cong nghe truyen thong vo tuyen

Biên độ hàm truyền đạt của kênh tại một tần số nhất định sẽtuân theo phân bố Rayleigh nếu môi trường truyền dẫn thỏa mãn các điều kiện sau:+ Môi trường truyền dẫn không có tuyến trong tầ

TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG

KHOA CÔNG NGHỆ ĐIỆN TỬ VÀ TRUYỀN THÔNG

ThS HOÀNG QUANG TRUNG

CÔNG NGHỆ TRUYỀN THÔNG VÔ TUYẾN

TẬP BÀI GIẢNG(Lưu hành nội bộ)

THÁI NGUYÊN - 2012

CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN VỀ THÔNG TIN VÔ TUYẾN

1.1 Giới thiệu

Các mạng vô tuyến di động truyền thống được xây dựng trên cơ sở kháiniệm tế bào (cellular), bằng cách này có thể đáp ứng tốt về kiến trúc Trong đó cácthiết bị di động thông tin với các điểm truy nhập giống (như các trạm cơ sở) đượcnối với mạng cố định Mạng vô tuyến được phân loại theo 3 kiểu tương ứng theovùng phủ sóng đó là: (1) mạng vô tuyến nội bộ (WLAN, Wi-Fi/IEEE 802.11), mạngnày có thể cung cấp truy nhập internet tốc độ cao nhưng bị giới hạn về vị trí cũngnhư khoảng cách; (2) các mạng vô tuyến tế bào, có thể cho phép truy nhập ở phạm

vi toàn cầu nhưng bị giới hạn về tốc độ; (3) các mạng vô tuyến đô thị (nhưWiMAX/ IEEE 802.16) và mạng vô tuyến diện rộng như mạng thế hệ thứ 3

Sự phát triển của công nghệ truyền thông vô tuyến trong những năm gần đây

là rất nhanh, tập trung vào việc cải tiến các giao thức và môi trường truyền dẫn, bởivậy người dùng được đáp ứng yêu cầu dịch vụ mọi lúc, mọi nơi

Hình 1.1 Phân lớp mạng vô tuyến

Mạng WiFi

Thuật ngữ WiFi ám chỉ sự hợp nhất các tiêu chuẩn 802.11, 802.11a,b,g trênthiết bị truyền thông vô tuyến để hình thành mạng WMAN Có nghĩa là cho phépcác nhà sản xuất khác nhau chế tạo thiết bị truyền thông IEEE 802.11 WLAN tươngtác được với nhau

Bảng 1: Các tiêu chuẩn IEEE 802.11

Tiêu chuẩn 802.16

Xu hướng phát triển mạng di động tế bào

Hình 1.2 Lộ trình phát trển mạng di độngCông nghệ truyền thông vô tuyến không ngừng phát triển và cũng đã đạtđược những thành tựu đáng kể Ngày nay, các mạng WLANs (Wireless Local AreaNetworks) đã đạt được tốc độ 10 Mbit/s đến 100 Mbit/s Tuy nhiên, với tốc độ trênvẫn có thể không đáp ứng được khi đối mặt với việc đòi hỏi tốc độ truy cập dữ liệungày càng cao do nội dung truyền thông trở nên đa dạng Đặc biệt là sự cạnh tranhvới những mạng LAN (hữu tuyến) với công nghệ xDSL (đường dây thuê bao số) vàmạng cáp quang Các tiến bộ khoa học gần đây đã minh chứng rằng để nâng caochất lượng truyền thông vô tuyến thì không chỉ tận dụng các tài nguyên về thời gian(phân tập thời gian), tài nguyên về tần số (phân tập tần số) mà còn có thể sử dụngnguồn tài nguyên lớn đó là không gian

1.2 Kênh thông tin vô tuyến

1.2.1 Kênh tạp âm AWGN

Thuật ngữ tạp âm (noise) mô tả các tín hiệu điện không mong muốn xuất hiệntrong hệ thống Sự xuất hiện của tạp âm làm giảm khả năng tách chính xác của cáctín hiệu phát và vì vậy, làm giảm tốc độ truyền dẫn thông tin Tạp âm được tạo ra từ

nhiều nguồn khác nhau, nhưng có thể phân loại thành hai loại chính là nhân tạo và

tự nhiên Nguồn tạp âm nhân tạo xuất hiện từ các nguồn đánh lửa, chuyển mạch hay

các phát xạ điện từ Tạp âm tự nhiên gồm tạp âm xuất hiện trong các mạch hay linhkiện điện tử, xáo động khí quyển hay các nguồn thiên hà Thiết kế các mạch điện,thiết bị hay hệ thống cho phép loại bỏ hoặc giảm nhỏ đáng kể ảnh hưởng của cáctạp âm bằng cách nối đất, chọn vị trí đặt thiết bị hay sử dụng các phương pháp lọc

Tuy nhiên, có một nguồn tạp âm tự nhiên không thể loại bỏ là tạp âm nhiệt Tạp âm

nhiệt xuất hiện do chuyển động của các điện tử ở trong tất cả các linh kiện điện tử

như điện trở, dây dẫn hay các phần tử dẫn điện khác Sự chuyển động ngẫu nhiên

và độc lập của vô hạn các điện tử tạo nên các đặc tính thống kê Gauss theo định lý

giới hạn trung tâm Vì vậy, tạp âm nhiệt có thể mô tả như một quá trình ngẫu nhiênGauss có giá trị trung bình bằng không Ví dụ về tạp âm Gauss với giá trị trung bình

0 và phương sai

được miêu tả ở hình 1.2

Hình 1.2: Mô tả tạp âm Gauss.

Hàm mật độ xác suất (PDF: Probability Density Function) của một quá trìnhngẫu nhiên Gauss n(t) được biểu diễn như sau [1]:

1exp

22

Hình vẽ 1.3 bểu diễn hàm PDF Gauss với giá trị trung bình bằng không(µ =0)

và độ lệch chuẩn (standard deviation)

Hình 1.3: Hàm mật độ xác suất Gauss với

.

Tạp âm trắng: Một đặc tính quan trọng của tạp âm nhiệt là mật độ phổ tần số

của nó như nhau tại mọi tần số Tức là, nó là nguồn tạp âm phát ra một lượng côngsuất như nhau trên một đơn vị băng tần tại tất cả các tần số bằng:

( ) [W/Hz]

2

o n

N

thì được gọi là mật độ phổ công suất

tạp âm Tạp âm với công suất có mật độ phổ đều như vậy được gọi là tạp âm trắng

( ) { ( ) } ( ) ( )

1.42

Như vậy, hàm tự tương quan của tạp âm trắng là một hàm xung delta tại τ =0

được nhân với trọng số

là tạp âm cộng (additive noise) Tổng hợp các đặc tính của tạp âm nhiệt ở trênchúng ta có thể tóm tắt lại rằng tạp âm nhiệt trong các hệ thống thông tin là tạp âmGauss trắng cộng (AWGN: Additive White Gaussian Noise)

1.2.2 Kênh pha-đinh đa đường

Hình vẽ 1.5 mô tả một đường liên lạc giữa anten trạm gốc (BS: Base Station)

và anten trạm di động (MS: Mobile Station) Xung quanh MS có nhiều vật phản xạnhư nhà, cây, đồi núi, trong khi xung quanh BS lại có rất ít hoặc không có các vậtphản xạ do anten trạm BS được đặt trên cao Các vật phản xạ này được gọi chung làvật tán xạ Liên lạc giữa BS và MS thông qua nhiều đường (path), mỗi đường chịumột hay nhiều phản xạ, và tín hiệu đến máy thu là tín hiệu tổng hợp từ tất cả cácđường này Do các đường có biên độ, pha và độ trễ khác nhau, nên tín hiệu truyềnqua các đường có thể kết hợp với nhau một cách có lợi hoặc không có lợi, tạo nênmột sóng đứng ngẫu nhiên Hiện tượng này được gọi là truyền sóng pha-đinh đađường Kênh truyền sóng kiểu này được gọi là kênh pha-đinh đa đường

Hình 1.5: Mô hình truyền sóng đa đường.

1.2.2.1 Mô hình toán học của pha-đinh

Tín hiệu vô tuyến luôn là tín hiệu băng thông (bandpass) và có băng tần hẹp

(narrowband) Tín hiệu băng thông phát đi s t( )

tại tần số sóng mang c

f

với đườngbao phức được biểu diễn như sau:

( ) ( ) j2 f t c

s t = ℜ   s t e % π  

(1.5)

Trong đó ℜ ×[ ]

biểu diễn phép toán lấy phần thực

Đặt độ dài của đường l là l

l l

l c

l c

x

j f t

c l

l l

x

j f t

c l

l l

x

c x

c

π π

2

1.9 1.10

l c c

được gọi là tín hiệu băng tần gốc tương đương của r t( )

, còn

l l

x c

τ =

là thờigian trễ của đường thứ l

1.2.2.2 Ảnh hưởng do chuyển động của MS

Khi MS chuyển động với tốc độ

v

, độ dài đường truyền sóng thứ l thay đổi

Nếu góc tới của tia thứ l so với hướng chuyển động là l

l l

Do sự thay đổi độ trễ tín hiệu v×cos( )φl ×t c

là rất nhỏ so với thang thời gian của tín hiệu điều chế s t%( )

nên chúng ta có thể bỏ qua chúng Như vậy, nếu đặt:

là bước sóng của sóng mang Hay:

Từ công thức này chúng ta có thể thấy rằng vật tán xạ thứ l đã dịch tín hiệu

Biểu thức (1.19) miêu tả một kênh vô tuyến điển hình với tán xạ rời rạc

1.2.2.3 Hậu quả của truyền sóng pha-đinh đa đường

Hậu quả của truyền sóng pha-đinh đa đường là:

* Pha-đinh chọn lọc theo thời gian gắn với trải Doppler, được tạo ra do chuyểnđộng của MS

* Trải trễ (delay spread) gắn với pha-đinh chọn lọc theo tần số

Doppler spread: Nếu MS chuyển động qua các vùng ngẫu nhiên, nó chịu ảnh

hưởng thay đổi về cường độ và pha tín hiệu với tốc độ thay đổi tuỳ thuộc vào vậntốc chuyển động của MS Giả sử băng tần tín hiệu là rất nhỏ (ứng với pha-đinhphẳng), bề rộng băng thông nhỏ sao cho thời gian trễ l

thay đổi theo thời gian Từ đây chúng ta có thể thấy rằng chuyển động

của MS (hay độ dịch Doppler) làm cho độ lợi đường truyền biến đổi Do g t( )

thay

đổi nhanh hơn s t%( )

nên tín hiệu thu bị trải trên thang tần số Đặc biệt, âm tần gốc sẽ

trải trên một vài thành phần trong băng [−f D,f D]

cho mỗi trường hợp tán xạ

(scatterer) Chính vì vậy, hiện tượng này còn được gọi là Doppler spread.

Delay spread: Xét trường hợp tần số Doppler rất nhỏ tương ứng với MS đứng

yên, chúng ta có thể coi pha của các vật thể tán xạ là không đổi Như vậy công thức(1.20) có thể được viết lại như sau:

Hình 1.6: Đáp ứng xung của bộ lọc FIR.

Thực hiện biến đổi Fourier lên đáp ứng xung này, chúng ta có đáp ứng tần số:

l l

Hàm truyền đạt của kênh thực chất là một quá trình xác suất phụ thuộc cảthời gian và tần số Biên độ hàm truyền đạt của kênh tại một tần số nhất định sẽtuân theo phân bố Rayleigh nếu môi trường truyền dẫn thỏa mãn các điều kiện sau:

+ Môi trường truyền dẫn không có tuyến trong tầm nhìn thẳng, có nghĩa làkhông có tuyến có công suất tín hiệu vượt trội

+ Tín hiệu ở máy thu nhận được từ vô số các hướng phản xạ và nhiễu khácnhau

Trong trường hợp môi trường truyền dẫn có tuyến truyền dẫn trong tầm nhìnthẳng thì công suất tín hiệu từ tuyến này vượt trội so với các tuyến khác Xác suấtcủa biên độ hàm truyền đạt của kênh sẽ tuân theo phân bố Rice

1.2.3.1 Mô hình kênh pha-đinh Rayleigh

Từ công thức (1.20), chúng ta viết lại được độ lợi kênh trong trường hợp MSchuyển động như sau:

( ) j2 f Dcos ( )l t

l l

(1.24)Trong trường hợp không tồn tại tia trực tiếp giữa BS và MS thì hệ số α

có thể

coi là các số ngẫu nhiên có giá trị trung bình bằng 0 Như vậy, g t( )

là tổng của cácbiến số ngẫu nhiên phức có giá trị trung bình bằng 0, và theo luật số lớn, thì khi số

( ) ( )

2 2

1

22

I I

g

Q Q

Hình 1.7: Phân bố Rayleigh.

1.3 Các phương pháp phân tập

Trong thông tin vô tuyến, các phương pháp phân tập được sử dụng để hạn chếảnh hưởng của pha-đinh và nâng cao chất lượng truyền thông tin Kỹ thuật kết hợpphân tập (diversity combining) được thử nghiệm trong thông tin vô tuyến lần đầutiên vào đầu năm 1927 và được nghiên cứu rộng rãi vào những năm cuối của thậpniên 60, đầu 70 Phương pháp phân tập đòi hỏi sự tồn tại của một số đường truyền

có các tham số thống kê độc lập, nhưng truyền tải cùng một thông tin giống nhau.Bản chất của phương pháp phân tập là tín hiệu được truyền trên các đường truyềnđộc lập sẽ chịu ảnh hưởng của hiệu ứng pha-đinh khác nhau Tức là, trong số các tínhiệu thu được sẽ có tín hiệu thu được với chất lượng tốt và có tín hiệu thu được vớichất lượng xấu Do đó, nếu kết hợp các tín hiệu này một cách thích hợp, chúng ta cóthể thu được một tín hiệu tổng hợp chịu ảnh hưởng của pha-đinh ít hơn Kết quả nàyđồng nghĩa với việc tín hiệu được truyền đi với độ tin cậy cao hơn

Tùy theo miền (domain) ứng dụng, các phương phân tập sử dụng trong thông

tin vô tuyến có thể được phân loại thành: phân tập thời gian, phân tập tần số, phân

tập phân cực và phân tập không gian.

1.3.1 Phân tập thời gian

Do tính chất ngẫu nhiên của pha-đinh, biên độ của một tín hiệu chịu ảnhhưởng pha-đinh ngẫu nhiên tại các thời điểm lấy mẫu cách xa nhau đủ lớn về thờigian sẽ không tương quan với nhau Vì vậy, truyền một tín hiệu tại các thời điểmcách biệt đủ lớn tương đương với việc truyền một tín hiệu trên nhiều đường truyềnđộc lập, tạo nên sự phân tập về thời gian Khoảng thời gian cần thiết để đảm bảo thuđược các tín hiệu pha-đinh không tương quan tại máy thu tối thiểu là thời gian đồng

bộ (coherence time) của kênh truyền Đối với thông tin di động, khoảng thời gianđồng bộ này là

di chuyển của máy di động, và c

f

là tần số sóng mang Với các máy di động làmviệc ở tần số 800 MhZ và di chuyển với tốc độ 50 Km/h, thời gian đồng bộ13,5

50

d

M =

nhánh phân tập Do thờigian cách biệt tỷ lệ nghịch với tốc độ di chuyển nên, khác với các phương phápphân tập khác, phương pháp phân tập thời gian không có ý nghĩa trong trường hợpmáy di động đứng yên

Gần đây, trong các hệ thống thông tin di động hiện đại, mã sửa lỗi được sửdụng kết hợp với phương pháp xen kẽ tín hiệu (interleaving) để tạo nên một phươngpháp phân tập thời gian mới Do thời gian xen kẽ dài sẽ gây nên độ giữ chậm giải

mã lớn, nên phương pháp này chỉ thích hợp đối với các kênh pha-đinh biến độngnhanh

Nhược điểm chính của phương pháp phân tập thời gian là làm suy giảm hiệusuất băng tần do có sự dư thừa trong miền thời gian

1.3.2 Phân tập tần số

Tương tự như phương pháp phân tập thời gian, chúng ta có thể sử dụng mộttập hợp các số tần số để truyền đi cùng một tín hiệu, tạo nên sự phân tập tần số.Khoảng cách giữa các tần số cần phải đủ lớn, vào khoảng vài lần băng tần đồng bộ(coherence bandwidth), để đảm bảo pha-đinh ứng với các tần số sử dụng khôngtương quan với nhau Đối với thông tin di động, băng tần đồng bộ đo được vàokhoảng 500 kHz, vì vậy khoảng cách cần thiết giữa các nhánh phân tập tần số ítnhất là 1-2 MHz

Trong thông tin di động hiện đại, phân tập tần số còn có thể nhận được thôngqua việc sử dụng các kỹ thuật điều chế đa sóng mang (multicarier modulation) hay

sử dụng phương pháp nhảy tần (frequency hopping)

Nhược điểm của phương pháp phân tập tấn số là sự tiêu tốn phổ tần số.Ngoài ra, do các thành phần phân tập có tần số khác nhau nên mỗi nhánh cần sửdụng một máy thu phát cao tần riêng

1.3.3 Phân tập phân cực

Nghiên cứu cho thấy tín hiệu truyền đi trên 2 phân cực trực giao trong môitrường thông tin di động có các tham số thống kê độc lập Vì vậy, hai phân cực này

có thể được coi là cơ sở của hai nhánh phân tập phân cực Do chỉ tồn tại hai phâncực sóng trực giao nên số lượng tối đa các nhánh phân tập có thể tạo được chỉ làhai Ngoài ra, do sự hạn chế của công suất máy phát nên công suất tín hiệu phát cầnphải chia đều cho hai nhánh, và vì vậy chất lượng tín hiệu thu cũng bị suy giảm đi 2hay 3 dB

1.3.4 Phân tập không gian

Phân tập không gian là phương pháp đã được sử dụng rộng rãi trong thôngtin vô tuyến Phương pháp này sử dụng nhiều anten ở máy thu, máy phát hoặc ở cảphía máy thu và máy phát để tạo nên các nhánh phân tập không gin khác nhau

Khoảng cách cần thiết giữa các anten tối thiểu là một nửa bước sóng (λ 2)

Khi sửdụng nhiều anten ở máy phát, chúng ta có hệ thống phân tập không gian phát, vàtương tự chúng ta có phân tập không gian thu nếu sử dụng nhiều anten thu Trườnghợp sử dụng nhiều anten tại cả máy phát và máy thu chúng ta có một tập hợp kênhtruyền với nhiều đầu vào và nhiều đầu ra Các hệ thống phân tập thu phát khônggian kiểu này thường được gọi là các hệ thống đa đầu vào-đa đầu ra (MIMO:Multiple Input-Multiple Output)

Cũng giống như phương pháp phân tập phân cực, so hạn chế về công suấtphát, nếu d

Ưu điểm của phương pháp phân tập không gian là không làm suy giảm hiệusuất băng tần, không tiêu tốn phổ tần số, dễ sử dụng, và trên lý thuyết không có sựhạn chế về số lượng các nhánh phân tập Do có các ưu điểm nói trên, phương phápphân tập không gian đã được nghiên cứu rộng rãi từ năm 1927 đến tận ngày nay.Các nghiên cứu về phân tập không gian tập trung chủ yếu vào các kỹ thuật kết hợptín hiệu phân tập

1.4 Kỹ thuật kết hợp phân tập không gian thu

1.4.1 Mô hình tín hiệu

Giả sử tín hiệu s t( )

được truyền qua môi trường pha-đinh Rayleigh tới máythu sử dụng phân tập không gian với M nhánh phân tập Sau khi tách sóng cao tần,

tín hiệu thu được tách nhánh phân tập (anten) thứ m m, ∈{1, 2, ,L M}

, được biểu diễnnhư sau:

m

Trong đó h tm( )

, là một số phức Gauss có giá trị trung bình bằng không, biểu

diễn đường truyền pha-đinh từ anten phát tới anten thu thứ m; z t m( )

là tạp âm ởnhánh phân tập m

Từ M tín hiệu nhánh trên, chúng ta mong muốn sử dụng một phương pháp kếthợp thích hợp sao cho tín hiệu ở đầu ra bộ kết hợp có chất lượng tốt hơn Trong cácphần tiếp theo, chúng ta sẽ tìm hiểu ba phương pháp kết hợp phân tập không gianđược sử dụng phổ biến ở máy thu Cụ thể là các phương pháp kết hợp chọn lọc(selection combining), kết hợp tỷ lệ tối đa (maximal-ration combining) và kết hợpđồng độ lợi (equal-gain combining)

1.4.2 Kết hợp chọn lọc (Selection Combining)

Cấu hình của bộ kết hợp chọn lọc được minh họa ở hình dưới Tại một thờiđiểm t, mạch chọn lọc logic thực hiện việc đo lường và tính toán tỷ số tín hiệu trêntạp âm SNR của từng nhánh phân tập và chọn ra tín hiệu ở nhánh có tỷ số SNR lớnnhất Trong thực tế, việc đo lường tỷ số SNR rất khó thực hiện và, vì vậy, tín hiệutrên nhánh phân tập có tổng công suất tín hiệu và tạp âm lớn nhất sẽ được chọn

Hình 1.7: Phương pháp kết hợp chọn lọc.

1.4.3 Kết hợp tỷ lệ tối đa (Maximal Ratio Combining)

Phương pháp kết hợp tỷ lệ tối đa được Kahn đề xuất năm 1954 Sử dụngphương pháp này, tín hiệu của M nhánh phân tập được nhân trọng số (weighted)cân xứng theo tỷ lệ SNR của các nhánh, sau đó được điều chỉnh đồng pha rồi kếthợp (cộng) với nhau Sơ đồ cấu hình một bộ kết hợp tỷ lệ tối đa được trình bày nhưhình dưới đây:

Hình 1.10:Phương pháp kết hợp tỷ lệ tối đa.

Tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) trung bình: Tín hiệu thu được tại một

nhánh phân tập, sau khi được chuyển về băng tần gốc (baseband) được biểu diễnnhư sau:

y t =h t s t +z t

Trong đó, h t m( )

là một số phức Gauss có giá trị trung bình bằng không, biểu

diễn đường truyền pha-đinh từ anten phát tới anten thu thứ m; z t m( )

là tạp âm ởnhánh phân tập m Sau khi được đồng pha và nhân trọng số, đường bao của tín hiệukết hợp là

1.4.4 Kết hợp đồng độ lơi (Equal Gain Combining)

Như đã chỉ ra ở phần trước, MRC là phương pháp kết hợp tối ưu cho độ lợiphân tập lớn nhất trong tất cả các phương pháp kết hợp phân tập thu Tuy nhiên,phương pháp MRC yêu cầu cần phải biết chính xác được các trọng số kết hợp, do

đó tương đối phức tạp Hơn nữa, độ lợi thu được của phương pháp MRC không lớnhơn nhiều so với phương pháp kết hợp chọn lọc Điều này có nghĩa là phần lớn độlợi phân tập thu được từ nhánh phân tập có công suất lớn nhất và nếu một phươngpháp kết hợp có thể thu được độ lợi từ nhánh phân tập đó thì tổng độ lợi thu đượchầu như không thay đổi Quan sát này dẫn đến một phương pháp phân tập mới, kỹthuật kết hợp phân tập đồng độ lợi (EGC: Equal Gain Combining), đơn giản hơnphương pháp MRC Sử dụng phương pháp kết hợp EGC, tín hiệu tại các nhánhđược đồng pha (co-phasing) giống như trường hợp MRC, nhưng sau đó được nhânvới các trọng số có cùng độ lớn, rồi kết hợp với nhau Trường hợp đơn giản nhất làđặt độ lợi của các trọng số bằng hằng số đơn vị Như vậy, phương pháp kết hợpEGC chỉ là một trường hợp đặc biệt của phương pháp MRC

1.4.5 Kết hợp phân tập thu và tách sóng MLD

Trong phần trước, chúng ta đã biết phương pháp kết hợp phân tập MRC làphương pháp kết hợp tối ưu Vì vậy, phương pháp phân tập này được sử dụng phổbiến nhất trong thực tế Trong phần này chúng ta sẽ nghiên cứu sơ đồ thực hiện

phương pháp MRC kết hợp với phương pháp tách sóng hợp lệ tối đa (MLD:

Maximum Likehood Detection) Mô hình của một hệ thống vô tuyến trong đó máythu sử dụng 2 nhánh phân tập MRC được chỉ ra như trong hình vẽ dưới đây.

Hình 1.12: Máy thu với 2 nhánh phân tập MRC và một bộ tách MLD.

Tín hiệu đầu ra bộ kết hợp MRC: giả sử tại một thời điểm k, một tín hiệu k

s

được truyền từ máy phát Độ lợi kênh truyền giữa anten máy phát tới các anten máy

thu thứ nhất và thứ hai tại thời điểm k được ký hiệu là

1 2

1.751.76

j j

φ φ

αα

(m = 1, 2) tương ứng là biên độ phức và pha của kênh

Các tín hiệu thu tại hai nhánh phân tập là

( ) ( )

1.771.78

Như đã chỉ ra ở phần trước, để tối đa hóa SNR đầu ra, các tín hiệu thu trên hainhánh phân tập được nhân với các hệ số trọng số m

w rồi kết hợp lại với nhau Theo

trên m m

w =h∗

, tức là

( ) ( )

1.791.80

có phân phốGauss, luật quyết định xác suất tối đa (maximum likelihood decision rule) tại máythu là

( ) ( )

, 1 2 2 , 1

s m

và các tín hiệu

không chứa tạp âm m k

h s

.Khai triển đối số của công thức trên ta có

k k

s s

CHƯƠNG 2 HỆ THỐNG MIMO-OFDM VÀ LTE 2.1 HỆ THỐNG MIMO

2.1.1 Mô hình kênh

Sau đây chúng ta xem xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến sử dụng cả phân tậpphát và thu với N antenna phát và M antenna thu như hình vẽ 2.1

Hình 2.1: Mô hình kênh MIMO.

Kênh truyền giữa các anten máy phát (Tx) và anten máy thu (Rx) như mô tảtrong hình vẽ trên được gọi là một kênh Nhiều đầu vào-Nhiều đầu ra (MIMO) Một

hệ thống truyền dẫn trên kênh MIMO được gọi là hệ thống truyền dẫn MIMO.Trong các trường hợp đặc biệt khi N = 1 và M = 1, tương ứng chúng ta có các hệthống phân tập thu SIMO và phát MISO

Kênh truyền đơn giữa anten máy thu thứ m và anten máy phát thứ n được ký

hiệu là mn

h

Tương tự như các hệ thống phân tập phát hoặc thu, để tránh ảnh hưởnggiữa các anten phát hoặc các anten thu với nhau, khoảng cách yêu cầu tối thiểu giữacác phần tử anten ở các mảng anten phát hoặc thu là

2

λ

Kênh MIMO trongtrường hợp này được gọi là kênh MIMO không tương quan (uncorrelated MIMOchannel) Trong trường hợp pha-đinh Rayleigh bằng phẳng (flat fading) không cótương quan, mn

h

được mô hình hoá bằng một biến số Gauss phức có giá trị trungbình 0 và phương sai 1 Một kênh MIMO gồm N anten phát và M anten thu thườngđược biểu diễn bởi một ma trận số phức gồm M hàng và N cột như sau:

Chúng ta có mối quan hệ giữa tín hiệu thu và tín hiệu phát biểu diễn quaphương trình hệ thống sau [4], [17], [18]:

( )2.5

T

P N

được mô phỏng bởi các biến số Gauss phức độc lập có phân bố như

nhau và có cùng công suất trung bình

2σ

2.2.2 Dung năng kênh MIMO

a) Dung năng kênh truyền cố định

Dung lượng kênh truyền được định nghĩa là tốc độ có thể truyền dẫn tối đa vớimột xác suất lỗi tương đối nhỏ (có thể bỏ qua) Dung lương của một kênh truyềnchịu ảnh hưởng của tạp âm nhiễu cộng trắng Gauss do Shannon tìm ra vào năm

1948 được biểu diễn như sau:

Kênh SISO: Mô hình tương đương của kênh truyền SISO có thể chỉ ra như hình 2.2

như dưới đây

Hình 2.2: Mô hình kênh truyền SISO.

Trong trường hợp truyền tín hiệu qua một kênh truyền cố định có độ lợi h như ởhình 2.2, chúng ta có tỷ số SNR tại đầu vào máy thu là [4]:

N

P h P

h P

1

2 2

Hình 2.3: Mô hình tương đương của kênh MISO.

Kênh SIMO: Đối với kênh truyền SIMO như hình 2.4 dưới đây, tỷ số SNR trên

Hình 2.4: Mô hình tương đương của kênh SIMO.

Để ý rằng dung lượng của các kênh truyền phân tập phát ở (2.10) hoặc phântập thu ở (2.12) đều tăng theo quy luật logarit theo số lượng anten phân tập

Kênh MIMO: Đối với trường hợp kênh MIMO như mô tả ở hình 2.1, chúng ta có

mối quan hệ thu phát được biểu diễn bằng phương trình hệ thống sau:

kích thước MxN với các giá trị không âm, trong đó các phần tử trên đường chéo làcác giá trị căn bậc hai của các giá trị riêng của ma trận.

đường chéo với r =min(M N, )

phần tử đầu tiên khác không, nên thông qua phépbiến đổi SVD kênh MIMO đã được phân tích thành r kênh truyền song song hữuích Số kênh còn lại không đóng vai trò gì cả Ký hiệu các giá trị riêng khác khôngcủa ma trận Φ

tương ứng biểu diễn

một vector xây dựng từ hàng i hay cột i của ma trận A Do đó công suất thu tại kênh

thứ i, i r≤ , có thể tính được như sau:

dựa trên tính chất của ma trận unitary.

Tương tự, công suất tạp âm ở kênh i được tính như sau:

P N

λρ

N

λσ

MIMO

H r

N C

N

ρρ

Dựa vào côg thức (2.23) các công trình nghiên cứu cảu Foschini và Gan năm

1988 và Telatar năm 1999 đã chứng minh được rằng dung lượng kênh truyền tăngtuyến tính theo r, tức là số anten tối thiểu sử dụng ở phía thu hay phát Chứng minhnày sẽ được mô tả kỹ ở phần tính toán dung lượng kênh truyền cho kênh Rayleigh

b) Dung năng kênh truyền có pha-đing Rayleigh

Trong phần trước, chúng ta đã tìm hiểu về dung lượng kênh truyền MIMOtrong trường hợp kênh truyền cố định Trong thực tế do tác động của pha-đinh, kênhtruyền biến động theo thời gian và thường được mô hình hoá bằng các biến số ngẫu

nhiên tuân theo phân bố Rayleigh Ma trận kênh truyền H trong trường hợp này là

một ma trận chứa các biến số ngẫu nhiên Gauss phức độc lập với giá trị trung bình 0

và phương sai 1, tức là, E h{ }mn =1

Giả sử kênh truyền pha-đinh biến đổi chậm, tức là độ lợi kênh truyền khôngthay đổi trong một khoảng thời gian bằng độ dài một khung liên tiếp các symbols.Giả sử thêm rằng máy thu biết hay ước lượng chính xác được ma trận kênh truyền

H Dung lượng kênh truyền trong trường hợp này thường được gọi là dung lượng

ergodic và được tính toán bằng cách lấy giá trị trung bình theo tất cả các thực thể

N

ρρ

N H

M MIMO M

Hình 2.5: Dung lượng kênh MIMO pha-đinh Rayleigh.

Một nhận xét tiếp theo có thể thấy là nếu so sánh (2.25) với (2.8) chúng ta có

thể thấy rằng dung lượng kênh truyền MIMO pha-đinh Rayleigh có thể đạt đến gấp

( )

min ,

lần dung lượng một kênh truyền SISO cố định Hai nhận xét này cho

chúng ta thấy rõ tầm quan trọng của việc sử dụng kênh truyền MIMO trong thôngtin vô tuyến

2.2.3 Kỹ thuật ghép kênh không gian (SDM)

2.2.3.1 Sơ đồ hệ thống

Nguyên lý chung của phương pháp phân kênh theo không gian rất đơn giản:

ở máy phát (Tx) luồng tín hiệu phát được chia thành N luồng nhỏ

( )

n

s t

và truyềnđồng thời qua N anten phát Tại máy thu, các luồng tín hiệu sẽ được tách riêng rarồi ghép lại (MUX) với nhau Phương pháp phân kênh theo không gian này được

mô tả như hình dưới đây:

Hình 2.6: Mô hình hệ thống MIMO-SDM.

Do tín hiệu phát tại các anten khác nhau nên việc tách tín hiệu của mỗi luồngphát ở máy thu sẽ chịu ảnh hưởng nhiễu đồng kênh từ các luồng còn lại Vì vậy,máy thu cần sử dụng một bộ tách tín hiệu tốt có khả năng cung cấp tỷ số lỗi bit(BER) thấp, đồng thời lại không yêu cầu quá cao về độ phức tạp tính toán Do máyphát sử dụng ở phương pháp phân kênh theo không gian này chỉ đơn thuần là một

bộ phân kênh, các nghiên cứu về MIMO-SDM đều tập trung vào việc thiết kế bộtách tín hiệu ở máy thu

Dựa theo theo tính chất tuyến tính của phương pháp tách tín hiệu, các bộ táchtín hiệu MIMO-SDM được phân loại thành hai nhóm lớn đó là các bộ tách tín hiệutuyến tính và các bộ tách tín hiệu phi tuyến

Các bộ tách tín hiệu tuyến tính bao gồm: bộ tách tín hiệu ZF (Zero-Forcing)

và bộ tách tín hiệu MMSE (Minimum Mean-Square Error) Ưu điểm của các bộtách tín hiệu tuyến tính là có độ phức tạp tính toán thấp và dễ thực hiện nhờ cácthuật toán thích nghi phổ biến như LMS (Least Mean Square: bình phương trungbình nhỏ nhất), Nhược điểm của các bộ tách tín hiệu tuyến tính là phẩm chất táchtín hiệu (tỷ số lỗi bit) đạt được tương đối thấp, đặc biệt là khi sử dụng số lượnganten phát lớn Gần đây, nhờ việc áp dụng kết hợp với thuật toán lattice-reductioncác bộ tách tín hiệu tuyến tính ZF và MMSE có thể đạt được tỷ số lỗi bít (BER) gầntối ưu, trong khi độ phức tạp tính toán hầu như không thay đổi Xét một cách tổngquát thì vào thời điểm mà yêu cầu về độ tính toán phức tạp thấp vẫn là quan trọngnhư hiện nay thì các bộ tách tín hiệu tuyến tính có ưu điểm hơn và, vì vậy, thườngđược áp dụng trong thực tế nhiều hơn

Ngược lại, so với các bộ tách tín hiệu tuyến tính, các bộ tách tín hiệu phituyến có ưu điểm là có phẩm chất BER tốt hơn, nhưng lại chịu phải nhược điểm về

độ phức tạp tính toán lớn Trong các bộ tách tín hiệu phi tuyến, bộ tách tín hiệu ML(Maximum Likelihood) là bộ tách tín hiệu tối ưu, tức là có phẩm chất BER tốt nhất.Tuy nhiên, yêu cầu về độ phức tạp tính toán của bộ tách tín hiệu lại lớn nhất, vì vậy,

bộ tách tín hiệu này rất ít được sử dụng trong thực tế Ngoài bộ tách tín hiệu ML,các bộ tách tín hiệu phi tuyến khác như SIC (Successive Interference Cancellation:triệt nhiễu nối tiếp) hay PIC (Parallel Interference Cancellation: triệt nhiễu songsong) đều sử dụng phương pháp kết hợp một bộ tách sóng tuyến tính với cácphương pháp triệt nhiễu song song hoặc nối tiếp nhằm cải thiện phẩm chất BERtrong khi vẫn tận dụng được độ tính toán thấp của các bộ tách tín hiệu tuyến tính

2.2.3.2 Các bộ tách tín hiệu tuyến tính

Sơ đồ cầu hình một bộ tách tín hiệu tuyến tính cho MIMO-SDM được mô tảnhư dưới đây:

Hình 2.7: Cấu hình bộ tách tín hiệu tuyến tính.

Phần cốt lõi của bộ tách tín hiệu tuyến tính là một bộ kết hợp tuyến tính biểu

diễn bởi ma trận trọng số W Dựa trên ma trận trọng số này, vector tín hiệu ước

lượng được ˆs là kết quả của phép kết hợp (nhân) tuyến tính giữa vector tín hiệu thu

Các giá trị ước lượng được ˆs này sau đó sẽ được đưa qua một bộ quyết định

để lựa chọn đầu ra của bộ tách tín hiệu

biểu diễn tương ứng các toán tử lấy dấu và lấy

phần tực của số phức Tuỳ thuộc vào phương pháp tìm ma trận trọng số W chúng ta

có các bộ tách tín hiệu tương ứng là ZF hay MMSE

2.3.2.1 Bộ tách tín hiệu ZF

Bộ tách tín hiệu ZF còn có tên gọi là bộ tách tín hiệu LS (Least Square: bìnhphương nhỏ nhất) Bản chất của bộ tách tín hiệu LS là giả sử tạp âm bằng không rồi

sử dụng phương pháp bình phương nhỏ nhất để tìm các tín hiệu phát n

s

Việc nàytương đương với giải một hệ M phương trình với N ẩn số

Ma trận trọng số:

Hàm chi phí để tìm s được định nghĩa như sau [4]:

2 ˆ

LS bộ tách sóng này còn có tên gọi ZF, hay cưỡng bức bằng không.

Ta có thể suy ra được ma trận trọng số cho bộ tách tín hiệu ZF như sau:

H

1

†H 1

Do giá trị W chỉ phụ thuộc vào ma trận kênh truyền H nên máy thu chỉ cần

ước lượng ma trận H và sử dụng nó để tách các tín hiệu phát n

s

ở phía thu

Mặc dù bộ tách tín hiệu ZF chỉ áp dụng được cho các kênh truyền có số hàng

M lớn hơn số cột N, trong một số trường hợp chúng ta vẫn mong muốn sử dụng một

bộ tách tín hiệu tương tự cho kênh truyền có N > M Trong trường hợp đó chúng tagặp phải bài toán giải một hệ phương trình có số phương trình ít hơn số ẩn số Khi

đó sẽ không áp dụng được kết quả ( H ) 1 H

s$= H H − H y do ma trận H HH trở nên gần

đơn điệu (singular) và vì vậy không lấy nghịch đảo được Tuy nhiên, sử dụng

phương pháp SVD kết hợp với số nhân Lagrange chúng ta có thể tìm được s$ dạngtương tự:

được gọi là phép đảo ma trận giả bên phải

(right pseudo-inverse) của H Và ta có kết quả tương đương như sau:

H

1

††H 1

Sai số bình phương trung bình (MSE): Phương pháp thông thường để tính

MSE là tính ma trận tương quan (covariance matrix) lỗi để tìm ra các giá trị n

{ } ( )

ˆ

1 2

1

1

2.40

H z

MSE trace

N trace

Ưu điểm nổi bật của bộ tách tín hiệu ZF hay LS là đơn giản và có yêu cầu độ

phức tạp tính toán thấp Tuy nhiên, do tạp âm bị bỏ qua khi thiết kế ma trận trọng số

Khác với bộ tách tín hiệu ZF, ngoài đặc tính thống kê của tín hiệu từ các

anten phát, bộ tách tín hiệu MMSE (Minimum Mean Square Error: sai số trung

bình bình phương tối thiểu) còn xem xét đến cả đặc tính tạp âm tại các nhánh anten

thu Do đó bộ tách tín hiệu MMSE khắc phục được nhược điểm khuếch đại tạp âmcủa bộ tách tín hiệu ZF

Ma trận trọng số:Hàm chi phí để tìm ma trận trọng số của bộ tách tín hiệu

MMSE được định nghĩa như sau:

tức là chúng ta cần tìm ma trận trọng số W để tối giản hoá giá trị trung bình

sai số bình phương giữa vector phát và vector ước lượng được:

{ }2 { 2} ( )

2.42

H s

E ∆ =E s - W y

Để tìm W một cách dễ dàng, để ý rằng:

z M

E E

Trong đó ma trận công suất Λ phát là một ma trận đường chéo với các phần

tử trên đường chéo tương ứng với công suất phát từ các anten phát Trong trườnghợp MIMO-SDM thì do công suất phát trên các nhánh anten phát đều bằng nhau và

( )

1 2

1

H

z M H

(2.44) chúng ta thuđược ma trận tương quan lỗi

MMSE là O M( )3

2.2.3.3 Các bộ tách tín hiệu phi tuyến

2.3.3.1 Bộ tách tín hiệu QR

Bộ tách tín hiệu QR dựa trên phương pháp phân tích thừa số QR (QR

factorization) của ma trận kênh H Theo phương pháp phân tích thừa số QR thì bất

Q

chúng tacó:

L

Trong đó z′ là vector chứa các thành phần tạp âm Gauss độc lập Để ý rằng

do R là một ma trận tam giác trên nên phần tử thứ i của y′

y′

như sau:

tạp âm chúng ta có thể biểu diễn ước lượng của dấu phát i

s

như sau:

, 1 ,

N

j i i

Bảng 2.1: thuật toán tách tín hiệu QR.

Phẩm chất BER của bộ tách tín hiệu QR cho hệ thống 4x4 MIMO-SDMđược so sánh với các bộ tách tín hiệu khác như hình dưới So với các bộ tách tínhiệu khác, bộ tách tín hiệu QR có phẩm chất tương đối kém, chỉ hơn được bộ táchtín hiệu ZF Tuy nhiên, bộ tách tín hiệu QR có ưu điểm đơn giản và không yêu cầu

độ tính toán cao