TIỂU LUẬN hệ THỐNG THÔNG TIN DI ĐỘNG kỹ thuật đa anten

KỸ THUẬT ĐA ANTEN Đa anten là tên chung cho cho tập hợp những kỹ thuật dựa trên việc sử dụng nhiều anten ở phía thu/phía phát, và ít nhiều kết hợp với kỹ thuật xử lý tín hiệu, thường đượ

KỸ THUẬT ĐA ANTEN

Đa anten là tên chung cho cho tập hợp những kỹ thuật dựa trên việc sử dụng nhiều anten ở phía thu/phía phát, và ít nhiều kết hợp với kỹ thuật xử lý tín hiệu, thường được gọi

là MIMO Kỹ thuật đa anten có thể được sử dụng để nâng cao hiệu năng hệ thống, bao gồm làm tăng dung lượng hệ thống (số người dùng trong một ô tăng) và tăng vùng phủ (mở rộng ô) cũng như là làm tăng khả năng cung cấp dịch vụ

Cấu hình đa anten

Một trong những đặc tính quan trọng trong cấu hình đa anten là khoảng cách giữa các phần tử anten do quan hệ giữa khoảng cách các anten có mối quan hệ tương quan tương hỗ giữa fading kênh vô tuyến tại các anten khác nhau (được xác định bởi tín hiệu tại các anten) Các anten được đặt xa nhau để độ tương quan fading thấp Ngược lại, các anten được đặt gần nhau để độ tương quan fading cao, bản chất là các anten khác nhau sẽ

có fading tức thời tương tự nhau

Khoảng cách thực tế cần thiết giữa các anten để độ tương quan cao/ thấp phụ thuộc vào bước sóng, tương ứng là tần số sóng mang được sử dụng Tuy nhiên, nó cũng phụ thuộc vào kịch bản khi triển khai Trường hợp các anten trạm gốc, môi trường macro-cell (tức là ô lớn và vị trí anten trạm gốc phải cao), khoảng cách anten vào khoảng 10 bước sóng thì mới đảm bảo độ tương quan thấp, trong khi đó thì khoảng cách anten cho máy đầu cuối di động khoảng nửa bước sóng Lý do khác nhau giữa trạm gốc với máy đầu cuối

di động là do trong kịch bản macro, phản xạ đa đường gây ra fading chủ yếu xuất hiện ở những vùng gần xung quanh máy đầu cuối di động Do đó, khi nhìn từ vị trí máy đầu cuối thì ta thấy là những đường khác nhau đi đến trong một góc lớn, độ tương quan vẫn sẽ thấp với khoảng cách anten tương ứng nhỏ Còn nhìn ở vị trí trạm gốc, những đường khác nhau sẽ đến trong một góc nhỏ hơn nhiều, nên khoảng cách anten phải đủ lớn để độ tương quan thấp

Trong kịch bản triển khai khác, ví dụ triển khai kịch bản micro-cell với các anten trạm gốc thấp hơn nóc nhà và triển khai trong nhà Môi trường trạm gốc lúc

này giống với môi trường máy đầu cuối hơn, cho nên khoảng cách giữa các anten trạm gốc sẽ nhỏ hơn vẫn đảm bảo độ tương quan thấp

Các anten giả thiết ở trên có cùng phân cực Một cách khác để đạt được độ tương quan fading thấp là áp dụng phân cực khác nhau đối với anten khác nhau Khi đó các anten có thể được đặt gần nhau

1 Lợi ích của kỹ thuật đa anten

Kỹ thuật đa anten mang lại những lợi ích khác nhau phụ thuộc vào những mục đích khác nhau:

Nhiều anten phát/ thu có thể được sử dụng để phân tập, chống lại fading kênh vô tuyến Trong trường hợp này, kênh khác nhau trên các anten khác nhau sẽ có độ tương quan thấp Để đạt được điều đó thì khoảng cách giữa các anten phải đủ lớn (phân tập không gian) hoặc sử dụng các anten có phân cực khác nhau (phân tập phân cực)

Nhiều anten phát/thu có thể được sử dụng để ‘định hình’ cho búp sóng anten tổng (búp sóng phía phát và búp sóng phía thu) theo một cách nào đó Ví dụ, tối đa hóa độ lợi anten theo một hướng thu/phát nhất định hoặc để triệt nhiễu lấn át tín hiệu Kỹ thuật tạo búp sóng này có thể dựa trên cả độ tương quan cao hoặc thấp giữa các anten

Độ khả dụng của đa anten phát và thu có thể được sử dụng để tạo ra nhiều kênh truyền song song thông qua giao diên vô tuyến Điều này mang lại khả năng tận dụng băng thông mà không cần giảm thông tin với cùng công suất Nói cách khác là khả năng cho tốc độ dữ liệu cao với băng tần hạn chế mà không cần thu hẹp vùng phủ Ta gọi đây là

kỹ thuật ghép kênh không gian

2 Mô hình MIMO tổng quát

Mô hình kênh MIMO tổng quát gồm Nt anten phát và Nr anten thu được minh họa trong hình 1

Hình 1 Mô hình kênh MIMO với Nt anten phát và Nr anten thu

Ma trận kênh H cho mô hình MIMO được biểu diễn như sau:

2N r

1N

2 t N 22

21

1 t N 12

11

h h

h

h h

h

h h

h H

t N 2

r N 2

η,ηη

r N 2







  là tạp âm Gaus trắng phức của Nr máy thu

T là ký hiệu phép toán chuyển vị

Khi đó, quan hệ giữa tín hiệu đầu vào x với tín hiệu đầu ra y được xác định bởi biểu thức sau:

2 1

t N

2 1

r N t N 2

r N 1 r N

2 t N 22

21

1 t N 12

11

r N

2 1

η

η η

x

x x

h h

h

h h

h

h h

h

y

y y

3.1 Mô hình kênh SVD MIMO

Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến bao gồm Nt anten phát và Nr anten thu như trên hình 1

Để tiện phân tích ta viết lại phương trình (3)

Trong đó  là vector AWGN phức có phân bố Ν c ( 0 ,  )và

r NI 2 σ H ηη

 ; N0 là mật độ phổ công suất tạp âm

H là ma trận kênh Nr x Nt Khi khoảng cách giữa các anten lớn hơn nửa bước sóng

và môi trường nhiều tán xạ, ta có thể coi H có các hàng và các cột độc lập với nhau Khi này, phân chia giá trị đơn SVD cho ta:

Với U và V là các ma trận nhất phân có kích thước Nr xNr và Nt xNt

Toán tử (.)H là chuyển vị Hermitian

Đối với ma trận nhất phân, ta có :UUH=INr và VVH=INt

D là ma trận có kích thước Nr x Nt, gồm NA giá trị đơn không âm được ký hiệu

là11/2 , , 1/2

A N

λ trên đường chéo chính của nó Trong đó NA=min (Nt, Nr), và i với i=1,2, ,N là các giá trị eigen của ma trận HHH Các giá trị eigen của ma trận HHH được xác định như sau:

t N r N , HH Q

Nếu Nt= Nr thì D là một ma trận đường chéo Nếu Nt >Nr thì D gồm một ma trận đường chéo Nr x Nr và sau đó là Nt –Nr cột bằng không

Trong trường hợp số anten phát lớn hơn số anten thu, D sẽ được tạo ra từ ma trận vuông bậc Nr và tiếp sau là Nt- Nr cột bằng 0 như sau:

λ 0 0

0 0

0 λ

0

0 0

0 0

λ D

1/2 r N

1/2 2

1/2 1

Trường hợp thứ hai tương ứng với khi số anten thu nhiều hơn số anten phát (Nt

<Nr) Trong trường hợp này vẫn như trước ta có V là ma trận Nt x Nt và U là ma trận Nr x

Nr, nhưng ma trận D là ma trận Nt x Nr được tạo thành từ ma trận đường chéo Nt x Nt theo sau là Nr – Nt hàng bằng không:

0

0 0

0

λ 0 0

0 λ

0

0 0

λ

t N

1/2 2

1/2 1

Trường hợp đặc biệt khi chỉ có một anten phát và Nr anten thu

Thao tác trên được gọi là phân chia giá trị đơn ma trận H Kết quả phân chia cho ta các đường chéo khác không với kích thước xác định theo (4)

Giả sử ta nhân trước x với V và y với UH ta được:

ηDxηUVxUDVU

η)(HVxU

y

~y

Trong đó : ~yUHy

η U

Phương trình này dẫn đến mô hình SVD MIMO sau:

H nm n

1/2 n

1/2 n

Hình 2 Phân chia kênh phađinh phẳng MIMO thành các kênh phađinh phẳng song song

tương đương dựa trên SVD

n được coi là độ lợi kênh và có thể được sử dụng để đánh giá BER tại phía thu Nếu ta sử dụng tách sóng nhất quán và coi rằng đã biết i thì SNR tại máy thu được xác định như sau:

2 n

n n 2

n n

2 n

σ

λ E σ

λ x

Nếu cho rằng kênh tĩnh và biên độ tín hiệu không đổi giống như trong trường hợp BPSK, thì SNR trên một kênh sẽ là:

2 n

n bσ

λ E

Với Eb là năng lượng bit

Xác suất lỗi bit trong trường hợp này được tính như sau:

r

N

λ2EQ

Trong đó

n r

P là xác suất lỗi bit của một kênh không gian

Xác suất lỗi bit trung bình được tính như sau:







A N 1

n rn

P A N

1 average

3.2 Mô hình hệ thống SVD MIMO tối ưu

Giả sử x được nhân trước mới ma trận V và y được nhân trước với ma trận UH ta được các biểu thức sau:

η U Dx

η U Vx UDV U

η) (HxV U

y U z

H

H H

H

H H

1/2 n

Hình 3 Mô hình SVD MIMO tối ưu

Từ hình 3, thấy rằng tại máy phát SVD MIMO , trước hết luồng ký hiệu số liệu được chia luồng không gian thành Nt luồng Sau đó, các luồng này được nhân với các cột của ma trận V để nhận được các ký hiệu phát vào không gian Tại máy thu SVD MIMO, các ký hiệu thu được nhân với ma trận UH để tách ra các luồng không gian SVD ta sẽ được NA kênh không gian song song xác định theo công thức (4)

4 Đa anten thu

Kỹ thuật đa anten được sử dụng phổ biến nhất trong lịch sử và ít phức tạp nhất là

kỹ thuật đa anten thu Nó thường được gọi là phân tập thu hoặc phân tập Rx mặc dù không phải lúc nào mục đích của kỹ thuật này cũng là phân tập để chống lại fading kênh

vô tuyến

4.1 Mô hình kênh phân tập anten thu

Trong mô hình kênh fadinh có 1 anten phát và Nr anten thu, ma trận kênh như sau:

Trong đó k là thời điểm xét; tạp âm ηm ~ N(0,σ2); σ2 = N0/2

Ta cần tách ký hiệu x(1) dựa trên y1(1), y2(1),…, yNr(1) Nếu các anten đủ cách xa nhau, ta có thể coi độ lợi kênh hm độc lập Rayleigh với nhau và ta nhận được độ lợi phân tập Nr

Đối với điều chế BPSK, xác suất lỗi được tính như sau:

) γ h

2 m

2 r N

2

h

1 γ r N γ







Nr 1 m

2 2

(1) m h r N

1 h

r N

Máy phát Lựa chọn

anten tốt nhất

1h

2h

r

hx

m mσ

E

γ  , SNR trung bình của mỗi nhánh là

2 m

0 0σ

m γ ) 1 eP(γ

r N 2 1 g

γ như sau:





r N 1

1 0 γ

y w w

R N

1

* R N

Giả thiết là tín hiệu phát chỉ bị ảnh hưởng của fading không chọn lọc tần số và tạp

âm trắng, tức là không có hiện tượng tán thời kênh vô tuyến, tín hiệu thu ở các anten khác nhau trong hình 6.1 được biểu diễn như sau:

η x h η

η x h

h

y

y y

R N 1

R N 1

R N

Dễ dàng có thể thấy rằng, để tối đa tỷ lệ tín hiệu/tạp âm sau khi kết hợp tuyến tính, vector trọng số w phải được lựa chọn:

bộ kết hợp tỷ lệ với số lượng anten thu

MRC là một chiến lược kết hợp anten thích hợp khi tín hiệu thu chủ yếu bị ảnh hưởng bởi tạp âm Tuy nhiên, trong nhiều trường hợp, tín hiệu thu bị ảnh hưởng chính của nhiễu từ nhiều anten phát trong hệ thống hơn là tạp âm Trong hoàn cảnh số lượng tín hiệu nhiễu khá lớn xấp xỉ cường độ tín hiêu, MRC vẫn là một lựa chọn tốt Lúc này, nhiễu tổng

sẽ xuất hiện tương đối giống tạp âm, không có hướng đến cụ thể Tuy nhiên, trong những hoàn cảnh chỉ có một nguồn nhiễu trội (tổng quát lên, số lượng nguồn nhiễu trội có giới hạn), như được minh họa trong hình 6, hiệu năng sẽ được cải thiện nếu thay vì lựa chọn trọng số anten để tối đa hóa tỷ số tín hiệu/ tạp âm sau khi kết hợp, thì các trọng số sẽ được lựa chọn để triệt nhiễu Về mặt tạo búp sóng thu, điều này tương ứng với việc làm yếu đi búp sóng phía nhiễu và tập trung búp sóng theo hướng tín hiệu

4.4 Kết hợp loại bỏ nhiễu IRC

Áp dụng việc kết hợp anten với mục tiêu là triệt nhiễu được gọi là Kết hợp loại bỏ nhiễu IRC

Trong trường hợp có một nguồn nhiễu trội như đã trình bày sơ lược trong hình 2.6, biểu thức (30) có thể mở rộng:

η x h x h η

η x

h

h x h

1 I

R N I, I,1

R N 1

R N

0 I h

Tổng quát, sẽ có Nr-1 giải pháp không tầm thường để biểu thị sự linh hoạt khi lựa chọn vector trọng số Sự linh hoạt này có thể được sử dụng để triệt nhiễu trội Đặc biệt hơn, trong trường hợp tổng quát với Nr anten thu sẽ có khả năng (ít nhất là về mặt lý thuyết) triệt tiêu hoàn toàn Nr-1 nguồn nhiễu Tuy nhiên với một lựa chọn trọng số anten nào đó mà có thể triệt hoàn toàn một số nguồn nhiễu trội thì có thể làm tăng tạp âm sau khi kết hợp anten

h

2 , 1

h

1

x

Hình 6 Kịch bản đường xuống với một nguồn nhiễu trội

Vì vậy, cũng giống như cân bằng tuyến tính, khi lựa chọn trọng số antenw phải đảm bảo tối thiểu hóa sai số trung bình quân phương:

 2

xxˆE

Và được gọi là kết hợp sai số trung bình quân phương cực tiểu MMSE

Tuy hình 6 minh họa kịch bản đường xuống với trạm gốc gây nhiễu, IRC cũng có thể được áp dụng cho đường lên để triệt nhiêu từ máy di động.Với trường hợp này, máy di động gây nhiễu có thể ở cùng ô (nhiễu trong ô) hoặc ở ô bên cạnh (nhiễu ngoài ô) với máy

di động mục tiêu Triệt nhiễu trong ô liên quan tới trường hợp đường lên không trực giao,

đó là khi nhiều máy di động phát đồng thời sử dụng cùng tài nguyên thời gian-tần số Triệt nhiễu trong ô đường lên bằng IRC thông thường được gọi là đa truy nhập phân chia theo không gian (SDMA)

Hình 7 Kịch bản phía thu với một nguồn nhiễu mạnh từ máy đầu cuối di động

a) Nhiễu trong ô B) Nhiễu ngoài ô

Trong thực tế, kênh vô tuyến luôn bị ảnh hưởng của tán thời, tương đương với tính chọn lọc tần số gây ra méo tín hiệu băng rộng Một phương pháp để làm giảm méo là cân bằng tuyến tính cả về thời gian và tần số

Có thể thấy rằng kết hợp anten tuyến tính và cân bằng tuyến tính có nhiều điểm giống nhau:

Cân bằng/lọc tuyến tính trong miền thời gian/tần số là cách xử lý được áp dụng với những tín hiệu thu tại những thời điểm khác nhau (tần số khác nhau) với mục đích làm tối

đa tỷ số SNR sau bộ cân bằng, triệt méo tín hiệu gây ra do tính chọn lọc tần số của kênh

vô tuyến (cân bằng ZF, MMSE )

Kết hợp anten thu tuyến tính là cách xử lý tuyến tính được áp dụng với tín hiệu thu tại các anten khác nhau, tức là xử lý trong miền không gian với mục đích làm tối đa tỷ số SNR sau bộ kết hợp (kết hợp dựa trên MRC), triệt các nguồn nhiễu cụ thể

Do đó, trong trường hợp chung của kênh lựa chọn tần số và đa anten thu, cả hai phương pháp xử lý/lọc tuyến tính không gian/thời gian đều được áp dụng như minh họa trong hình 8, ở đó việc lọc tuyến tính có thể được coi là chung cho các trọng số anten

trong hình 4 Các bộ lọc được lựa chọn để làm giảm ảnh hưởng của tạp âm, nhiễu và méo tín hiệu

Đặc biệt trong trường hợp việc chèn thêm tiền tố chu kỳ được áp dụng ở phía phát thì quá trình xử lý tuyến tính không gian/tần số được minh họa như hình 9

xˆ

Hình 8 Xử lý tuyến tính không gian/thời gian 2 chiều (2 anten thu)

1y

Nry

w

*0,2

w

*1,

1Nc

w

*1,

2 Nc

w

xˆ

Hình 9 Xử lý tuyến tính không gian/ tần số 2 chiều (2 anten thu)

Quá trình xử lý không gian/tần số phác thảo trong hình 2.9 mà không có IDFT có thể được ứng dụng nếu phân tập thu được sử dụng trong truyền dẫn OFDM Trong trường hợp OFDM, không xảy ra méo tín hiệu do tính lựa chọn tần số của kênh vô tuyến Do đó, các hệ số miền tần số ở hình 9 có thể được lựa chọn mà chỉ tính đến nhiễu và tạp âm Về nguyên lý, điều này có nghĩa là các lược đồ kết hợp anten MRC và IRC được áp dụng trên

cở sở từng sóng mang con

5 Đa anten phát

Như một sự thay thế hoặc bổ sung cho kỹ thuật đa anten thu, phân tập và tạo búp sóng cũng có thể đạt được với việc áp dụng kỹ thuật đa anten phát Việc sử dụng nhiều anten phát rất phù hợp với đường xuống, như là nhiều anten phát ở trạm gốc Trong trường hợp này, việc sử dụng nhiều anten phát đưa ra cơ hội phân tập và tạo búp mà không cần thêm anten thu.Mặt khác, vì lý do độ phức tạp nên việc sử dụng nhiều anten phát cho đường lên tức là ở máy đầu cuối không mấy hấp dẫn Trường hợp này tốt hơn là

sử dụng đa anten thu ở trạm gốc

5.1 Phân tập phát

Nếu không biết các kênh đường xuống của các anten phát khác nhau có khả dụng không, kỹ thuật anten phát không thể thực hiện tạo búp sóng được mà chỉ thực hiện phân tập Để đạt được phân tập thì giữa các kênh của các anten khác nhau phải có độ tương quan rất thấp

Sơ đồ Alamouti hai anten phát với một anten thu

Sơ đồ Alamouti được thiết kế cho hai anten phát, tuy nhiên ở mức độ nhất định có thể được tổng quát hóa cho nhiều hơn hai anten

Với pha đinh phẳng, hai anten phát và một anten thu, có thể viết kênh thu đơn như sau:

η(k)(k)2(k)x2h(k)1(k).x1h

Trong đó, hn là độ lợi kênh từ anten phát n, k là chỉ số biểu thị thời điểm phát Sơ

đồ Alamouti phát hai ký hiệu phức x1 và x2 trên hai thời gian ký hiệu trên hai anten 1 và 2 như sau: tại thời điểm k, x1(k) = x1 và x2(k) = x2; tại thời điểm k+1 , x1(k+1) =  x*2và

x2(k+1)=x1*

Nếu coi rằng kênh không đổi trong thời gian hai ký hiệu và đặt h1 = h1(k) =

h1(k+1), h2 = h2(k) = h2(k+1), khi này có thể viết ma trận vào dạng sau:

x

x x

h h 1) y(k

y(k)

* 1 2

* 2 1

x.hh

hh

*1)y(k

y(k)

2

1

* 1

* 2

2 1

Nhận thấy cột của ma trận chữ nhật trong phương trình trên trực giao với nhau Vì thế nhiệm vụ tách sóng x1 và x2 được chia thành hai nhiệm vụ vô hướng trực giao

Bộ ước tính kênh

Bộ kết hợp

Bộ tách sóng ML

Nhiễu và tạp âmAnten thu

1x

*2x-

2x

*1x

1

jθe11

jθe2β2

2h

1x

~

2xˆ

12η

1

2x

~2

h

1

1

Hình 10 Sơ đồ Alamouti hai anten phát và một anten thu

Sơ đồ Alamouti làm việc cho tất cả các kiểu chùm ký hiệu x1, x2 khác nhau, tuy nhiên để đơn giản, ở đây chỉ xét BPSK với truyền 2 bit trong thời gian hai ký hiệu Trong

sơ đồ mã lặp cần sử dụng 4-PAM để đạt được cùng tốc độ bít Để đạt được cùng khoảng cách tối thiểu như các ký hiệu BPSK trong sơ đồ Alamouti, cần tăng 5 lần năng lượng ký hiệu

Hình 10 cho trình bày sơ đồ Allamouti hai anten phát và một anten thu với 3 chức năng sau:

 Mã hóa và chuỗi các ký hiệu phát tại máy phát

 Sơ đồ kết hợp tại máy thu

 Quy tắc quyết định khả năng giống cực đại

a Mã hóa và chuỗi phát

Trong khoảng thời gian cho trước một ký hiệu, hai ký hiệu được truyền đồng thời

từ hai anten phát Ký hiệu tín hiệu phát từ anten một là x1(k)=x1 và tín hiệu phát từ anten hai là x2(k)=x2 Trong thời gian ký hiệu tiếp theo, x1(k+1) =  x*2 được phát đi từ anten một và x2(k+1)=x1*được phát đi từ anten hai

Ký hiệu h1(k) và h2(k) là đáp ứng kênh cho đường truyền từ anten phát 1 và đường truyền từ anten phát 2 tại thời điểm k Giả thiết phađinh không đổi trong thời gian hai ký hiệu phát, có thể viết:

1 jθ 1 1 1

1(k) h (k 1) h β e

1 jθ 2

2

* 1

* 2 1

2y 1

2 1h h

h h

là ma trận kênh tương đương

T 2 x 1 x

b Sơ đồ kết hợp