như ta đã biết sự thay đổi điện áp trên hai bản cực của tụ được tính theo công thức:

Với ic lμ dòng qua tụ Qua biểu thức trên ta thấy nếu iC không đổi thì:

const k

; t.ktC

I)t(

Rõ rμng khi đó uC(t) sẽ biến đổi tuyến tính theo thời gian

Để tạo được một dãy các xung điện áp quét cần thực hiện việc đảo mạch

3-20

3-21

3-22

3-23

http://www.ebook.edu.vn 41

nạp vμ phóng của tụ điện tại thời điểm t = 0 vμ t = tq Như vậy một mạch tạo

ĐABĐĐT phải bao gồm hai phần tử cơ bản nhất lμ nguồn dòng điện không đổi

vμ thiết bị đảo mạch Các thiết bị đảo mạch cần phải co nội trở nhỏ vμ ổn định trong khi ngắn mạch vμ nội trở lớn khi hở mạch Mặt khác chúng cần có khả năng điều khiển được bằng những xung công suất nhỏ Để tạo ra những dòng

điện nạp vμ phóng của tụ có trị số ổn định, ngμy nay người ta sử dụng rất nhiều phương pháp khác nhau như nạp điện (hoặc phóng) cho tụ qua một điện trở có trị số lớn bằng nguồn điện áp một chiều, thực hiện nạp phóng cho tụ qua mạng hai cực ổn dòng, hoặc sử dụng những sơ đồ bù điện áp dùng Tranzitor hay dùng KĐTT Sau đây ta sẽ xét lần lượt các phương pháp trên

3.3.2 Mạch tạo ĐABĐĐT dùng mạch tích phân đơn giản

Sơ đồ cơ bản của một mạch tạo ĐABĐĐT dùng mạch tích phân đơn giản có dạng hình vẽ sau :

Đây lμ mạch tạo điện áp tăng đường

thẳng (ĐATĐT) Tại thời điểm t = 0 khoá

k hở mạch tụ C được nạp điện qua điện trở

R từ nguồn E Tới thời điểm t = tq khoá K

đóng lại tụ C phóng điện qua nội trở khoá

RiK Nếu nội trở của khoá RiK Nếu nội trở

của khoá RiK rất nhỏ thì mạch điện sẽ

nhanh chóng khôi phục lại trạng thái ban

đầu Giả thiết điện áp ban đầu trên tụ lμ u0

thì trong hμnh trình quét thuật tụ C được

nạp điện, điện áp trên tụ thay đổi theo qui

luật hμm số mũ vμ được xác định theo biểu

thức:

u(t) = uq ≈ ( E - u0 ).(1 – e-t/τ ) + u0

Với τ = R.C lμ hằng số thời gian của mạch nạp Nếu chỉ sử dụng phần đầu của đường cong u(t), thì điện áp biến thiên gần như qui luật đường thẳng Tức lμ khi thảo mãn điều kiện:

t)

uE(u)t(

Theo công thức xác định u(t) vμ ξ ta có :

ξ = ư ư / τ

e1