trong băng máy thu DCR
4.2.8.1 Méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2)
Méo điều chế giao thoa bậc hai IMD2 (Second Order Intermodulation Distortion) là điểm khác biệt giữa các máy thu ngoại sai sử dụng trung tần thực và máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng trung tần không. Đây là vấn đề mà các nhà thiết kế máy thu biến đổi trực tiếp cần xem xét kỹ. Tuy nhiên khi thiết kế cẩn thận, có thể giải quyết được vấn đề này.
Các sản phẩm méo IMD2 là các sản phảm xẩy ra trong bộ phận biến đổi hạ tần của máy thu trung tần không (máy thu biến đổi trực tiếp DCR). Hai cơ chế chính tạo ra IMD2 là:
- Tự trộn RF: do đặc tuyến chuyển mạch cứng I-V không hoàn hảo của tầng đảo mạch trong bộ trộn máy thu DCR và do rò rỉ tín hiệu phát RF vào cửa của LO từ các đường ghép ký sinh. Chuyển mạch cứng không hoàn hảo xẩy ra trong bộ trộn khi nó được điều khiển bởi các công suất LO (bộ dao động nội) thấp và vì thế nó hoạt động như bộ nhân tuyến tính. Kết quả là khi có mặt của thành phần rò RF đến LO (xem hình 4.11), đầu ra bộ trộn trung tần không (Zer-IF) chứa một tín hiệu tỷ lệ với bình phương tín hiệu đầu vào và thừa số ghép RF đến LO. Vì thế các sản phẩm IMD2 được tạo ra tại băng gốc. Điều này đặc biệt có hại đối với hiệu năng máy thu khi rò tín hiệu RF đến cửa LO là nhiễu mạnh.
- Phi tuyến bậc hai của tầng RF và mất phối hợp (không cân bằng) giữa cặp chuyên mạch của tầng LO. Khi xẩy ra một 45hus liên tục (CW) mạnh hay một nhiễu chặn điều chế mạnh tại các đầu vào của bộ trộn I/Q trong DCR, méo phi tuyến bậc hai trong các thiết bị bán dẫn của bộ trộn hay tầng RF sẽ tạo ra các sản phẩm IMD2 tần thấp. Trong bộ trộn được cân bằng hoàn hảo, các thiết bị được phối hợp trong cặp chuyển mạch (hay tầng LO) và các tải của bộ trộn đựơc phối hợp. Các sản phẩm IMD2 vi sai được chuyển đến các tần số cao và các sản phẩm IMD2 chung bị loại bỏ tại đầu ra vi sai của bộ trộn. Tuy nhiên trong thực tế mất phối hợp tồn tại trong các thiết bị của tầng LO cùng với sự dịch thời LO dẫn đến các sản phẩm IMD2 tại đầu ra băng gốc của các bộ trộn I/Q.
4.2.8.2 Đo kiểm nhiễu chặn trong băng và IMD2
Méo bậc hai gây ra các sản phẩm điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) ảnh hưởng rất lớn lên hiệu năng máy thu DCR vì sự tồn tại của các tín hiệu điều chế mạnh có biên độ thay đổi theo thời gian. Các giá trị đo kiểm được tham chiếu đầu vào LNA. Kịch bản đo kiểm nhiễu chặn trong băng và IMD2 được thể hiện trên hình 4.27. Dạng phổ của các tín hiệu này cũng giống như các tín hiệu mong muốn sau lọc RRC nhưng dạng phổ của sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) lại khác. Phổ của sản phẩm IMD2 chứa thành phần DC lớn chiếm 50% trong khi 50% còn lại nằm chồng lên phổ tín hiệu mong muốn hoặc nằm ngoài phổ này. Đối với đo kiểm, tín hiệu mong muốn sẽ lớn hơn độ nhạy tham chuẩn 3dB: Pmm= Pmin+3dB= -117dBm+3dB=
-114dB. Nhiễu chặn đựơc điều chế có công suất Iblock=-44dBm đựơc dịch tần ít nhất
là 15 MHz so với tín hiệu mong muốn. Trong trường hợp này, bộ giải điều chế gập phải ba nguồn nhiễu và tạp âm: Tạp âm nhiệt với công suất N chiếm 50% tổng công suất nhiễu và tạp âm, công suất các sản phẩm méo IMD2 sau lọc tần cao và tần thấp IIMD2 chiếm 25% tổng công suất nhiễu và tạp âm, rò rỉ nhiễu chặn xung quanh 15MHz tại băng gốc với công suất (Ileak,block) chiểm 25% tổng công suất nhiễu cộng tạp âm. Tóm lại tạp âm chiếm một nửa tổng công suất nhiễu công tạp âm (-3dB), nửa
còn lại là nhiễu (-3dB) trong đó công suất nhiễu IIMD2 do các sản phẩm méo IMD2
chiếm 1/4 tổng công suất nhiễu cộng tạp âm (-6dB) và nhiễu rò rỉ Ileak,block tại dịch tần 15 MHz bẳng 1/4 tổng công suất nhiễu cộng tạp âm (-6dB). Có thể tính tổng công suất nhiễu cộng tạp âm cực đại cho phép giống như phương trình (4.16):
(N+I)max=Pmm – SNRreq,1 +GP (4.21) Từ phương trình (4.17) ta được:
(N+I)max = -114dBm-7dBm+25dB=-96dBm
Trong đó công suất tạp âm cực đại cho phép Nmax=-96dBm-3dB=-99dBm, Imax=-96dBm -3dB= -99dBm
trong đó IIMD2= -96dBm-6dB= -102dBm và Ileak,block= -96dBm-6dB= -102dBm. Chọn lọc cần thiết cho kênh tại dịch tần 15 MHz được tính như sau:
Chọn lọc (15MHz) ≥ -44dBm – Ileak,block= -44dBm–(-102) dBm = 58dB
Hình 4.13. Đo kiểm nhiễu chặn trong băng và IMD2
(a) Phổ tín hiệu mong muốn và nhiễu chặn dịch tần, (b) phổ băng gốc của các tín hiệu mong muốn và nhiễu.
4.2.8.3 Điểm cắt đầu vào bậc hai, IIP2
Từ phương trình (4.20) ta thấy rằng mức các phần tử bậc hai tỷ lệ với bình phương biên độ đầu vào. Vì thế mỗi thay đổi mức tín hiệu vào 10dB sẽ dẫn đến thay đổi mức các thành phần đầu ra là 20dB. Tại một điểm lý thuyết nào đó mức của các sản phẩm méo bậc sẽ bằng mức tín hiệu vào và điểm này đựơc gọi là điểm cắt bậc hai (IP2 : Second-order Interception Point). Nên giá trị công suất đầu vào tại IP2 được gọi là IIP2 (Second-order Input Intercept Point: điểm cắt bậc hai đầu vào) và giá trị tương ứng đầu ra được họi là OIP2 (Second-order Output Intercept Point: điểm cắt bậc hai đầu ra). Nói chung các yêu cầu đối với các phần tử xử lý tín hiệu vô tuyến trong một máy thu biến đổi trực tiếp được quy định theo IIP2 . Dưới đây ta sẽ xét phương pháp tính toán điểm IIP2 cho tín hiệu hai tần số (hai tone) và cho tín hiệu WCDMA.
Hình 4.14 cho thấy méo IMD2 do nhiễu hai tần số trong máy thu DCR.
Trong trường hợp các tần số đầu vào là f1= 2140 MHz và f2= 2141 MHz, đầu ra sẽ chứa các thành phần có các tần số 2f1= 4280MHz, 2f2= 4282MHz, f1+f2= 4281 MHz, f2-f1= 1MHz và DC. Quá trình này tương đương với giải điều chế AM (điều biên) cho tín hiệu đầu vào trong đó trong đó dẫn đến xuất hiện tín hiệu nhiễu trong băng kênh của máy thu trung tần không. Các tín hiệu được điều chế của WCDMA có thành phần điều biên rất lớn và vì thế méo bậc hai sẽ dẫn đến giảm độ nhạy máy thu nếu các phần tử xử lý tín hiệu có điểm cắt đầu vào bậc 2 (IIP2 : Second Order Interception Point) không phù hợp. Vấn đề này hoàn toàn tránh đựơc trong máy thu ngoại sại vì các thành phần này sẽ bị bộ lọc trung tần loại bỏ. Tuy nhiên các nhà thiết kế máy thu biến đổi trực tiếp có thể khắc phục vấn đề này bằng các sử dụng nguyên lý cân bằng (nguyên lý bộ khuếch đại vi sai) và tất cả các máy thu trung tần không đều được thiết kế với các mạch được cân bằng. Việc sự dụng mạch được cân bằng giảm méo bậc hai và cho phép đáp ứng yêu cầu độ nhạy mà không cần sử dụng các phần tử xử lý khác hoặc các yêu cầu về dòng định thiên.
Hình 4.14. Méo điều chế giao thoa bậc hai do nhiễu hai tần số trong máy thu DRC.
Hình 4.15 cho thấy cách tính IIP2 của hai tần số đối với phần tử méo trong băng. Trên hình 4.15, tín hiệu 47hus liên tục CW1 với tần số fCW1 và tín hiệu 47hus liên tục CW2 với tần số fCW2 được xét tại mức công suất ICW=0 dB. Sau biến đổi trực tiếp tín hiệu sẽ xuất hiện thành phần DC và thành phần fCW2-fCW4.
Trong thực tế có thể xác định IIP2 của máy thu bằng cách đo mức tần số méo trong băng tại đầu ra của bộ trộn, rồi sau đó trừ đi khuếch đại bộ trộn liên quan đến mức này để nhận đựơc mức tương đương đầu vào và tìm ra IIP4.
Hình 4.16. Xác định IIP2
IIP2 cho nhiễu chặn WCDMA
Trong WCDMA, các nhiễu tồi tệ nhất tại máy thu không phải là kiểu hai tần số (hai tone) mà là loại các nhiễu chặn được điều chế số. Vì thế cần đánh giá các sản phẩm IMD2 hiệu dụng dựa trên nhiễu chặn được điều chế đối với BER mong muốn. Vì thế cần hiểu được bản chất của nhiễu chặn được điều chế đặc biệt là đường bao không cố định của nó vì nó đẩy nhiễu chặn RF vào vùng phi tuyến bậc hai của đầu vô tuyến và chuyển thành băng gốc bao gồm cả thành phần bình phương đường bao. 3GPP đưa ra hai trường hợp đo kiểm:
- Trường hợp một sử dụng để đo kiểm rò tín hiệu phát vào máy thu: đặc tả độ
nhạy tối thiểu yêu cầu đối BER≤10-3 khi mức tín hiệu phát đường lên (UL: Uplink)
tại anten là 24dBm. Tín hiệu phát đường lên trong trường hợp này gồm một kênh điều khiển (DPCCH) và một kênh lưu lượng cho thoại (DPDCH).
- Trường hợp hai được sử dụng để đo kiểm nhiễu chặn điều chế trong băng với dịch tần 15 MHz: đặc tả mức tín hiệu thu tối thiểu yêu cầu đối với BER<10-3 khi có mặt nhiễu chặn đường xuống (DL: Downlink) được điều chế -44dBm tại dịch tần 15MHz so với tín hiệu mong muốn trong khi mức công suất phát đường lên (UL) tại anten bằng 20dBm. Tín hiệu đường xuống trong trường hợp này bao gồm một kênh điều khiển (DPCCH) và 16 kênh lưu lượng thoại (DPDCH).
Trong các trường hợp này ta có thể vẫn sử dụng các công thức xác định IIP2 do
nhiễu hai tần số nhưng bổ sung 48hus một thừa số hiệu chỉnh nhận được từ mô phỏng. Dưới đây ta sẽ xét cách rút ra thừa số hiệu chỉnh này dựa trên các kết quả mô phỏng trên ADS (Advanced Design System: hệ thống thiết kế tiên tiến).
Từ mẫu mô phỏng của ADS ta nhận được hàm phân bố xác suất bù (CCDF: Complementary Commutative Distribution Function) cho PAPR (tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình) trên hình 4.17.
Hình 4.17. CCDF kênh chuẩn đường lên và nhiễu chặn 16 kênh DL
Trước hết 49hus phỏng trên ADS cho hai tần số ta sử dụng công suất nhiễu chặn CW bằng 0 dBm tại đầu vào bộ biến đổi hạ tần trung tần không bằng kết quả ta được IIMD2=- 30dBm. Từ lại phương trình (4.27) ta được mức công suất của các sản phầm IMD2 như sau:
IIMD2,total[dBm]= 4.I CW-IIP2 = -30dBm (4.28)
Từ phương trình (4.21) ta thấy trong tổng công suất này thi ½ (-3dB) là thành phần DC và ¼ (-6dB) là thành phần hiệu hai tần số, vì thế -33dBm là mức dịch DC và -36 dBm là mức công suất tần thấp IIMD2 tại f1-f2 .
Bước hai 49hus phỏng trên ADC cho tín hiệu đường lên WCDMA công suất 0 dBm để xác định IMD2 do rò từ máy phát sang máy thu, ta đựơc phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu chặn UL TX được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR như trên hình 4.18.
Hình 4.18. Phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu UL TX rò vào máy thu được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR.
Lấy tích phân trên phổ biên độ trên hình 4.31 trong băng tần của tín hiệu mong muốn 1KHz-2,06MHz và chuyển vào công suất ta được công suất IMD2 rò từ máy
phát: Ileak,IMD2= - 43,72dBm. Dịch DC do IMD2 bằng 5mV trên tải 50Ôm tương đương
với công suất có công suất -43dBm.
Bước 50hus mô phỏng trên ADS cho 16 tín hiệu đường xuống công suất 0 dBm để xác định IMD2 do nhiễu chặn được điều chế trong băng dịch tần 15MHz, ta đựơc phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu chặn 16 kênh DL được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR trên hình 4.19
Hình 4.19. Phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu chặn 16 kênh DL được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR.
Lấy tích phân trên phổ biên độ trên hình 4.19 trong băng tần của tín hiệu mong muốn 1KHz-2,06MHz và chuyển vào công suất ta được công suất IMD2 do nhiễu
chặn điều chế trong băng với dịch tần 15MHz: Iblock,IMD2= -33,1dBm. Dịch DC do
IMD2 băng 5mV trên tải 50Ôm tương đương với công suất -43dBm.
So sánh công suất IMD2 hai 51hus và từ rò tín hiệu phát WCDMA UL ta thấy công suất nhiễu rò đường lên thấp hơn 7,72 dB ( -36dBm+43,72dBm = 9,72dB). Tương tự so sánh công suất IMD2 hai 51hus với nhiễu chặn dịch tần 15MHz của 16 tín hiệu đường xuống ta thấy công suất nhiễu chặn đường xuống n2,9 dB (- 33,1dBm+36dBm=2,9dB). Như vậy nếu đưa các thừa số hiệu chỉnh 9,72 dB cho trường hợp 1 và 2,9 dB cho trường hợp 2 vào phương trình (4.26), ta được các mức tổng công suất hiệu dụng sản phẩm IMD2 như sau
2. Đối với trường hợp nhiễu rò UL TX vào máy thu :
Ileak,IMD2[dBm] = 4.PULTX[dBm]-IIP2[dBm]-6dB-7,72dB
= 4.PULTX[dBm]-IIP2[dBm]-13,72dB (4.28)
2. Đối với trường hợp nhiễu chặn 16 kênh DL:
Iblock,IMD2[dBm] = 4.PDL-16ch[dBm]-IIP2[dBm]-6dB+2,9dB
= 4.PDL-16ch[dBm]-IIP2[dBm]-3,1dB (4.29)
thoa bậc hai (IMD2: Intermodulation Distortion Second Order). Nguyên nhân tự trộn là do sự cách ly có hạn phần vô tuyến và đầu ra bộ dao động nội (LO) của bộ biến đổi hạ tần như minh hoạ trên hình 4.20a,b. Trong các điều kiện này, có thể xấp xỉ hóa xử lý tín hiệu ở bộ trộn như là quá trình bình phương. Trong tiêu chuẩn 3GPP, ba loại nhiễu chặn gây ra giảm cấp SNR bởi méo bậc hai: các nhiễu chặn hàm sin ngoài băng CW (CW: continiuos wave: 52hus liên tục), các nhiễu chặn CW trong băng và rò máy phát của chính máy di động. Sự bình phương các nhiễu chặn CW nói chung không phải là vấn đề trong WCDMA, vì sản phẩm IMD2 chỉ là thành phần một chiều (DC) mà ta có thể dễ 52hus loại bỏ bằng cách sử dụng bộ lọc 52hus cao (HPF) hay các tụ điện ghép xoay chiều. Trong trường hợp các nhiễu AM (Amplitude Modulation) như rò máy phát, các sản phẩm BB IMD2 (méo điều chế giao thoa bậc hai băng gốc) gây nhiều trở ngại hơn: biên độ của chúng thay đổi theo thời gian và độ rộng băng tần của chúng gấp đôi tín hiệu nguồn vì thế chúng sẽ chồng lấn trực tiếp lên phổ của tín hiệu mong muốn. Ta có thể nhận rõ điều này trên hình 4.20c thể hiện phổ đầu ra I/Q của bộ trộn. Thành phần DC lớn được loại bỏ bởi HPF của phần vô tuyến, tuy nhiên LPF (bộ lọc 52hus thấp) của kênh thu không tránh khỏi giảm cấp SNR. Để khắc phục vấn đề này, ta có thể tăng tính tuyến tính của bộ trộn, tuy nhiên điều này thường dẫn đến tiêu thụ công suất tăng. Một cách khác, ta có thể loại bỏ nhiễu chặn bằng cách sử dụng bộ lọc băng 52hus bên ngoài, nhưng cách này làm tăng giá thành.
Hình 4.20. Tự trộn trong DCR
PA: Bộ khuếch đại công suất LNA: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ BPF: bộ lọc băng 52hus
Đường không liên tục biểu thị tín hiệu mong muốn
Tất cả các tính tính toán IIP2 tối thiểu đều cho tham chiếu đầu vào bộ LNA..
Nếu cho phép sản phẩm IMD2 gây giảm độ nhạy D Txleakage=0,2dB thì theo phương
trình (4.8) ta được công suất nhiễu sản phẩm IMD2 cực đại như sau: : Ileak,IMD2=-99 dBm+10lg(100,2/10 -1)
= -99dBm-13,3dB=-112,3dBm
Nếu xét đến suy hao bộ lọc song công 2dB thì: Ileak,IMD2=-112,3dBm-2dB=-114dBm
Và nếu coi rằng công suất ra của bộ khuếch đại công suất (PA) là 27 dBm cách ly TX-RX bộ lọc song công (ISO TX-RX) là 52 dB và suy hao bộ cách ly siêu cao tần và ghép nối (Lisolator-coupler) là 0,5 dB thì rò rỉ công suất phát đến máy thu trong UE như sau:
PULTX= PA- Lisolator-coupler – ISOtx-rx = 27dBm-0,5dB-52dB= -25,5dBm
Đối với trường hợp 1 (rò rỉ từ máy phát) :
Từ phương trình (4.28) ta có thể tính IIP2 tối thiểu cho phép trong trường hợp này như sau được:
IIP2leak[dBm] = 4.PULTX[dBm]- Ileak,IMD2[dBm]-13,7dB = 4.(-25,5dBm)+114,3dBm-13,7= 49,6dBm
Hay IIP2 leak≥ 50 dBm
Đối với trường hợp 2 (nhiễu chặn dịch tần 15 MHz)
Trong bài đo kiểm này, công suất tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy tham chuẩn 3dB (-117+3dB=-114), nên mức công suất cộng nhiễu cực đại sẽ là -96 dBm
(Nmax+3dB) so với trường hợp trước. Nếu giả thiết là mức tạp âm máy thu vẫn như
vậy thì mức nhiễu cho phép cực đại sẽ là Imax= -96dBm-3dB=-99dBm.
Tổng công suất nhiễu do nhiễu chặn dịch tần 15 MHz so với tín hiệu mong muốn bao gồm thành phần: (1) trộn tương hỗ: (25% hay -6dB, (2) mức nhiễu chặn tại đầu ra máy 53hus au lọc chip: 25% hay -6dB và (3) sản phẩm IMD2 tần thấp do nhiễu chặn này gây ra: 50% hay -3dB. Vì ta có thể ước tính được mức sản phẩm IMD2 do
nhiễu chặn đường xuống gây ra Iblock,IMD2h=Imax-3dB =-99dBm-3dB=-102dB. Nếu
xét tồn hao bộ lọc song công 2dB, thì PIMD2,DL-16ch=-102dBm-2dB=-104dBm.