Mô hình hóa và thiết kế điều khiển cho các bộ điện tử công suất

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT Các chữ viết tắt PAF Bộ lọc tích cực Power Active Filter CCM Chế độ dòng điện liên tục Continuous-conduction mode DCM Chế độ dòng điện gián đoạn Disconti

BỘ MÔN TỰ ĐỘNG HÓA CÔNG NGHIỆP – VIỆN ĐIỆN

Mô hình hóa và thiết kế điều khiển cho các bộ

biến đổi Điện tử công suất

Modeling and Control of Power Electronic Converter

Trần Trọng Minh, Vũ Hoàng Phương

7/25/2017

cuu duong than cong com

TABLE OF CONTENTS

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT 6

1 TỔNG QUAN VỀ CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT VÀ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂNEquation Chapter 1 Section 1 14

1.1 Sơ đồ hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 14

1.2 Mạch phát xung điều khiển đóng mở van bán dẫn 15

1.2.1 Điều khiển mở cho Tiristor 15

1.2.2 Điều khiển đóng cắt cho MOSFET 17

1.2.3 Điều khiển đóng cắt cho IGBT 19

1.2.4 Mạch driver cho MOSFET và IGBT 21

1.3 Mục tiêu đặt ra trong thiết kế điều khiển các bộ biến đổi 23

1.4 Các loại hệ thống điều khiển 25

2 các phương pháp ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG PWM Equation Chapter 2 Section 2 27

2.1 Các dạng sơ đồ điều chế 27

2.2 Phân tích sóng hài dạng sóng điều chế PWM 29

2.3 Mô hình tín hiệu nhỏ AC cho PWM với tần số sóng mang không đổi 32

2.4 Mô hình tín hiệu nhỏ AC cho PWM với tần số sóng mang thay đổi 35

2.5 Điều chế PWM cho các bộ nghịch lưu 36

2.5.1 Điều chế PWM cho nghịch lưu một pha nửa cầu 36

2.5.2 Điều chế PWM cho nghịch lưu cầu một pha 38

2.5.2.1 Điều chế hai cực tính 38

2.5.2.2 Điều chế một cực tính (Phase shift modulation) 39

2.5.3 Thời gian chết trong chu kỳ điều chế 40

2.5.4 Phương pháp biến điệu độ rộng xung ứng dụng điều khiển số: PWM trích mẫu đều 41 2.6 Điều chế PWM cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 44

2.6.1 Phương pháp sinPWM 44

2.6.2 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) 47

2.6.2.1 Thuật toán điều chế vector không gian 47

2.6.2.2 Mô phỏng phương pháp sinPWM và SVM 56

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN VÒNG KÍN CHO CHỈNH LƯU TIRISTOR Equation Chapter 3 Section 3 59

3.1 Mạch tạo xung điều khiển các bộ biến đổi Tiristor 59

3.1.1 Nguyên lý tạo xung điều khiển cho bộ biến đổi Tiristor 59

3.1.2 Mạch tạo xung điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha 61

cuu duong than cong com

3.2 Mô hình hóa và tổng hợp mạch vòng dòng điện cho chỉnh lưu Tiristor 64

4 MÔ HÌNH HÓA CÁC BỘ BIẾN ĐỔI Equation Chapter 4 Section 4 72

4.1 Các phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi bán dẫn công suất 72

4.2 Mô hình đóng cắt 73

4.2.1 Mô hình toán học 73

4.2.2 Mô hình đóng cắt cho các bộ biến đổi DC-DC 74

4.3 Mô hình trung bình cổ điển 77

4.3.1 Cơ sở toán học của mô hình trung bình 77

4.3.2 Tuyến tính hóa và mô hình trung bình tín hiệu nhỏ 79

4.3.3 Mô hình trung bình cho các bộ biến đổi DC-DC có tính tới tổn hao 82

4.3.3.1 Mô hình trạng thái trung bình cho Bộ biến đổi kiểu boost 83

4.3.3.2 Mô hình trung bình cho Bộ biến đổi kiểu buck 85

4.3.3.3 Mô hình trung bình cho Bộ biến đổi kiểu Buck- boost 87

4.4 Mô phỏng kiểm chứng các mô hình 88

4.4.1 Mô hình mô phỏng bộ biến đổi kiểu buck 88

4.4.2 Mô hình mô phỏng boost converter 90

5 PHƯƠNG PHÁP TRUNG BÌNH PHẦN TỬ VÀ MẠNG ĐÓNG CẮT Equation Section (Next) 93

5.1 Phương pháp trung bình phần tử đóng cắt 93

5.1.1 Sơ đồ tương đương bất biến của phần tử đóng cắt 93

5.1.2 Mô hình trung bình phần tử đóng cắt cho Bộ biến đổi kiểu buck 97

5.2 Phương pháp trung bình hóa mạng đóng cắt 99

5.2.1 Trung bình hóa mạng đóng cắt cho sơ đồ Bộ biến đổi kiểu boost 99

5.2.2 Trung bình hóa mạch đóng cắt cho Buck, Buck-boost 102

5.2.3 Hàm truyền cho bộ biến đổi có tính tới điện trở cuộn cảm rL và điện trở rESR của tụ 103 5.2.4 Hàm truyền có tính tới tổn hao trên van bán dẫn và điôt 106

5.2.5 Mô hình trung bình tính tới tổn hao do quá trình đóng cắt 108

6 MÔ HÌNH TRUNG BÌNH TỔNG QUÁT Equation Section (Next) 110

6.1 Mô hình trạng thái trung bình tổng quát và vectơ động 110

6.1.1 Khái niệm về phazor động 110

6.1.2 Phương trình với các biến động tín hiệu nhỏ 112

6.1.3 Liên hệ giữa phazor động và dạng sóng thực 113

6.2 Mô hình trung bình tổng quát 114

cuu duong than cong com

6.4 Mô hình trung bình tổng quát cho nghịch lưu ba pha 120

6.4.1 Sơ đồ chỉnh lưu kiểu Boost ba pha 120

6.4.2 Sơ đồ nghịch lưu ba pha nguồn áp 124

7 MÔ HÌNH TRUNG BÌNH HẠ BẬC Equation Section (Next) 128

7.1 Phương pháp giảm bậc phương trình trạng thái 128

7.2 Mô hình giảm bậc cho Bộ biến đổi kiểu boost trong chế độ DCM 129

7.3 Mô hình trung bình giảm bậc của bộ biến đổi DC-AC nối lưới 131

8 THIẾT KẾ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI Equation Section (Next) DC/DC 135 8.1 Nhắc lại một số kiến thức về lý thuyết điều khiển tự động 135

8.2 Điều khiển trực tiếp đầu ra 139

8.2.1 Cơ sở thiết kế cấu trúc điều khiển trực tiếp đầu ra 139

8.2.2 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck 141

8.2.3 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Boost 145

8.3 Điều khiển gián tiếp đầu ra – cấu trúc hai mạch vòng 153

8.3.1 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck 158

8.3.2 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Boost 164

8.4 Điều khiển bằng phương pháp phản hồi trạng thái áp đặt điểm cực 173

8.4.1 Các bước tiến hành thiết kế 173

8.4.2 Mô phỏng kiểm chứng thiết kế 179

8.5 Triển khai cấu trúc điều khiển DC/DC trong thực tế 180

8.5.1 Kỹ thuật điều khiển tương tự 181

8.5.2 Kỹ thuật điều khiển số 181

9 ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI DC-AC VÀ AC-DC Equation Section (Next) 186

9.1 Đặc điểm và yêu cầu điều khiển cho các bộ biến đổi có khâu xoay chiều tần số thấp 186 9.2 Thiết kế điều khiển trên hệ tọa độ quay 0dq 188

9.2.1 Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu tích cực 188

9.2.2 Xác định thông số các bộ điều chỉnh PI 191

9.2.3 Kết quả mô phỏng 193

9.2.4 Cấu trúc điều khiển nghịch lưu 3 pha làm việc độc lập 199

9.3 Các bộ điều chỉnh cộng hưởng 206

9.3.1 Khái niệm về các bộ điều chỉnh cộng hưởng 206

9.3.2 Phương pháp thiết kế bộ điều chỉnh PR 210

9.3.2.1 Phương pháp thiết kế trên miền tần số 210

cuu duong than cong com

9.3.2.2 Phương pháp đa thức Naslin 213

9.3.2.3 Số hóa bộ điều chỉnh PR 215

9.3.3 Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu tích cực 1 pha 217

9.3.4 Cấu trúc điều khiển nghịch lưu nguồn áp độc lập 1 pha 223

9.4 Thuật toán vòng khóa pha 228

9.4.1 Thuật toán vòng khóa pha 3 pha 228

9.4.2 Thuật toán vòng khóa pha 1 pha 231

9.5 Triển khai hệ thống điều khiển bộ biến đổi DC/AC trong thực tế 234

10 CÁC PHƯƠNG PHÁP THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN CHO ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT Equation Section (Next) 244

10.1 Một số cơ sở toán học 244

10.2 Bậc tương đối và động học không 246

10.3 Tổng quan về các phương pháp điều khiển phi tuyến áp dụng cho Điện tử công suất 248 11 TUYẾN TÍNH HÓA BẰNG PHẢN HỒI CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT Equation Section (Next) 250

11.1 Khái niệm về tuyến tính hóa nhờ phản hồi 250

11.2 Khả năng vận dụng phương pháp thiết kế tuyến tính hóa chính xác cho bộ biến đổi DC/DC 253 11.2.1 Xét ví dụ cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck 253

11.2.2 Xét ví dụ bộ biến đổi DC/DC kiểu Boost 256

11.3 Khả năng vận dụng phương pháp thiết kế tuyến tính hóa chính xác cho bộ biến đổi AC/DC 261 12 ĐIỀU KHIỂN TỰA PHẲNG CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 262

12.1 Hệ phẳng và điều khiển tựa khiển phẳng 262

12.2 Phương pháp thiết kế hệ thống điều khiển tựa phẳng 264

12.3 Áp dụng điều khiển tựa phẳng cho bộ biến đổi DC/DC 266

12.3.1 Ví dụ cho bộ biến đổi Buck 266

12.3.2 Ví dụ cho bộ biến đổi Boost 269

12.4 Áp dụng điều khiển tựa phẳng cho nghịch lưu nguồn áp ba pha nối lưới 273

12.4.1 Xác định mô hình tựa phẳng 273

12.4.2 Thiết kế trực tiếp 275

12.4.3 Điều khiển nối cấp 275

12.4.4 Mô phỏng 277

cuu duong than cong com

13.2 Biểu diễn Euler-Lagrange cho hệ động học 279

13.3 Mô hình tổng quát dạng thụ động cho các bộ biến đổi bán dẫn công suất 280

13.4 Ví dụ biểu diễn dạng Euler-Lagrange của các bộ biến đổi 282

13.5 Điều khiển ổn định cho các bộ biến đổi bán dẫn công suất 290

13.5.1 Cơ sở lý thuyết trong điều khiển ổn định 290

13.5.2 Tính toán biến điều khiển cho vấn đề ổn định hệ thống 292

13.5.3 Hệ điều khiển thụ động thích nghi ước lượng tham số 293

13.6 Ví dụ thiết kế điều khiển tựa thụ động cho Bộ biến đổi kiểu boost 294

13.6.1 Tính toán tín hiệu điều khiển 294

13.6.2 Tính chọn các hệ số cho ma trận cản dịu 296

13.6.3 Phân tích tính ổn định của hệ kín 297

13.6.4 Thích nghi ước lượng tham số 298

13.6.5 Mô hình mô phỏng hệ thống điều khiển tựa thụ động thích nghi ước lượng tham số cho Bộ biến đổi kiểu boost 299

14 ĐIỀU KHIỂN HỆ CÓ CẤU TRÚC THAY ĐỔI Equation Section (Next) 300

14.1 Hệ thống điều khiển kiểu rơ-le 300

14.2 Chế độ trượt trong VSS 302

14.2.1 Ví dụ một hệ VSS đơn giản 302

14.2.2 Chế độ trượt trong VSS 304

14.2.3 Tính ổn định của chế độ trượt 305

14.2.4 Điều khiển trượt cho Bộ biến đổi kiểu buck 306

14.2.5 Mô phỏng hệ điều khiển trượt cho Bộ biến đổi kiểu buck 308

14.3 Điều kiện tồn tại chế độ trượt 310

14.4 Điều khiển tương đương 311

14.4.1 Điều khiển tương đương đối với hệ tuyến tính điều khiển vô hướng 312

14.4.2 Điều khiển tương đương đối với hệ tuyến tính điều khiển vector 313

14.4.3 Điều khiển tương đương đối với hệ phi tuyến tính dạng affin 314

14.5 Phương pháp thiết kế điều khiển theo mode trượt 315

14.5.1 Thiết kế điều khiển trượt cho bộ biến đổi kiểu buck 315

14.5.2 Thiết kế điều khiển trượt cho bộ biến đổi kiểu boost 320

14.5.3 Thiết kế điều khiển trượt cho các BBĐ DC-DC 327

14.6 Thiết kế điều khiển trượt cho BBĐ DC-AC 330

15 Tài liệu tham khảo 332

cuu duong than cong com

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT

Các chữ viết tắt

PAF Bộ lọc tích cực (Power Active Filter)

CCM Chế độ dòng điện liên tục (Continuous-conduction mode)

DCM Chế độ dòng điện gián đoạn (Discontinuous-conduction mode)

SISO Một đầu vào – một đầu ra (Single Input Single Output)

CF PWM Bộ điều chế với tần số không đổi

MIMO Nhiều đầu vào – nhiều đầu ra (Multiple-Input-Multiple-Output)

PWM Điều chế độ rộng xung (Pulse-width modulation)

SWM Điều chế độ rộng xung (Space vector modulation)

ZOH Khâu trích mẫu và giữ bậc không (Zero-Order Hold)

PFC Hiệu chỉnh hệ số công suất (Power factor correction)

PM Dự trữ pha (Phase Margin)

GM Dự trữ biên độ (Gain Margin)

ADC Chuyển đổi tương tự sang số (Analog to Digital Converter)

DAC Chuyển đổi số sang tương tự (Digital to Analog Converter)

PLL Vòng khóa pha (Phase Locked Loop)

PI Bộ điều chỉnh tỷ lệ tích phân (Proportional Integral)

PR Bộ điều chỉnh cộng hưởng tần số (Proportional Resonant)

DSP Xử lý tín hiệu số (Digital Signal Processor)

VOC Điều khiển tựa điện áp lưới (Voltage Oriented Control)

EMI Nhiễu điện từ (Electromagnetic interference)

UPS Thiết bị cấp nguồn liên tục (Uninterruptible power supplier)

RHP Điểm zero nằm bên phải mặt phẳng phức (Right half plane)

ESR Nội trở nối tiếp tụ điện (Equivalent series resistance)

PV Pin mặt trời (Photovoltaics)

FPGA Field-programmable gate array

SMC Điều khiển trượt (Sliding mode control)

Các ký hiệu

Von V Điện áp giữa ca-tôt và a-nốt giảm xuống đến Von

diT/dt Tốc độ giảm dòng qua van về không

cuu duong than cong com

tq s Thời gian khóa van,lớn hơn thời gian phục hồi khoảng

2 lần

dvT/dt V/s Tốc độ tăng điện áp

Uco V Điện áp ngắn mạch khi van bị khóa

RGint Ω Điện trở nội của cực điều khiển

RGext Ω Điện trở mắc nối tiếp ở cực điều khiển

VP V Giá trị đỉnh xung điều khiển đưa ra từ Driver

UGS(th) V Giá trị ngưỡng của UGS khi tụ (CGS + CDSl) được nạp

td(on) = t1 s Thời gian trễ khi mở

t1,t2, t3, t4 s Các khoảng thời gian đặc trưng

A1 Đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + CGD)

A2 Đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng

t2 đến t4

td(off) s Thời gian trễ khi khóa

RDS(on) Ω Điện trở DS khi dẫn

Cgc, Cge F Thể hiện các tụ ký sinh giữa cực điều khiển và

collector, emitter

VGE(th) V Điện áp giữa cực điều khiển và emitter đạt đến giá trị

ngưỡng (khoảng 3 – 5V)

tr s Thời gian dòng điện giữa collector-emitter tăng theo

quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I0

VGE,Io V Điện áp giữa cực điều khiển và emitter

VCE V Điện áp giữa collector-emitter

tfv1, tfv2 s Hai giai đoạn của quá trình mở

Ron Ω Điện trở giữa collector-emitter khi khóa bão hòa hoàn

toàn

VCE,on V Khi bão hòa hoàn toàn,VCE,on = I0Ron

VG V Điện áp giữa cực điều khiển và emittertăng đến giá trị

cuối cùng

tfi1,tfi2 s Hai giai đoạn giảm dòng qua collector

i1, i2 A Dòng của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT ở 2

giai đoạn tfi1 và tfi2

UCE(sat) A Điện áp khi IGBT dẫn

dUCE/dt

cuu duong than cong com

∆UGE V

IG,max A Dòng điện được dòng điều khiển đầu cung cấp

P W Tổn hao công suất trung bình do mạch phát xung

vcontrol(t) V tín hiệu từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp

vr(t) V tín hiệu đặt dòng điện có dạng sin

H(s) hàm truyền của bộ điều chỉnh điện áp

r(t)

R1 biên độ của thành phần sóng sin cơ bản mong muốn

G1(s) hệ số khuếch đại của bộ điều chế

G2(s) Hệ số khuếch đại của khâu điều chế

VOC(t) V Điện áp đầu ra nghịch lưu

vAn, vBn, vCn V Điện áp giữa các pha đầu ra so với điểm giữa nguồn

Um V Điện áp 3 pha được biểu diễn trong hệ tọa độ αβ

fh Hz Tần số của các thành phần hài sau phép điều chế

 rad Góc chậm pha so với điểm chuyển mạch tự nhiên của

các tiristo được điều khiển mở bởi các xung tại các thời điểm

Vdα V điện áp trung bình của đầu ra chỉnh lưu Tiristor loại p

xung

2

m

V V giá trị đỉnh của điện áp dây đặt vào mạch chỉnh lưu

x(t) vector biến trạng thái n phần tử

e(t) vector p phần tử của các nguồn độc lập

ak, bk biên độ của các thành phần sóng hài bậc k có trong

e vector với độ dài E, quay với tốc độ góc 𝜔

id,iq 2 thành của dòng điện trong hệ trục 0dq

  t

 tín hiệu sin chuẩn, tần số bằng tần số điện áp nguồn e

cuu duong than cong com

u , uβ V tín hiệu điều khiển đến từ khâu điều chế

e, e V Sức điện động điện áp đầu ra xoay chiều

 t

e

 điểm làm việc cân bằng tại đầu vào điều khiển

  Hệ số với tín hiệu vào điều khiển  

Pin_DC W Công suất đưa vào tụ DC-link

uAC(t) V Tín hiệu điều khiển

αi khoảng cách giữa các điểm cắt này theo trục hoành

𝜃e tín hiệu sai lệch pha giữa góc pha thực và góc pha tính

toán của vector điện áp

T s Chu kỳ trích mẫu thực hiện thuật toán PLL

Is_Max A giá trị dòng điện pha lớn nhất

cs

UC_max V Điện áp trên tụ lớn nhất

C(q, q˙) ma trận lực ly tâm và lực Coriolis

cuu duong than cong com

H ma trận xác định dương gọi là hàm tích trữ

F(u) ma trận biểu diễn phần năng lượng nội tại trong hệ

thống K(u) ma trận xác định không âm thể hiện tốc độ tổn hao của

năng lượng

RLi(u) Ω điện trở tương đương trong mạch

xTF(u)x

xdc quỹ đạo trạng thái mong muốn ở chế độ xác lập

xdf quỹ đạo trạng thái tương ứng của biến tự do

Kic, Kif

Pr và Pest tham số thật và tham số được ước lượng tương ứng

 ma trận đường chéo xác định nửa dương dùng để xác

định tốc độ hội tụ của ước lượng tham số

τf s hằng số thời gian của biến tự do xf

τc s Hằng số thời gian của biến điều khiển được

γ1, γ2 hai số dương, xác định tốc độ hội tụ của sai lệch ước

lượng tham số E, Y tới không

Kv một hệ số của các tọa độ trên mặt phẳng pha

Rs Ω xác định độ nghiêng của đường thẳng trượt, có thể là

điện trở của mạch đo dòng điện



1 Hz Tần số cắt của khâu lọc bậc nhất

M

 băng thông lớn nhất có thể đạt được của đáp ứng sai

lệch đầu ra v ˆo trong miền thời gian

cuu duong than cong com

1 TỔNG QUAN VỀ CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

VÀ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN

Các bộ biến đổi bán dẫn đóng vai trò là một khâu biến đổi với hiệu suất cao nguồn điện phía

đầu vào tới đầu ra với các thông số thay đổi như mong muốn Yêu cầu đầu tiên đối với quá trình biến

đổi là hiệu suất cao nhất có thể Để đạt hiệu suất cao các bộ biến đổi sử dụng các phần tử bán dẫn công

suất như các khoá điện tử, dùng để nối tải vào nguồn theo những quy luật nhất định, trong những khoảng

thời gian nhất định, nhờ đó mà biến đổi được các thông số của nguồn điện, đáp ứng các yêu cầu khác

nhau của phụ tải cũng như các yêu cầu về điều chỉnh khác nhau Các quy luật đóng cắt van bán dẫn

được thực hiện bởi các khâu điều chế độ rộng xung (PWM) Các phần tử công suất đóng cắt các dòng

điện, có thể rất lớn, hàng trăm đến hàng nghìn A, dưới điện áp có thể rất cao, từ vài chục đến vài trăm

V, tuy nhiên lại được điều khiển bởi những dòng điện, điện áp rất nhỏ, tạo ra bởi những mạch điện tử

công suất nhỏ thông thường, gọi là các mạch phát xung

Để có được những thông số nguồn điện ở đầu ra mong muốn, như giá trị và dạng sóng của điện

áp, dòng điện, trong điều kiện các thông số của nguồn và các biến động của tải tác động, có thể phải áp

dụng các hệ thống điều khiển có phản hồi Trong đa số trường hợp bộ biến đổi không thể làm việc được

nếu thiếu các mạch vòng điều chỉnh kín Việc áp dụng các công cụ của Lý thuyết điều khiển tự động

trong các ứng dụng của Điện tử công suất gọi là điều khiển Điện tử công suất

Các mạch phát xung phải tạo ra xung điều khiển trực tiếp đóng cắt các van bán dẫn, được xây

dựng từ các phần tử rời rạc Các khâu điều chế có thể xây dựng từ các phần tử rời rạc, nghĩa là hoàn

toàn bằng phần cứng, nhưng cũng có thể thực hiện bằng phần mềm Khi đó quy luật điều chế có thể

thực hiện bằng chương trình trên các vi điều khiển hoặc bộ xử lý tín hiệu số DSP Cùng với khâu phát

xung, khâu điều chế được coi là mức điều khiển thấp nhất

Các mạch vòng điều chỉnh bao gồm các mạch đo lường dòng điện, điện áp, bộ xử lý sai lệch,

đưa ra tín hiệu điều khiển tới mạch điều khiển ở mức thấp hơn Trước đây mạch vòng điều chỉnh chủ

yếu được xây dựng bởi các phần tử tương tự rời rạc vì bản chất nó phải làm việc với các tín hiệu tương

tự Tuy nhiên ngày nay do tiến bộ vượt bậc của vi điều khiển và DSP các hệ thống điều khiển hoàn toàn

số đã được áp dụng rộng rãi Do đó các hệ thống điều chỉnh chủ yếu được thực hiện bằng phần mềm

1.1 Sơ đồ hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

Trong xu hướng phát triển hiện nay phần lớn các bộ biến đổi Điện tử công suất là một hệ thống

điều khiển số Về mặt cấu tạo hệ thống bao gồm phần cứng và phần mềm Phần cứng bao gồm mạch

lực, các khâu phát xung được xây dựng từ các phần tử rời rạc Các khâu đo lường các tín hiệu điện như

dòng điện, điện áp, cũng dùng những mạch tương tự để phối hợp trở kháng, chuẩn hóa, lọc nhiễu, trước

khi đưa tín hiệu đến các khâu A/D để chuyển thành tín hiệu số Phần mềm sẽ chịu trách nhiệm xử lý

các tín hiệu trong môi trường số Bản chất các hệ thống điều khiển số là các hệ trích mẫu, trong đó các

tín hiệu vào ra được cập nhật ở đầu mỗi chu kỳ, quá trình tính toán phải hoàn thành trong chu kỳ trích

mẫu và cập nhật trên đầu ra ở đầu chu kỳ tiếp theo Những quá trình nhanh như mạch vòng dòng điện

phải được cập nhật với chu kỳ ngắn hơn nhiều so với các quá trình chậm, như mạch vòng điện áp hoặc

các mạch vòng bên ngoài của bộ biến đổi Mối quan hệ giữa các khâu và quá trình xử lý trong hệ thống

điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất được minh họa như trên hình 1.1

cuu duong than cong com

U/I

I/U Process

100 ms

10 ms

.

Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu

Trên hình 1.1 thể hiện vị trí của các thành phần trong hệ thống điều khiển bộ biến đổi bán dẫn nói chung, trong đó chỉ ra mối quan hệ giữa phần cứng và phần mềm thông qua khoảng thời gian trích mẫu tương ứng Phần cứng bao gồm mạch van bán dẫn và mạch phát xung với thời gian tác động ngắn nhất, cỡ 0,1 ÷ 1 µs Mạch điều khiển ở cấp thấp nhất bao gồm khâu điều chế, mạch đo các đại lượng điện như điện áp, dòng điện ở đầu vào, đầu ra bộ biến đổi hoạt động với chu kỳ trích mẫu cập nhật tín hiệu vào, ra cỡ 10 µs Mạch vòng tác động nhanh như mạch vòng dòng điện, mạch vòng mô men, cùng với khâu đo lường các biến quá trình (có thể là tốc độ, áp suất, nhiệt độ, ) thường cập nhật với chu kỳ

cỡ 100 µs Mạch vòng ngoài cùng liên quan đến công nghệ như tốc độ, độ dịch chuyển, vị trí, cập nhật

ở tần số thấp, chu kỳ cỡ 1 ms Các quá trình theo dõi, giám sát, trao đổi thông tin với hệ thống điều khiển cấp cao hơn được trích mẫu với thời gian cỡ 100 ms

Hình 1.1 thể hiện một hệ thống điều khiển số Tuy nhiên một hệ thống điều khiển tương tự cũng

có thể được hình dung với việc sắp đặt các mạch vòng tương tự như vậy, trong đó thời gian trích mẫu được hiểu là các hằng số thời gian nhanh chậm tương ứng

1.2 Mạch phát xung điều khiển đóng mở van bán dẫn

1.2.1 Điều khiển mở cho Tiristor

Tiristor là phần tử khóa bán dẫn cơ bản, mở dẫn dòng bằng tín hiệu điều khiển nhưng khóa lại

do tác dụng bên ngoài Tiristor khóa lại khi bị đặt điện áp ngược lên giữa ca-tốt và a-nốt hoặc do dòng qua nó về bằng không Nói cách khác thì tiristor là phần tử điều khiển không hoàn toàn Đặc tính đóng cắt của tiristor cho trên hình 1.2

Trên hình 1.2 tiristor được điều khiển mở bởi một xung dòng điện đưa vào giữa cực điều khiển

và ca-tốt iG Sau một khoảng thời gian trễ td dòng qua tiristor iT bắt đầu tăng lên đến giá trị ID và điện

áp giữa ca-tôt, a-nốt vT giảm xuống đến giá trị Von là sụt áp nhỏ rơi trên van khi mở Khi tiristor đã dẫn dòng xung điều khiển không còn cần thiết nữa Thời gian từ lúc có xung điều khiển đến khi van mở dẫn hoàn toàn như trên đồ thị tgt là thời gian mở van

cuu duong than cong com

Hình 1.2 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt

Giả sử tại thời điểm t1, điện áp trên van đảo cực tính, van bắt đầu khóa lại Dòng qua van giảm

về không với một tốc độ giảm diT/dt do mạch bên ngoài quyết định Dòng tiếp tục đảo chiều qua không

đến giá trị đỉnh Irr sau đó mới giảm dần về không Thời gian dòng có giá trị âm trr là khoảng thời gian

phục hồi tính chất khóa của van, thiết lập giá trị điện áp âm cho tiếp giáp bán dẫn p-n Lượng điện tích

đi vào cấu trúc bán dẫn để xác lập điện áp trên các tiếp giáp phân cực ngược, bằng phần diện tích dưới

đường cong dòng điện, Qrr gọi là điện tích phục hồi Cho đến khi dòng ngược chưa đạt giá trị đỉnh Irr

van vẫn trong trạng thái phân cực thuận, điện áp giữa a-nốt, ca-tốt vẫn có giá trị dương nhỏ Von Từ thời

điểm dòng ngược bắt đầu giảm van mới thực sự bị phân cực ngược, điện áp trên van mới tăng lên đến

giá trị điện áp âm như từ ngoài đặt vào Trên đồ thị có thể thấy điện áp trên van có một giá trị đỉnh trong

một thời gian ngắn do dòng ngược biến động nhanh sinh ra trên các điện cảm ký sinh trong mạch Thời

gian van khóa lại coi là khoảng thời gian bắt đầu từ khi dòng qua không và lớn hơn thời gian phục hồi

khoảng 2 lần, tq Sau thời gian tq điện áp trên van có thể dương trở lại mà van không bị tự mở ra Đối

với tiristor thời gian khóa của van quyết định bởi thời gian phục hồi trr Với các tiristor nhanh trr cỡ từ

5 đến 30 µs, với các van chậm trr có thể đến 100 µs

cuu duong than cong com

Ngoài thời gian đóng mở, các thông số quan trọng liên quan đến đặc tính động của van còn là các giới hạn cho phép về tốc độ tăng dòng điện diT/dt và tốc độ tăng điện áp dvT/dt

Sơ đồ tiêu biểu của một mạch khuếch đại xung điều khiển tiristor được cho trên hình 1.3 Trên

sơ đồ hình 1.3 (a) khóa transistor T được điều khiển bởi một xung có độ rộng nhất định, đóng cắt điện

áp phía sơ cấp biến áp xung Xung điều khiển đưa đến cực điều khiển của tiristor ở phía bên cuộn thứ cấp Mạch lực được cách ly hoàn toàn với mạch điều khiển bởi biến áp xung Điện trở R hạn chế dòng qua transistor và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển Điôt D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến

áp xung khi transistor T khóa lại để chống quá áp trên T Điôt D2 ngăn xung âm vào cực điều khiển Điôt D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi tiristor bị phân cực ngược Trên hình 1.3 (b) tiristor được điều khiển bởi mạch phát xung cách ly nhờ optocoupler, trong đó cần có nguồn cách ly bên phía cực điều khiển

1.2.2 Điều khiển đóng cắt cho MOSFET

Quá trình điều khiển đóng cắt một khóa MOSFET được mô tả qua sơ đồ trên hình 1.4 Trên hình 1.4, MOSFET được thay thế bằng mạch tương đương với các tụ ký sinh giữa các cực máng D, cực gốc S, và cực điều khiển G Van đóng cắt một phụ tải nguồn dòng giữa cực máng và cực gốc, song song với điôt D để ngắn mạch khi van bị khóa, dưới điện áp +Uco, được điều khiển bởi mạch phát xung DRIVER Đây là loại phụ tải tiêu biểu cho van trong sơ đồ các bộ biến đổi bán dẫn Trên cực điều khiển ngoài điện trở nội tại RGint ta xét đến ảnh hưởng của điện trở mắc thêm RGext

Hình 1.4 Mạch điều khiển mở MOSFET

Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVER ở đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ VP đưa đến trở RGext Điện áp UGS sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi T1 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDl), trong đó tụ CGD đang ở mức thấp CGDl do điện áp UDS đang ở mức cao Dạng sóng của quá trình mở van thể hiện trên hình 1.5 (a) Theo đồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 đến t1, tụ (CGS + CDSl) được nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng UGS(th) Trong khoảng này cả điện áp UDS lẫn dòng ID đều chưa thay đổi td(on) = t1 gọi là thời gian trễ khi mở Bắt đầu từ thời điểm t1 khi UGS đã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng cực máng ID bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp UDS vẫn giữ nguyên ở giá trị điện áp nguồn VDD

Trên đồ thị hình 1.5 (a), A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + CGD) trong khoảng t1 đến

t2, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng t2 đến t4

cuu duong than cong com

Nếu coi điôt không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của điôt sẽ ảnh hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như được chỉ ra trong hình 1.5 (a), theo đó dòng ID có đỉnh nhô cao ở thời điểm t2tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi điôt D

Hình 1.5 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở,

(b) Quá trình điều khiển khóa

Dạng sóng của quá trình khóa thể hiện trên hình 1.5 (b) Khi đầu ra của vi mạch điều khiển DRIVER xuống đến mức không VGS bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext+ RGin).(CGS + CGDh) từ 0 đến t1, tuy nhiên sau thời điểm t3 thì hằng số thời gian lại là T1 = (Rdr + RGext+ RGin).(CGS + CGDl) Từ 0 đến t1 là thời gian trễ khi khóa td(off), dòng điều khiển phóng điện cho tụ CGS

và tụ CGD Sau thời điểm t1 điện áp VSD bắt đầu tăng từ ID.RDS(on) đến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi đó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ Khoảng thời gian từ t2 đến t3 tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá trị không đổi Sau thời điểm t3 dòng ID bắt đầu giảm

về đến không ở thời điểm t4 Từ t4 MOSFET bị khóa hẳn

Cả quá trình mở và khóa của MOSFET đều phụ thuộc vào hằng số thời gian phóng nạp tụ CGS

và CGD, với sự tham gia của điện trở RGext Thay đổi giá trị điện trở này có thể làm giảm thời gian đóng

cuu duong than cong com

1.2.3 Điều khiển đóng cắt cho IGBT

Xét quá trình mở và khóa một IGBT theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình 1.6 Trên sơ đồ IGBT đóng cắt một tải cảm có điôt không D0 mắc song song IGBT được điều khiển bởi nguồn tín hiệu với biên độ VG, nối với cực điều khiển G qua điện trở RG Cgc, Cge thể hiện các tụ ký sinh giữa cực điều khiển và collector, emitter

Hình 1.6 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT

Quá trình mở IGBT diến ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều khiển đầu vào tăng từ không đến giá trị VG Dạng sóng của quá trình mở IGBT cho trên hình 1.7 Trong thời gian trễ khi mở td(on) tín hiều điều khiển nạp điện cho tụ Cge làm điện áp giữa cực điều khiển và emitter tăng theo quy luật hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng VGE(th) (khoảng 3 – 5V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra Dòng điện giữa collector-emitter tăng theo quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I0 trong thời gian tr Trong thời gian tr điện áp gữa cực điều khiển và emitter tăng đến giá trị VGE,Io, xác định giá trị dòng I0 qua collector Do điôt D0 còn đang dẫn dòng tải I0 nên điện áp VCE vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn một chiều Vdc Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai đoạn, tfv1 và tfv2 Trong suốt hai giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiển giữ nguyên ở mức VGE,Io(mức Miller), để duy trì dòng I0, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ Cgc IGBT vẫn làm việc trong chế độ tuyến tính Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của điôt D0 Dòng phục hồi của điôt D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I0 của IGBT Điện áp VCE bắt đầu giảm IGBT chuyển điểm làm việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang vùng bão hòa Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm điện trở trong vùng thuần trở của collector, dẫn đến điện trở giữa collector-emitter về đến giá trị Ron khi khóa bão hòa hoàn toàn, VCE,on = I0Ron

Sau thời gian mở ton, khi tụ Cgc đã phóng điện xong điện áp giữa cực điều khiển và emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng CgeRG, đến giá trị cuối cùng VG

Dạng điện áp, dòng điện của quá trình khóa thể hiện trên hình 1.8 Quá trình khóa bắt đầu khi điện áp điều khiển giảm từ VG xuống –VG Trong thời gian thời gian trễ khi khóa td(off), chỉ có tụ đầu vào

Cge phóng điện qua dòng điều khiển đầu vào với hằng số thời gian bằng CgeRG, tới mức điện áp Miller Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và emitter bị giữ không đổi do điện áp Vce bắt đầu tăng lên và do đó tụ Cgc bắt đầu được nạp điện Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho

tụ Cgc nên điện áp VGE được giữ không đổi

cuu duong than cong com

Hình 1.7 Đồ thị dạng xung khi điều khiển

mở IGBT

Hình 1.8 Đồ thị dạng xung khi điều khiển

khóa IGBT

Điện áp Vce tăng từ giá trị bão hòa Vce,on tới giá trị điện áp nguồn Vdc sau khoảng thời gian trV

Từ cuối khoảng trV điôt D0 bắt đầu mở ra cho dòng tải I0 ngắn mạch qua, do đó dòng collector bắt đầu giảm Quá trình giảm dòng diễn ra theo hai giai đoạn, tfi1 và tfi2 Trong giai đoạn đầu, thành phần dòng i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT suy giảm nhanh chóng về không Điện áp Vge ra khỏi mức Miller và giảm về mức điện áp điều khiển ở đầu vào –VG với hằng số thời gian RG(Cge + Cgc) Ở cuối khoảng tfi1, Vge đạt mứcngưỡng khóa của MOSFET, VGE(th), tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của transistor p-n-p bắt đầu suy giảm Quá trình giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp n- chỉ bị mất đi do quá trình tự trung hòa điện tích tại chỗ Đó là vấn đề đuôi dòng điện đặc trưng cho IGBT mà không có ở MOSFET

Lớp n- trong cấu trúc bán dẫn của IGBT giúp giảm điện áp rơi khi dẫn vì khi đó số lượng các điện tích thiểu số (các lỗ) tích tụ trong lớp này làm giảm điện trở đáng kể Tuy nhiên các điện tích tích

tụ này lại không có cách gì di tản ra ngoài một cách chủ động được, làm tăng thời gian khóa của phần

tử Ở đây công nghệ chế tạo bắt buộc phải thỏa hiệp So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương đương nhưng thời gian khóa thì dài hơn

Khi dẫn IGBT dẫn dùng tham số UCE(sat) tương tự như ở transitor Cũng có hãng chế tạo đưa ra điện áp trên IGBT khi dẫn bão hòa, bao gồm cả hai thành phần cấu tạo transitor và MOS trong IGBT là:

C E sat C E p n C E on c

Điện áp U của IGBT thường nhỏ hơn MOSFET, và đây cũng là ưu điểm IGBT so với

cuu duong than cong com

Đối với MOSFET, xung điều khiển mở UGS-on = 6÷10V, xung khóa thường chỉ yêu cầu UGS-off

= 0V Đối với IGBT, xung mở UGE-on = 15V, xung khóa phải có giá trị âm UGE-off = - 5V

1.2.4 Mạch driver cho MOSFET và IGBT

Những khó khăn trong điều khiển IGBT và MOSFET chủ yếu là tạo được các xung điều khiển với sườn xung dựng đứng, thời gian tạo sườn xung chỉ cỡ vài ns hoặc nhỏ hơn Các tụ điện ký sinh giữa cực điều khiển G với cực gốc S (hoặc E ở IGBT), giữa cực G với cực máng D (hoặc collectơ C), cản trở tốc độ thay đổi của tín hiệu điều khiển Đã có nhiều vi mạch chuyên dụng, phục vụ cho khâu tạo xung điều khiển cuối cùng này, gọi là các driver Sơ đồ một mạch driver cho trên hình 1.9

Hình 1.9 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver cho MOSFET, IGBT

Điện trở RG mắc nối tiếp với cực điều khiển có một số tác dụng quan trọng RG giảm thời gian xác lập tín hiệu điều khiển, giảm ảnh hưởng của dUCE/dt, giảm tổn thất năng lượng trong quá trình điều khiển nhưng lại làm mạch điều khiển nhạy cảm hơn với điện cảm ký sinh trong mạch

Dòng điều khiển đầu vào phải cung cấp được dòng điện có biên độ bằng:

,max GEG

G

UI

Trong khi MOSFET có thể điều khiển khóa lại dễ dàng nhờ đưa tín hiệu điều khiển giữa G và

S về mức 0V thì ở IGBT thời gian khóa bị kéo dài hơn do cấu trúc bán dẫn giống như tranzito thường Ngoài ra việc khóa IGBT không thể chủ động như ở MOSFET, khi quá tải IGBT có thể ra khỏi chế độ bão hòa, tổn hao công suất trên phần tử có thể tăng vọt, phá hỏng phần tử Chính vì vậy driver cho IGBT thường có kết hợp một driver giống như ở MOSFET với các mạch bảo vệ chống quá tải khác Sơ

đồ điều khiển IGBT dùng IC driver HCPL-316J cho trên hình 1.10

Hình 1.10 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J

Hình 1.11 Sơ đồ mạch sử dụng driver HCPL 316J với bộ đệm khuếch đại dòng điện Driver cho IGBT có tích hợp quá tải bằng cách theo dõi điện áp giữa collectơ và emitơ trong thời gian có tín hiệu mở, nếu điện áp này lớn hơn 5 đến 7V mạch sẽ tự động phát tín hiệu quá tải và thực hiện khóa IGBT lại với thời gian khóa được kéo dài ra gấp 10 lần (tới 10s) Như vậy IGBT sẽ khóa lại qua vùng tuyến tính, dòng tải không bị ngắt đột ngột, tránh được xung quá điện áp đánh thủng van Chức năng bảo vệ này gọi là desaturation, nghĩa là khoá qua vùng không bão hoà Sơ đồ cho trên hình 1.11 là phương án điều khiển các IGBT dòng lớn hơn, đến 600 A, dùng Driver HCPL 310J, đầu

ra có mạch đệm dùng hai MOSFET công suất nhỏ để khuếch đại xung đầu ra

cuu duong than cong com

1.3 Mục tiêu đặt ra trong thiết kế điều khiển các bộ biến đổi

Hệ thống điều khiển các bộ biến đổi bán dẫn có mục đích đảm bảo quá trình biến đổi năng lượng diễn ra trong bộ biến đổi trong khi sự thay đổi của một số biến đầu ra tuân theo các yêu cầu đặt ra Ví dụ trong các bộ biến đổi DC-DC, một điện áp nguồn DC đầu vào, thay đổi trong một phạm vi nhất định, được biến đổi thành một điện áp DC ở đầu ra và cần được giữ ổn định ngay cả khi tải thay đổi trong một phạm vi rộng, như đối với Bộ biến đổi kiểu boost trong

Hình 1.12 Sơ đồ cấu trúc điều khiển điện áp đầu ra cho Bộ biến đổi kiểu boost

Trong một cấu trúc khác, như sơ đồ trên hình 1.13, bộ biến đổi DC-AC phải đảm bảo đưa được năng lượng từ phía nguồn phát DC, có thể là pin mặt trời, về phía nguồn lưới AC, với biên độ điện áp và tần số tương đối ổn định Trong sơ đồ này để đảm bảo quá trình biến đổi diễn ra điện áp một chiều trên tụ DC-link phải được giữ ổn định, cao hơn giá trị biên độ của điện áp lưới, dòng điện qua cuộn cảm liên kết nghịch lưu với lưới L phải có dạng hình sin Điều này có thể thực hiện được nhờ cấu trúc điều khiển hai mạch vòng, mạch vòng điện áp bên ngoài và mạch vòng dòng điện bên trong

Trong các bộ lọc tích cực (Power Active Filter – PAF) cũng có yêu cầu điều khiển hai thông số, trong đó điện áp vDC cần giữ không đổi ở mức cao hơn giá trị biên độ của điện áp phía lưới xoay chiều Dòng điện qua cuộn cảm liên kết cần được bảo đảm có dạng chứa đủ các sóng hài bậc cao để bơm vào điểm kết nối, bù hết được dòng tải phi tuyến, qua đó dòng phía lưới sẽ có dạng sin Điều này đòi hỏi mạch vòng dòng điện phải có băng thông đủ rộng để cho qua sóng hài đến bậc cao nhất theo dòng cần bù

Nhìn chung quá trình thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi bán dẫn công suất có mục tiêu đảm bảo các quá trình ở tần số thấp, thường thấp hơn nhiều so với tần số đóng cắt của các khóa bán dẫn Chính vì điều này mà các mô hình trung bình có ý nghĩa rất quan trọng trong mô

tả đặc tính động học của các bộ biến đổi

cuu duong than cong com

C

* s

có khả năng loại bỏ gần như hoàn toàn tác động của những nhiễu ngẫu nhiên mà nhiễu này có thể không mô tả được Khi bộ biến đổi đảm bảo quá trình trao đổi năng lượng với một “lưới điện khỏe”, ví dụ như lưới điện quốc gia, thì có thể coi một phía nguồn là nguồn áp lý tưởng,

bộ biến đổi sẽ làm việc trong điều kiện điện áp hình sin và yêu cầu chính là khả năng điều chỉnh dòng công suất tác dụng cũng như công suất phản kháng, nói cách khác là đảm bảo yêu cầu về cân bằng năng lượng tức thời Chính vì điều này lý thuyết về công suất tức thời có ý nghĩa quan trọng để có thể mô hình hóa các biến liên quan đến năng lượng Trong các hệ thống nguồn phát phân tán (Distributed Generation – DG) trong các hệ thống năng lượng tái tạo nguồn lưới thể hiện là một “lưới yếu”, đối lập với khái niệm lưới khỏe trên đây Việc mô hình hóa trở nên một bài toán phức tạp hơn vì phải mô tả hệ thống cân bằng năng lượng trong điều kiện các thông

số như tần số, điện áp thay đổi trong một phạm vi rộng và phải chỉ ra đâu là bộ điều khiển tần

số, đâu là bộ điều khiển điện áp (những thông số này là cố định trong hệ thống điện quốc gia)

Trong đa số trường hợp mô hình bộ biến đổi sử dụng những cặp nguồn phụ thuộc điều khiển bởi cùng một đầu vào, hệ số lấp đầy xung d Chính điều này làm cho mô hình là phi tuyến (có tích của biến trạng thái với biến điều khiển) và đặc tính của hệ thống phụ thuộc vào

cuu duong than cong com

Các phần tử thụ động như cuộn cảm, tụ điện cũng có thể thay đổi tùy theo dòng điện, điện áp trên chúng, dẫn đến mô hình sẽ có các thông số thay đổi Tùy theo thiết kế các phần tử này cũng ảnh hưởng đến chế độ làm việc của bộ biến đổi như chế độ dòng liên tục (CCM), dòng gián đoạn (DCM), điều này có thể thay đổi cả cấu trúc của hệ thống điều khiển

Băng thông của mạch vòng kín là yêu cầu cơ bản đặt ra khi thiết kế điều khiển nên khi các thông số thay đổi độ dự trữ ổn định về pha có thể ảnh hưởng rất mạnh Vì vậy ở đây người thiết kế phải biết thỏa hiệp giữa chất lượng điều khiển và hiệu quả chung của sơ đồ Có thể nói rằng đảm bảo tính ổn định bền vững và độ nhạy cảm với sự thay đổi tham số vẫn luôn là các vấn đề mở đối với thiết kế điều khiển trong điện tử công suất

1.4 Các loại hệ thống điều khiển

Các hệ thống điều khiển áp dụng và thử nghiệm cho Điện tử công suất bao gồm rất nhiều các cấu trúc khác nhau, tuy nhiên cho đến nay có thể chia làm hai lớp chính: hệ tuyến tính và hệ phi tuyến Mỗi hệ thống điều khiển thông thường đều có thể thực hiện theo hệ liên tục hoặc hệ điều khiển số gián đoạn

Một trong những hệ thống điều khiển cơ bản nhất, cổ điển và được ứng dụng rộng rãi nhất trong thực tế là hệ thống dựa trên bộ điều khiển PID thông số bất biến (cố định, không thay đổi theo thời gian) Trong đó tham số bộ điều chỉnh chỉnh định dựa trên mô hình tuyến tính hóa quanh điểm làm việc cân bằng, một đầu vào – một đầu ra (SISO – Single Input Single Output) Đầu ra của PID là tín hiệu điều khiển liên tục (Hệ số lấp đầy xung - Duty Ratio, d), sẽ qua khâu điều chế PWM, SVM hoặc sigma-delta biến đổi thành tín hiệu xung đưa đến đóng cắt các khóa bán dẫn Khi điều kiện làm việc xấu nhất đã được xác định tham số bộ điều chỉnh được tính toán theo các phương pháp cổ điển như đặc tính tần số chuẩn hay sắp đặt điểm cực – điểm zero

Cấu trúc điều khiển được ứng dụng rất hiệu quả là hệ thống hai mạch vòng, trong đó mạch vòng ngoài đảm nhiệm chức năng điều chỉnh hoặc bám theo lượng đặt trong khi các biến điều khiển mạch vòng trong vẫn đảm bảo trong giới hạn của mình Ví dụ trong bộ biến đổi DC-

DC có hai biến trạng thái, điện áp trên tụ và dòng qua cuộn cảm, mạch vòng điện áp bên ngoài đảm bảo ổn định điện áp thay đổi chậm và mạch vòng dòng điện bên trong tác động nhanh hơn nhiều Bộ điều chỉnh điện áp tạo lượng đặt cho dòng điện, còn bản thân dòng điện chính là đầu vào điều khiển cho mạch vòng điện áp bên ngoài

Một cấu trúc điều khiển tuyến tính khác là hệ phản hồi trạng thái, trong đó biến điều khiển hệ số lấp đầy xung là tổ hợp tuyến tính của các biến trạng thái với các hệ số khuếch đại xác định từ các điểm cực và zero cho hệ kín được áp đặt Khi một số biến trạng thái không thể

đo được có thể cần xây dựng các bộ quan sát Tuy nhiên vẫn cần có mạch vòng có khâu tích phân ngoài cùng để đưa đầu ra đến đúng giá trị đặt mong muốn Vì các biến bên trong không được điều khiển trực tiếp nên có thể cần có các biện pháp phụ để đảm bảo chúng chỉ thay đổi trong giới hạn cho phép

Đối với các sơ đồ ba pha AC-DC hay DC-AC có thể chuyển các đại lượng ba pha sang

hệ trục tọa độ tĩnh 0αβ hay hệ tọa độ đồng bộ 0dq, nhờ đó bậc của mô hình trung bình giảm xuống Ngoài ra có thể điều khiển riêng biệt cho các thành phần tác dụng và thành phần phản

cuu duong than cong com

kháng bằng các bộ điều chỉnh PI trên mỗi kênh Trên hệ tọa độ 0dq có mối liên hệ chéo giữa hai kênh và cần có mạch bù tách kênh

Các mô hình tuyến tính trung bình cũng có thể sử dụng các bộ điều chỉnh cộng hưởng cho các bộ biến đổi có làm việc với thành phần xoay chiều AC Các bộ điều chỉnh cộng hưởng

sử dụng khâu tích phân tổng quát, có hệ số khuếch đại bằng vô cùng tại một số tần số Điều này cho phép điều khiển bám theo một số sóng hài (ví dụ tại tần số điện áp lưới) và loại bỏ được tất cả những sóng hài không mong muốn

Trong khi các mô hình tuyến tính đều phụ thuộc vào các điều kiện tại điểm làm việc cân bằng thì các mô hình phi tuyến sẽ không có hạn chế này Các mô hình trung bình tín hiệu lớn, phi tuyến, bilinear có thể được sử dụng hiệu quả để xây dựng hệ điều khiển phi tuyến trong toàn bộ dải làm việc của sơ đồ Một số phương pháp thiết kế phi tuyến như tuyến tính hóa chính xác (Exact Linear State-Feedback), điều khiển ổn định Liapunov, tựa phẳng (Flatness Control), tựa thụ động (Passivity-Based Control) cho phép thiết kế mạch vòng điều chỉnh gồm các khâu tích phân nối tiếp Trong nhiều trường hợp thuật toán điều khiển có thể yêu cầu mức độ tính toán khá phức tạp với độ chính xác cao, phụ thuộc nhiều vào độ tin cậy ước lượng tham số, là nhược điểm chính của những phương pháp này

Cuối cùng, bản chất của các bộ biến đổi bán dẫn là một hệ thống với cấu trúc thay đổi (mỗi trạng thái cho phép của khóa bán dẫn ứng với một trạng thái) thì điều khiển trượt (Sliding-Mode Control) có thể là một giải pháp tốt Bộ điều khiển trượt rất đơn giản, chỉ là đóng cắt để thay đổi quỹ đạo trạng thái của hệ thống hướng về mặt trượt, và không cần khâu điều chế PWM, bền vững, có thể áp dụng vào hệ liên tục hay điều khiển số là ưu điểm lớn của phương pháp này Mặt trượt có phương trình rất đơn giản, có bậc thấp, thường là một quỹ đạo trạng thái mong muốn do người thiết kế chỉ ra, không phụ thuộc vào độ phức tạp của hệ thống Nhược điểm của điều khiển trượt là yêu cầu tần số đóng cắt cao và thay đổi, có hiện tượng rung (Chattering), nghĩa là yêu cầu tần số đóng cắt rất cao và không sớm tắt dần

cuu duong than cong com

2 CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG PWM

2.1 Các dạng sơ đồ điều chế

Điều chế độ rộng xung PWM là cơ sở cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi DC và

DC-AC Một trong những PWM được sử dụng phổ biến nhất là phương pháp điều chế theo sóng mang, trong

đó tần số của sóng mang là một thông số quan trọng, có thể cố định và có thể thay đổi Bộ điều chế với tần số không đổi (CF PWM - Constant Frequency) được thực hiện bởi sơ đồ như trên hình 2.1(a), trong

đó tín hiệu đặt mong muốn r(t) so sánh với tín hiệu sóng mang dạng răng cưa c(t), đầu ra của khâu so sánh là tín hiệu logic bpwm(t) có dạng:

2 Sóng mang dạng răng cưa có sườn đi lên, như trên hình 2.1 (c) Trong sơ đồ này sườn sau của xung bpwm(t) cố định ở đầu mỗi chu kỳ sóng mang còn sườn trước sẽ thay đổi, tùy theo giá trị của tín hiệu đặt r(t) Vì vậy sơ đồ này còn gọi là điều chế sườn trước

3 Sóng mang dạng răng cưa tam giác cân, như trên hình 2.1 (d) Trong sơ đồ này cả sườn trước

và sườn sau của xung bpwm(t) đều thay đổi, tùy theo giá trị của tín hiệu đặt r(t) Sơ đồ này còn gọi là điều chế xung tam giác

Trong các bộ biến đổi DC-DC thì điều chế sườn sau được dùng phổ biến hơn cả Điều chế xung tam giác cho phép loại bỏ một số sóng hài ở tần số điều chế, vì vậy hay được sử dụng trong các bộ biến đổi DC-AC hoặc AC-DC cho các bộ nghịch lưu, trong đó tín hiệu mong muốn r(t) có dạng là sóng hình sin

r(t) c(t)

+ - (a)

(b)

r(t)

(d) c(t)

c(t)

(c)

Hình 2.1 Các dạng bộ điều chế PWM tần số không đổi (CF Constant Frequency); (a)

Bộ so sánh lượng đặt mong muốn r(t) và tín hiệu sóng mang c(t); (b) PWM điều chế xung sườn sau; (b) PWM điều chế xung sườn trước; (c) PWM điều chế xung tam giác.Tín hiệu điều chế bpwm(t) được dùng để điều khiển bộ biến đổi DC-DC trong chế độ điều khiển theo điện áp vì điện áp đầu ra của các sơ đồ, ví dụ như trên hình 1.12, đều phụ thuộc trực tiếp vào tỷ số

d = ton/Tpwm, nói cách khác là tín hiệu đầu ra của bộ điều chế bpwm(t)

cuu duong than cong com

Các sơ đồ điều chế với tần số thay đổi (VF PWM - Variable Frequency) được sử dụng trong các chế độ điều khiển bộ biến đổi DC-DC theo dòng điện Có ba dạng của VF PWM là: 1 Thời gian tonkhông đổi, toff thay đổi; 2 Thời gian ton thay đổi, toff không đổi; 3 Điều chế bằng bộ so sánh có ngưỡng

Điều chế bằng bộ so sánh có ngưỡng là loại PWM không dùng sóng mang Trên hình 2.2 thể hiện ứng dụng của VF PWM trong bộ chỉnh lưu có hệ số công suất hiệu chỉnh được PFC (Power Factor Corection), trong đó yêu cầu dòng điện có dạng sin giống như điện áp đầu vào Trên hình 1.26 (a) là bộ điều chỉnh nhờ bộ so sánh có ngưỡng, trong đó dòng điện qua cuộn cảm đo về được so sánh với dạng điện áp hình sin Khóa bán dẫn được đóng vào trong thời gian ton cho đến khi dòng qua cuộn cảm còn nhỏ hơn dòng đặt ir(t) + ir Khi dòng vượt qua giá trị này van lập tức khóa lại, bắt đầu thời gian toff, dòng sẽ chạy qua điôt và giảm xuống Đến khi dòng giảm đến giá trị ir(t) - ir van lại được đóng lại, bắt đầu khoảng ton mới Giá trị ir không đổi và là ngưỡng so sánh Có thể thấy cả thời gian ton lẫn toff đều thay đổi, phụ thuộc vào giá trị của lượng đặt ir(t), nghĩa là tần số điều chế thay đổi

Bộ PFC cũng có thể được điều khiển theo dòng điện trong chế độ tới hạn, như thể hiện trên hình 2.2 (b) Giống như điều khiển theo ngưỡng nhưng ngưỡng dưới luôn là không, dẫn đến dòng điện

ở trong chế độ tới hạn, là chế độ chuyển giao giữa dòng liên tục và dòng gián đoạn Sơ đồ bộ chỉnh lưu PFC thực hiện nguyên lý điều khiển này cho trên hình 1.27

t

t on

T s t

Trên hình 2.3 tín hiệu từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp vcontrol(t) qua khâu nhân với điện áp vg(t)

để tạo nên tín hiệu đặt dòng điện có dạng sin vr(t) = kxvg(t)vcontrol(t), kx là hệ số để chuẩn hóa tín hiệu, ví

dụ được chọn để biên độ dòng đặt lớn nhất là 10 V Tín hiệu dòng đặt so sánh với dòng phản hồi về đo trên cực gốc của MOSFET trong mạch lực, với hệ số Rs, chính là giá trị của điện trở shunt của khâu đo dòng Khâu phát hiện dòng về không (Zero current detector) sẽ phát xung lật trạng thái của tri-gơ Q về một, mở MOSFET Q1 Mỗi khi dòng đo về va(t) vượt quá dòng đặt vr(t) bộ so sánh phát tín hiệu reset

R lật trạng thái tri-gơ Q về không, khóa transistor Q1 lại, dòng qua cuộn cảm L sẽ chuyển năng lượng

ra tải qua điôt D1 Như vậy cả thời gian ton và toff đều thay đổi, nghĩa là đây là quá trình điều chế với tần

số thay đổi VF PWM

cuu duong than cong com

Zero current

i g detector S Q

R

+ -

R s

v converter (t)

x

R v(t) +

-Controller Multiplier

v g (t)

v s (t)

Hình 2.3 Sơ đồ bộ chỉnh lưu PFC điều khiển theo dòng trung bình trong chế độ tới hạn Nguyên lý hoạt động giống như trên hình 2.3 có thể thực hiện đơn giản hơn bằng cách điều khiển mở van trong thời gian ton không đổi Ở cuối thời gian ton dòng đạt giá trị đỉnh nào đó, sao đó van khóa lại, dòng bắt đầu giảm và chạy qua điôt Cho đến khi dòng về đúng đến không thì van lại đóng lại, bắt đầu chu kỳ mới với ton không đổi Trong cả hai phương án VF PWM trên đây giá trị trung bình của dòng điện trong một chu kỳ điều chế bao giờ cũng bằng một nửa giá trị đỉnh đạt được sau mỗi khoảng thời gian ton, vì vậy đây còn gọi là phương pháp điều khiển theo dòng trung bình trong chế độ tới hạn

2.2 Phân tích sóng hài dạng sóng điều chế PWM

Bộ điều chế PWM là một khâu trong hệ thống điều chỉnh vòng kín trong các bộ biến đổi, như thể hiện trên hình 2.4 Trên hình hình 2.4, H(s) là hàm truyền của bộ điều chỉnh điện áp, nghĩa là tín hiệu đặt cho PWM r(t) là đầu ra của bộ điều chỉnh điện áp Tùy theo bộ biến đổi dạng sóng của r(t) khác nhau Nếu là bộ biến đổi DC-DC thì trong chế độ xác lập r(t) là tín hiệu DC không đổi, r(t) = Ro, trong

đó Ro sẽ xác định một tỷ số truyền áp nào đó giữa đầu vào đến đầu ra r(t) sẽ chỉ thay đổi khi có các biến động từ phía nguồn đầu vào hoặc từ phía dòng tải Khi đó thông thường tín hiệu răng cưa sẽ chỉ có một cực tính, c(t) thay đổi tuyến tính từ 0 đến biên độ răng cưa Cm Đầu ra khâu so sánh sẽ chỉ thay đổi giữa 0 và một giá trị nào đó, thông thường là 1 (V), nghĩa là tín hiệu vpwm(t) chỉ có một cực tính Trong trường hợp này PWM cũng gọi là một cực tính, như minh họa trên hình 2.5

Hình 2.4 Bộ điều chế như một phần của mạch vòng điều chỉnh

cuu duong than cong com

Trong cả hai trường hợp có thể biểu diễn lượng đặt dưới dạng:

Trong đó Ro là thành phần DC, R1 là biên độ của thành phần sóng sin cơ bản mong muốn, f1 là tần số và 1 là góc pha của sóng mong muốn Khi PWM làm việc với bộ biến đổi DC-DC biên độ R1 sẽ được cho giá trị nhỏ hơn nhiều so với R0 để xét biến động nhỏ trong mô hình tín hiệu AC Khi PWM làm việc với bộ biến đổi DC-AC hoặc AC-DC sẽ phải đặt R0 = 0 Có thể thêm vào một số thành phần sóng hài bậc cao nữa khi cần thiết

Với lượng đặt đầu vào khâu PWM trong các trường hợp sóng răng cưa khác nhau có thể tiến hành phân tích Fourier để đánh giá thành phần sóng hài trên điện áp đầu ra bộ biến đổi Do phép phân tích Fourier thông thường đòi hỏi dạng điện áp ra phải lặp lại theo chu kỳ nhất định, điều này chỉ có thể nếu tần số sóng mang răng cưa là bội của tần số sóng cơ bản (fc = kf1, k là một số nguyên) Tuy nhiên việc đảm bảo chính xác fc = kf1 là không thể khi f1 có thể thay đổi Trong trường hợp chung nhất phương pháp phân tích Fourier bội hai có thể được sử dụng để có được đánh giá về thành phần sóng hài Phương

cuu duong than cong com

Trước hết ta đưa ra hai thông số nữa đặc trưng cho quá trình điều chế:

1 Hệ số lấp đầy xung trung bình (Average Duty Ratio):

0 m

RDC

2 Chỉ số điều chế (Modulation Index):

12m

RMC

Có thể thấy rằng hệ số D trong các bộ biến đổi DC-DC liên quan đến hệ số biến đổi điện áp giữa đầu ra đến đầu vào, ví dụ:

- Trong Bộ biến đổi kiểu buck Vo = DVg ;

- Trong Bộ biến đổi kiểu boost 1

Ngoài thành phần một chiều và thành phần sóng cơ bản ra mong muốn, phép biến đổi Fourier bội hai cũng cho biết rằng, có tồn tại những thành phần sóng hài bậc cao, với thành phần như sau:

1 Sóng hài tại tần số sóng mang fc và các bội số của chúng mfc, với m = 1, 2, , 

2 Các sóng hài biên của sóng mang và bội của nó, tại các tần số: f = mfc + nf1, với m = 1, 2, ,



 - đối với răng cưa đi lên hoặc răng cưa đi xuống (2.5)

2

2n

m MJ

Trong đó Jn(z) là hàm Bessel:   cos

0

n

jz jn n

Đối với hàm Bessel có tính chất sau đây:

cuu duong than cong com

n n

Như vậy với điều chế xung tam giác cân biên độ các sóng hài biên tại các tần số f = mfc + nf1

sẽ đối xứng qua tần số hài răng cưa mfc Các hệ số của khai triển Fourier bội hai cho phép điều chế này còn cho thấy một số hài sẽ mất đi Để thấy rõ điều này ta sẽ viết lại khai triển Fourier khi điều chế bằng sóng răng cưa tam giác cân như sau (R0 = 0) [1]:

2.3 Mô hình tín hiệu nhỏ AC cho PWM với tần số sóng mang không đổi

Trong thiết kế các mạch vòng điều chỉnh cho bộ biến đổi bán dẫn công suất bằng các phương pháp tuyến tính ta cần tuyến tính hóa quanh điểm làm việc cân bằng Quanh điểm làm việc cân bằng đã xác định được, giả sử các biến có các biến động đủ nhỏ, có thể xét tác động của chúng bằng nguyên lý xếp chồng của các hệ tuyến tính Nhờ đó thay vì thiết kế trên miền thời gian ta sử dụng các phương pháp trên miền tần số

Lượng đặt r(t) ở đầu vào PWM đến từ bộ điều chỉnh vòng ngoài, ví dụ bộ điều chỉnh điện áp Đối với bộ biến đổi DC-DC trong chế độ xác lập khi điện áp đầu vào không thay đổi, với một tải nào

đó, điện áp đầu ra được xác định bởi hệ số lấp đầy xung D Khóa bán dẫn trong các bộ biến đổi DC-DC chỉ có hai trạng thái, mở thông dẫn dòng hoặc khóa Ứng với mỗi trạng thái của van mạch điện trên sơ

đồ là tuyến tính Nếu dòng điện qua cuộn cảm iL và điện áp trên tụ vC được chọn là các biến trạng thái, đầu vào là điện áp vg nguồn DC và io là dòng tải, ký hiệu xi vL, CT, u v ig, o , có thể mô tả Tmạch điện bằng hệ phương trình vi phân sau:

Trong trạng thái van dẫn:

Phương trình (2.12) là phương trình phi tuyến không dừng vì có chứa biến điều khiển thay đổi theo thời gian là hàm h(t) Lấy trung bình cả hai vế của (2.12) trong một chu kỳ điều chế Ts ta có phương trình:

Quan hệ hàm truyền của khâu PWM có thể tìm được trong miền thời gian hay trong miền tần

số Để tìm hàm truyền trong miền thời gian giả sử tín hiệu đầu vào gồm một thành phần R0 xác định điểm làm việc trong trạng thái xác lập, tức là tín hiệu xác định hệ số lấp đầy xung D, và một biến động nhỏ ˆR Do răng cưa là tín hiệu tuyến tính, đối với mọi phép điều chế với tần số không đổi, có thể dễ dàng thấy được hệ số lấp đầy xung có biến động tương ứng là:

m

R d C

Để tìm hàm truyền trong miền tần số giả thiết rằng lượng đặt bao gồm một thành phần DC R0

và một thành phần biến động tín hiệu nhỏ xoay chiều với tần số f1 Phép phân tích Fourier cho tất cả các dạng răng cưa sử dụng đều cho thấy trên đầu ra có thành phần đồng pha với tín hiệu tần số f1, biên

độ bằng:

1

RMC

Biểu thức (2.14), (2.15) cho thấy hệ số khếch đại của PWM vẫn là 1/Cm

Trong các lý luận trên ta đang bỏ qua ảnh hưởng của các thành phần sóng hài ở tần số sóng mang và các hài biên của chúng Các sóng hài có mặt tại các tần số:

f = mfc + nf1; m = 1, 2, , ; n 1, 2, , (2.16) Khi tần số của biến động nhỏ f1 bằng một nửa tần số sóng mang fc ta sẽ có hài biên tại m = 1, n

= -1, là:

f = fc – f1 = 2f1 –f1 = f1 (2.17) Như vậy tần số hài đúng bằng tần số sóng biến động Biên độ của nó bằng:

Biểu thức (2.18) cho thấy góc pha của thành phần hài sai khác so với lượng đặt,  1 c 2 D 

, phụ thuộc góc pha ban đầu của lượng đặt, pha của tín hiệu răng cưa, và thay đổi Biên độ của hài cũng phi tuyến so với biên độ của lượng đặt Như vậy quan hệ tuyến tính giữa biến động nhỏ của lượng đặt

và đáp ứng đầu ra không còn nữa, có nghĩa là là mô hình không còn là tuyến tính nữa

Những sóng hài bậc cao hơn có biên độ giảm nhanh, có thể bỏ qua trong phân tích mô hình tín hiệu nhỏ Tuy nhiên những sóng hài ứng với n = 0 và n = -1 thì không thể bỏ qua vì dẫn đến đáp ứng sóng hài có tần số bằng tần số của biến thiên lượng đặt Nói chung những tần số dạng bội của một nửa tần số sóng mang là không thể bỏ qua:

1 , 1, 2, , 2

cmf

Biểu thức (2.19) nói lên rằng chỉ những biến động với tần số nhỏ hơn một nửa tần số sóng mang thì vẫn có thể dẫn đến đáp ứng tuyến tính với đầu vào Nói cách khác là mô hình tín hiệu trung bình chỉ còn đúng khi xét với những đáp ứng tần số nhỏ hơn một nửa tần số sóng mang Cũng vì lý do này mà khi thiết kế mạch vòng điều chỉnh dựa trên mô hình tuyến tính hóa băng thông của hệ thống bị hạn chế, dẫn đến đáp ứng của hệ thống cũng không thể nhanh được Các phương pháp thiết kế phi tuyến, ví dụ như sử dụng bộ điều chỉnh trượt (Sliding Mode Control), có thể khắc phục những nhược điểm này

Các lập luận trên đây áp dụng cho chế độ điều khiển theo điện áp Bộ điều chỉnh điện áp xử lý sai lệch giữa lượng đặt và điện áp đầu ra đo về, đưa ra tín hiệu r(t) là lượng đặt cho bộ điều chế PWM Trong chế độ dòng liên tục mô hình của bộ biến đổi thể hiện là một khâu dao động bậc hai do thành phần LC tác dụng như bộ lọc Tần số của mạch lọc nhỏ hơn nhiều so với tần số điều chế fc để suy giảm đến mức cần thiết độ đập mạch của điện áp ra do quá trình đóng cắt sinh ra Khi lập nên vòng điều chỉnh kín băng thông của mạch vòng, tương ứng với tần số cắt của mạch hở (Cross frequency) lại phải chọn lớn hơn một chút tần số của mạch lọc vì lý do đảm bảo ổn định Ngoài ra với Bộ biến đổi kiểu boost và Buck-boost hàm truyền bộ biến đổi còn có điểm zero bên phải trục ảo, có tần số còn thấp hơn tần số của khâu lọc Vì vậy băng thông của hệ thống còn phải hẹp hơn nữa Nói tóm lại chế độ điều chỉnh theo điện áp có tính tác động nhanh rất hạn chế Nhược điểm này sẽ được khắc phục khi điều khiển theo dòng điện, nghĩa là thêm vào một mạch vòng bên trong nữa cho dòng điện Điều này không chỉ đúng cho các bộ biến đổi DC-DC mà cũng đúng cho các bộ biến đổi DC-AC khi đầu ra tải xoay chiều có tính cảm

Khi làm việc trong chế độ dòng gián đoạn, trong khoảng thời gian ton dòng qua cuộn cảm đạt một giá trị nào đó, tiếp theo trong khoảng thời gian toff, khi điôt dẫn dòng sẽ giảm về đến 0 trước khi kết thúc chu kỳ Ts Như vậy trong một chu kỳ điều chế sẽ tồn tại thêm một khoảng thời gian thứ ba, khi không có van nào dẫn Khoảng thời gian không có van nào dẫn đưa thêm một phương trình nữa vào hệ phương trình trạng thái Hơn nữa thời gian điôt dẫn dòng sẽ phụ thuộc vào một số thông số của sơ đồ,

vì vậy cần đưa ra một quan hệ ràng buộc nữa (Duty ratio constraint) để biểu diễn thời gian thời gian này

cuu duong than cong com

2.4 Mô hình tín hiệu nhỏ AC cho PWM với tần số sóng mang thay đổi

Trên hình 2.7 thể hiện quá trình điều chế với thời gian toff không đổi, tần số đóng cắt thay đổi Xét với lượng đặt là tín hiệu một chiều R0 và biến động nhỏ có dạng sóng sin r(t) với biên

độ nhỏ hơn nhiều so với lượng một chiều R1 R0 Như vậy có thể xét đầu ra là xếp chồng của hai tác động trên

Hình 2.7 Điều chế với thời gian toff = const; v1 tín hiệu pwm khi lượng đặt là R0; v2 tín

hiệu pwm đối với lượng đặt là tín hiệu sin r(t) với biên độ nhỏ

Trước hết ta xét riêng rẽ tác động của hai tín hiệu, với đầu ra là:

1 V1 là đầu ra PWM khi đầu vào là tín hiệu một chiều r(t);

2 V2 là đầu ra PWM khi đầu vào là tín hiệu một chiều và biến động sóng sin với biên độ nhỏ r(t)

Ký hiệu độ nghiêng của răng cưa là m0, thời gian khóa van không đổi ký hiệu là Toff Thời gian mở van tại chế độ xác lập với đầu vào R0 (khi R1 = 0 ) là Ton Theo hình 2.7, ta có:

0 0 on

RTm

2 K1(s), phụ thuộc vào tần số làm việc Tuy nhiên K1 luôn có trị thực, vì vậy không ảnh hưởng gì đến góc pha của đáp ứng đầu ra Hơn nữa biên độ của K1 cũng gần bằng một, vì vậy ảnh hưởng của nó đến đầu ra là không đáng kể

3 Thành phần thứ ba rõ ràng là phụ thuộc vào tần số nhưng có biên độ bằng một và chỉ làm thay đổi góc pha tỷ lệ với tần số và thời gian mở van Ton

Như vậy có thể thấy điều khiển có tần số thay đổi với thời gian mở van Ton không đổi có đặc điểm rất tốt là có góc vượt pha, như vậy tăng cường được độ ổn định khi xây dựng mạch vòng

Hệ số khuếch đại của khâu điều chế khi điều khiển với Ton không đổi cũng có thể xác định tương tự nếu nhận xét tính đối xứng của nó so với điều khiển với Toff không đổi Cũng theo [2], hệ số khuếch đại của khâu điều chế biểu được dưới dạng:

 

off sT on

Những phương pháp điều khiển khác có tần số đóng cắt thay đổi khi điều khiển theo chế độ dòng điện sẽ được đề cập đến trong phần mô hình hóa bộ biến đổi ở các mục sau này

2.5 Điều chế PWM cho các bộ nghịch lưu

Nghịch lưu là các bộ biến đổi DC-AC, dùng để biến đổi một nguồn một chiều thành một nguồn xoay chiều cho một ứng dụng nào đó Các lĩnh vực ứng dụng chủ yếu của nghịch lưu DC-AC bao gồm:

- Các bộ nguồn tần số và điện áp thay đổi được, như trong các ứng dụng trong các hệ thống điều khiển truyền động điện bằng điều khiển tần số

- Tạo ra bộ nguồn tần số và điện áp không đổi như trong các bộ nguồn cấp điện liên tục (UPS)

- Là bộ bù tĩnh công suất phản kháng

- Là bộ lọc tích cực

- Bộ biến đổi DC-AC nối lưới để trao đổi công suất giữa phía một chiều và phía lưới điện xoay chiều

2.5.1 Điều chế PWM cho nghịch lưu một pha nửa cầu

Các bộ biến đổi DC-AC có ứng dụng rộng rãi nhất hiện nay là các bộ nghịch lưu nguồn áp điều chế PWM, bộ điều chế PWM là mức điều khiển thấp nhất Với sơ đồ nghịch lưu cơ bản nhất, sơ đồ nửa cầu cho trên hình 2.8, các bộ điều chế PWM như trình bày ở phần 1.5 đều có thể áp dụng, chỉ khác là lượng đặt sẽ là tín hiệu sin r t    R1cos 2   f t1  1, không có thành phần một chiều R0

cuu duong than cong com

Ls RsEs

S2

D2E1

E2I0

Hình 2.8 Sơ đồ nghịch lưu nửa cầu

V GE1 * (t)

V GE2 * (t) c(t)

Hình 2.9 Ứng dụng mạch điều chế PWM cho sơ đồ nghịch lưu nửa cầu

Trên sơ đồ nửa cầu trạng thái van được phép chỉ có thể là S1 và S2 mở ngược nhau, van trên mở thì van dưới khóa và ngược lại Tải xoay chiều nối giữa đầu ra nghịch lưu „o“ và điểm giữa của phía một chiều „C“ Như vậy điện áp ra nghịch lưu là uoC = +/- VDC

Ứng dụng sơ đồ điều chế PWM cho nghịch lưu nửa cầu khá đơn giản, như mô tả trên hình 2.9 Hình 2.9 thể hiện ứng dụng của bộ điều chế PWM tương tự, trong đó tín hiệu điều chế bpwm(t) được tạo

ra bởi bộ so sánh giữa tín hiệu răng cưa c(t) và sóng sin mong muốn m(t) Đầu ra của bộ so sánh và tín hiệu nghịch đảo của nó qua khâu khuếch đại xung tạo nên xung điều khiển VGE1(t) và VGE2(t) cho van

S1 và S2 trên sơ đồ trên hình 2.9 Điện áp đầu ra nghịch lưu VOC(t) có dạng là xung điện áp +/- VDC với

độ rộng thay đổi theo tín hiệu điều khiển bpwm(t)

Phân tích sóng hài điện áp đầu ra nghịch lưu có dạng như (2.9) đối với sóng răng cưa dạng tam giác cân Với các ký hiệu như đã sử dụng trên hình 2.7, răng cưa có dạng đối xứng qua trục thời gian với biên độ bằng Cm/2, tín hiệu ra PWM có dạng +/- ½, có thể thấy rằng:

Các thành phần sóng hài sẽ có mặt ở tần số sóng mang và các hài biên của chúng, như (2.16):

f = mfc + nf1; m = 1, 2, , ; n  1, 2, ,  (2.25) Tuy nhiên do sử dụng sóng mang tam giác nên khi m + n là số chẵn thì các hài tương ứng sẽ bị loại bỏ Nghĩa là khi hài của sóng mang là lẻ, m = 1, 3, 5, thì các hài biên lẻ sẽ biến mất, tương tự nếu hài sóng mang chẵn, m = 2, 4, 6, thì các hài biên chẵn cũng bị loại bỏ

2.5.2 Điều chế PWM cho nghịch lưu cầu một pha

Sơ đồ nghịch lưu nguồn áp cầu một pha cho trên hình 2.10, có thể coi gồm hai nhánh nửa cầu (V1, V2) và (V3, V4) Do tải nối giữa đầu ra hai nhánh nửa cầu nên phía một chiều không cần có điểm giữa Các trạng thái van được phép trên sơ đồ cho trong bảng 2.1

C V1

Hình 2.10 Sơ đồ nghịch lưu nguồn áp cầu một pha

Bảng 2.1 Các trạng thái được phép của van trên sơ đồ nghịch lưu cầu một pha

mở cùng V4 bởi tín hiệu VGE1,4(t), V2 mở cùng V3 bởi tín hiệu VGE2,3(t)) Điện áp đầu ra nghịch lưu sẽ chỉ có hai mức +/-VDC, như thể hiện trên hình 2.11(b) Thành phần sóng hài sẽ đúng như đã phân tích đối với sơ đồ nửa cầu, cũng được thể hiện trên đồ thị hình 2.11(c)

cuu duong than cong com

Hình 2.11 Điều chế PWM một cực tính cho nghịch lưu cầu một pha

2.5.2.2 Điều chế một cực tính (Phase shift modulation)

Có thể sử dụng ba mức điện áp trên đầu ra trong sơ đồ cầu để quá trình điều chế cho điện áp có dạng sóng hài tốt hơn Khi đó sẽ sử dụng phương pháp điều chế một cực tính sao cho điện áp ra trong nửa chu kỳ dương của tín hiệu điều chế m(t) sẽ chỉ gồm các xung điện áp dương, nghĩa là gồm hai mức

0 và + VDC, trong nửa chu kỳ âm của m(t) sẽ chỉ có các xung điện áp âm, nghĩa là gồm hai mức 0 và –

VDC Phương pháp này gọi là điều chế kiểu dịch pha, có hai cách để thực hiện cho ra kết quả như nhau

Phương pháp thứ nhất sử dụng cùng một hệ thống răng cưa tam giác, biên độ +/- Cm, nhưng cần hai tín hiệu sin chuẩn r(t) và ngược pha 180 của nó là – r(t) Hai tín hiệu đầu ra khâu so sánh, gọi

là bpwm+(t) và bpwm-(t) sẽ điều khiển hai nửa cầu tương ứng Nghĩa là bpwm+(t) điều khiển V1, V2, còn

bpwm-(t) điều khiển V3, V4 Phương pháp này được minh họa trên hình 2.12

Trên hình 2.12 (b) thể hiện điện áp ra của nửa cầu vAN(t) từ đầu ra A so với điểm âm N của nguồn một chiều Tương tự hình 2.12 (c) thể hiện điện áp ra của nửa cầu vBN(t) từ đầu ra B so với điểm

âm N của nguồn một chiều Điện áp ra nghịch lưu, thể hiện trên đồ thị hình 2.12 (d), chính bằng vo(t) =

vAN(t) – vBN(t)

cuu duong than cong com