CONTROL OF HYBRID FIVE LEVEL INVERTER FOR MEDIUM – VOLTAGE APPLICATIONS

Vì vậy, việc nghiên cứu các cấu trúc nghi ̣ch lưu mới, các giải pháp điều chế tối ưu làm giảm số lần chuyển mạch của các linh kiện trên mạch nghịch lưu, giải quyết vấn đề mất câ

ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP HCM

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA

0,:\-I HQC QUOC GIA TP.HCM

TRUONG D� HQC BACH KHOA

C()NG HOA XA H()I CHU NGHlA VI¥,T NAM

DQc lip - T1_1· do - H;mh phuc

NH!¥M VV LU4N VAN TH�C Si

HQ ten hQc vien: TRA N HONG GIANG MSHV: 1570865

Ngay, thang, nam sinh: 25/02/1991

Chuyen nganh: Ky Thu�t Bi�n

I TEN BE TAI:

Neri sinh: D6ng H6i - Quang Dinh

Ma s6: 60520202

Control of Hybrid Five-Level Inverter for Medium-Voltage Applications

II NHitM VT) VA N<)I DUNG

- Nghien cuu cAu true va nguyen ly ho�t d<)ng cua b(> nghich hru 5 b�c lai

- Nghien cuu cftu true di€u khi€n Modulator - Generator cho be) nghich luu 5 b�c lai

- Nghien c{ru cac phucrng phap di€u ch€ de) r<)ng ?(Ung, di€u ch€ vector khong gian, di�ukhi€n dl)' bao ap d1,mg cho du true di€u khi€n tren

- Mo phong cac phucrng_phap di�u khi€n be) nghich luu bfulg phful m�m

II NG.AY GIAO NHitM VI): 06/02/2017

III NG.A Y HO.AN THANH NHitM VT): 30/11/2017

IV.CAN B<) HUONG DAN: PGS TS PHAN QUOC DUNG

CAN B<) HUONG DAN

(HQ ten va chfi' ky)

Tp HCM, ngay 30 thang 11 nam 2017

CHU NHI¥M B<) MON DAO T�O

(HQ ten va chfi' ky)

TRUONG KHOA

(HQ ten va chfr ky)

Nghiên cứu điều khiển bộ nghịch lưu 5 bậc lai

ii

LỜI CẢM ƠN

Lời đầu tiên, cho tôi xin phép được gửi lời cảm ơn chân thành và sâu sắc đến thầy PGS.TS Phan Quốc Dũng , người đã trực tiếp truyền đạt kiến thức, cung cấp tài liệu và tận tình hướng dẫn tôi thực hiện luận văn này

Chân thành cảm ơn quý thầy, cô Trường Đại học Bách khoa Thành phố Hồ Chí Minh những người đã truyền đạt các kiến thức quý báu cho tôi trong suốt thời gian học tại trường

Cảm ơn quý thầy cô, các anh chị phòng Đào tạo Sau đại học trường Trường Đại học Bách khoa Thành phố Hồ Chí Minh đã giúp đỡ, giải đáp các vướng mắc về các thủ tục hành chính cho tôi trong thời gian học vừa qua

Chân thành cảm ơn ban Giám đốc Công ty CPXD & Tư vấn Bı̀nh Lợi đã tạo điều kiện để tôi tham gia và hoàn thành học khóa học này

Cuối cùng và cũng là quan tro ̣ng nhất đó là gia đı̀nh tôi, cảm ơn ba, me ̣, vợ và con trai con trai thân yêu, ba Dương, me ̣ Hà, chi ̣ Dương , anh Dũng, em Châu cùng những người thân, bạn hữu đã luôn giúp đỡ, động viên tôi trong thời gian qua

Tp Hồ Chı́ Minh, ngày 30 tháng 11 năm 2017

iii

TÓM TẮT

Hiê ̣n nay nhiều cấu trúc nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c lai mới cho ứng du ̣ng công suất vừa và lớn đã được đưa ra gần đây với nhiều lợi ı́ch và triển vo ̣ng phát triển Các phương pháp điều khiển cho các bô ̣ nghi ̣ch lưu đa bâ ̣c lai cũng lần lượt ra đời và có nhiều ưu điểm nổi bâ ̣t

Luâ ̣n văn này trı̀nh bày nghiên cứu điều khiển bô ̣ nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c lai với cấu trúc điều khiển Modulator – Generator, sử dụng các phương pháp điều chế đô ̣ rô ̣ng xung, điều chế vector không gian, điều khiển bằng dự báo Cấu trúc điều khiển này

có thể được sử dụng như một cấu trúc điều khiển chung cho nhiều bộ nghịch lưu khác nhau

Kết quả nghiên cứu đã được mô phỏng và kiểm chứng trên phần mềm Matlab Simulink cho thấy hê ̣ thống đã hoa ̣t đô ̣ng tốt với các phương pháp điều khiển đưa ra

iv

ABSTRACT

Nowadays, multilevel inverters have become a favored choice for medium voltage and high power applications due to attractive advantages Many Control methods for multilevel inverters are also introduced and have many effective

This thesis presents a research on the control a Hybrid five-level inverter base structure Modulator – Generator with Pulse-width modulation, Space vector Modulator, Model predictive control General control principles that can be applied

to any structure of this type

Research results have been simulated and verified on the Matlab/Simulink software which reveals that the system works well with technical controls

v

LỜI CAM ĐOAN

Tôi cam đoan đây là công trình nghiên cứu của tôi

Các số liệu, kết quả nêu trong luận văn là trung thực và chưa từng được ai công bố trong bất kỳ công trình nào khác

Tp Hồ Chí Minh, ngày 30 tháng 11 năm 2017

vi

MỤC LỤC

LỜI CẢM ƠN ii

TÓM TẮT iii

ABSTRACT iv

LỜI CAM ĐOAN v

MỤC LỤC vi

MỞ ĐẦU 5

CHƯƠNG I: CÁC BỘ NGHỊCH LƯU ĐA BẬC CƠ BẢN 9

1.1 Tổng quan về bô ̣ nghi ̣ch lưu áp 9

1.2 Phân loại bộ nghịch lưu áp 10

1.3 Các bộ nghịch lưu áp đa bậc cơ bản 10

1.3.1.Nghịch lưu đa bậc dạng diode kẹp (Diode Clamped Multilevel Inverter) 11

1.3.2.Nghi ̣ch lưu đa bâ ̣c dạng tụ điện ke ̣p (Flying Capacitor Multilevel Inverter) 14

1.3.3.Nghịch lưu đa bậc dạng Cascaded (Cascaded mutilevel inverter) 16

1.3.4.Nghịch lưu đa bậc kiểu lai (Hybrid mutilevel inverter) 17

1.4 Bộ nghịch lưu sử dụng trong cấp điện áp trung bình (Medium – Voltage) 17

CHƯƠNG II ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ÁP 5 BẬC LAI 21

2.1 Khối điều chế Modulator 22

2.1.1.Phương pháp điều chế độ rộng xung (SINPWM) 22

2.1.2.Phương pháp điều chế vector không gian 27

Bước 1 của khối Modulator SVPWM 32

Bước 2 của khối Modulator SVPWM 36

2.1.3.Phương pháp điều khiển dự báo 38

Giải thuật Current tracking 42

Giải thuật bù trễ 44

Giải thuật giảm số bậc chuyển điện áp 46

2.2 Khối phát tín hiệu điều khiển Generator 47

2.2.1.Lưu đồ trạng thái (State machine) của bộ nghịch lưu 47

vii

2.2.2.Khối Generator của bộ nghịch lưu Five-level Hybrid Flying-capacitor (5L-HFC) 49

Cấu trúc bộ nghịch lưu 5L-HFC 49

Mạch phụ trợ điều khiển điện áp tụ DC-link 51

Các Trạng thái chuyển mạch bộ nghịch lưu 5L-HFC 53

Lưu đồ trạng thái cho bộ nghịch lưu 5L-HFC 54

2.2.3.Khối Generator cho bộ nghịch lưu lai Five Level Hybrid Cascaded Inverter (5L-HS) 57

Cấu trúc bộ nghịch lưu 5L-HS 57

Các trạng thái chuyển mạch bộ nghịch lưu 5L-HS 57

Lưu đồ trạng thái cho bộ nghịch lưu 5L-HS 58

CHƯƠNG III KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 59

3.1 Điều khiển bộ nghịch lưu 5L-HFC 59

3.1.1.Phương pháp điều chế SINPWM 60

3.1.2.Phương pháp điều chế vector không gian 65

3.1.3.Phương pháp điều khiển dự báo MPC 5L-HFC 69

3.2 Điều khiển bộ nghịch lưu 5L-HS 76

3.2.1.Phương pháp SINPWM cho bộ nghịch lưu 5L-HS 77

3.2.2.Phương pháp SVPWM cho bộ nghịch lưu 5L-HS 79

3.2.3.Phương pháp điều khiển dự báo MPC cho bộ nghịch lưu 5L-HS 82

CHƯƠNG IV KẾT LUẬN 86

4.1 Kết quả đa ̣t được của luâ ̣n văn 86

4.2 Những vấn đề còn tồn ta ̣i và hướng phát triển của đề tài 86

4.2.1.Những vấn đề còn tồn ta ̣i 86

4.2.2.Hướng phát triển của đề tài 87

TÀI LIỆU THAM KHẢO 88

1

Hình 1.1 Giản đồ 1 pha của nghịch lưu đa bậc (a) 2 bậc (b) 3 bậc (c) n bậc 11

Hình 1.2 Bộ nghịch lưu ba bậc dạng diode kẹp 12

Hình 1.3 Bộ nghịch lưu 5 bậc dạng diode kẹp 13

Hình 1.4 Bộ nghịch lưu 3 bậc dạng tụ điện kẹp, pha A 14

Hình 1.5 Bộ nghịch lưu 5 bậc dạng tụ điện kẹp 15

Hình 1.6 Nghịch lưu 5 bậc dạng Cascaded 16

Hình 2.1 Cấu trúc điều khiển bộ nghịch lưu 21

Hình 2.2 Nguyên lý của phương pháp điều chế độ rộng xung sinPWM 23

Hình 2.3 Bố trí sóng mang cùng pha – PD (In Phase Disposition) 23

Hình 2.4 Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 độ - APOD 23

Hình 2.5 Bố trí sóng mang đối xứng qua trục zero POD (Phase Opposition Disposition) 24

Hình 2.6 Sóng điều chế đô ̣ rô ̣ng xung Sin (ma = 1) 25

Hình 2.7 Lưu đồ thuật toán khối Modulator sử dụng phương pháp SINPWM 26

Hình 2.8 Các vector góc phần tư thứ 6 - Phân tích phương pháp SVM 27

Hình 2.9 6 Sector không gian điê ̣n áp 29

Hình 2.10 Các tam giác điều chế vector không gian 29

Hình 2.11 Vector không gian của nghi ̣ch lưu 2 bâ ̣c 30

Hình 2.12 Vector không gian nghi ̣ch lưu 3 bâ ̣c 31

Hình 2.13 Lưu đồ giải thuâ ̣t khối Modulator điều chế vector không gian 32

Hình 2.14 Lưu đồ giải thuâ ̣t bước 1 khối Modulator SVPWM 33

Hình 2.15 Vector không gian bô ̣ nghi ̣ch lưu 3 bâ ̣c 34

Hình 2.16 Thứ tự các tam giác chuyển ma ̣ch của nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c 36

Hình 2.17 Bô ̣ nghi ̣ch lưu 3 pha 2 bâ ̣c 38

Hình 2.18 Mô hı̀nh vector điê ̣n áp trong hê ̣ to ̣a đô ̣ α, β 39

Hình 2.19 Quỹ đa ̣o vector không gian 39

Hình 2.20 Các giá tri ̣ dòng điều khiển iα và iβ theo thời gian 40

Hình 2.21 Mô hı̀nh điều khiển dự báo dòng điê ̣n 41

Hình 2.22 Giải Lưu đồ giải thuâ ̣t Current tracking 43

Hình 2.23 Trường hợp lý tưởng thời gian tı́nh toán rất nhỏ so với Ts 44

Hình 2.24 Trường hợp xét đến thời gian trễ 45

Hình 2.25 Lưu đồ giải thuâ ̣t bù trễ 46

2

Hình 2.26 Bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Cascaded 48

Hình 2.27 Lưu đồ trạng thái tổng quát bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Cascaded 48

Hình 2.28 Lưu đồ trạng thái tối ưu bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Cascaded 49

Hình 2.29 Cấu trúc bô ̣ nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c lai 5L-HFC 50

Hình 2.30 Cấu trúc bô ̣ nghi ̣ch lưu 5L-HFC với 3 tầng điều khiển 51

Hình 2.31 Bô ̣ nghi ̣ch lưu 5L-5L-HFC kết hợp ma ̣ch phu ̣ trợ 52

Hình 2.32 Lưu đồ trạng thái tổng quát bộ nghịch lưu 5L - HFC 54

Hình 2.33 Hình các trạng thái chuyển mạch của 5L-HFC inverter 55

Hình 2.34 Lưu đồ tra ̣ng thái tối ưu của bô ̣ nghi ̣ch lưu 5L-HFC 56

Hình 2.35 Cấu trúc bộ nghịch lưu 5L-HS 57

Hình 2.36 Nhánh pha A bộ nghịch lưu 5L-HS 57

Hình 2.37 Lưu đồ trạng thái tổng quá bộ nghịch lưu 5L-HS 58

Hình 2.38 Lưu đồ trạng thái tối ưu bộ nghịch lưu 5L-HS 59

Hình 3.1 Khối 5L-HFC Inverter 59

Hình 3.2 Khối Generator 5L-HFC 60

Hình 3.3 Sơ đồ mô phỏng tổng quát SINPWM 5L-HFC 60

Hình 3.4 Khối Modulator SINPWM 5L-HFC 61

Hình 3.5 Dòng điê ̣n 3 pha trên tải – SINPWM 61

Hình 3.6 Phân tı́ch Fourier Ian – SINPWM 61

Hình 3.7 Điê ̣n áp pha Van – SINPWM 62

Hình 3.8 Phân tı́ch Fourier Van – SINPWM 62

Hình 3.9 Điê ̣n áp dây Vab 62

Hình 3.10 Phân tı́ch Fourier Vab – SINPWM 63

Hình 3.11 Điên áp trên tu ̣ C2 - SINPWM 63

Hình 3.12 Điê ̣n áp trên tu ̣ C2 - SINPWM 63

Hình 3.13 Điê ̣n áp trên tu ̣ C3 - SINPWM 63

Hình 3.14 Điê ̣n áp trên các tu ̣ ke ̣p Cf – SINPWM 64

Hình 3.15 Điện áp trên các tụ kẹp Cf - Trường hợp không sử du ̣ng lưu đồ tra ̣ng thái tối ưu 64

Hình 3.16 Sơ đồ mô phỏng tổng quát SINPWM 5L-HFC 65

Hình 3.17 Khối Modulator SVPWM 5L-HFC 65

Hình 3.18 Dòng điê ̣n 3 pha trên tải – SVPWM 66

3

Hình 3.19 Phân tı́ch Fourier Ian – SVPWM 66

Hình 3.20 Điê ̣n áp Van – SVPWM 66

Hình 3.21 Phân tı́ch Fourier Van - SVPWM 67

Hình 3.22 Điê ̣n áp Vab – SVPWM 67

Hình 3.23 Phân tı́ch Fourier Vab - SVPWM 68

Hình 3.24 Điê ̣n áp tu ̣ C2- SVPWM 68

Hình 3.25 Điê ̣n áp tu ̣ C1- SVPWM 68

Hình 3.26 Điê ̣n áp tu ̣ C3- SVPWM 68

Hình 3.27 Điê ̣n áp các tu ̣ ke ̣p Cf- SVPWM 69

Hình 3.28 Sơ đồ mô phỏng tổng quát MPC 5L-HFC 70

Hình 3.29 Khối Modulator MPC 5L-HFC 70

Hình 3.30 Dòng điê ̣n 3 pha trên tải – MPC CT 71

Hình 3.31 Phân tı́ch Fourier Vab - SVPWM 71

Hình 3.32 Điê ̣n áp Van – MPC CT 71

Hình 3.33 Phân tı́ch Fourier Van – MPC CT 72

Hình 3.34 Điê ̣n áp Vab – MPC CT 72

Hình 3.35 Phân tı́ch Fourier Vab – MPC CT 73

Hình 3.36 Điê ̣n áp tu ̣ C2 – MPC CT 73

Hình 3.37 Điê ̣n áp tu ̣ C1 – MPC CT 73

Hình 3.38 Điê ̣n áp tu ̣ C3 – MPC CT 73

Hình 3.39 Điê ̣n áp các tu ̣ ke ̣p Cf – MPC CT 74

Hình 3.40 Mức đô ̣ bám dòng đă ̣t của I – MPC không bù trễ 74

Hình 3.41 Khi Iref thay đổi – MPC không bù trễ 74

Hình 3.42 Mức đô ̣ bám dòng đă ̣t của I – MPC bù trễ 75

Hình 3.43 Khi Iref thay đổi – MPC Bù trễ 75

Hình 3.44 Khối nghịch lưu 5L-HS 76

Hình 3.45 Khối Generator 5L-HS 76

Hình 3.46 Sơ đồ mô phỏng tổng quát SINPWM 5L-HS 77

Hình 3.47 Dòng điện 3 pha trên tải - SINPWM 77

Hình 3.48 Phân tı́ch Fourier Ian - SINPWM 78

Hình 3.49 Điện áp Van - SINPWM 78

Hình 3.50 Phân tı́ch Fourier Van - SINPWM 78

4

Hình 3.51 Điện áp Vab - SINPWM 79

Hình 3.52 Phân tı́ch Fourier Vab – SINPWM 79

Hình 3.53 Sơ đồ mô phỏng tổng quát SVPWM 5L-HS 79

Hình 3.54 Dòng điện 3 pha trên tải - SINPWM 80

Hình 3.55 Phân tı́ch Fourier Ian - SINPWM 80

Hình 3.56 Điện áp Van - SINPWM 81

Hình 3.57 Phân tı́ch Fourier Van - SINPWM 81

Hình 3.58 Điện áp Vab - SINPWM 81

Hình 3.59 Phân tı́ch Fourier Vab – SINPWM 82

Hình 3.60 Sơ đồ mô phỏng tổng quát MPC 5L-HS 82

Hình 3.61 Dòng điện 3 pha trên tải - MPC 83

Hình 3.62 Phân tı́ch Fourier Ian - MPC 83

Hình 3.63 Điện áp Van - MPC 84

Hình 3.64 Phân tı́ch Fourier Van - MPC 84

Hình 3.65 Điện áp Vab - MPC 84

Hình 3.66 Phân tı́ch Fourier Vab – MPC 85

\

5

MỞ ĐẦU

Tı́nh cấp thiết và lý do cho ̣n đề tài

Từ thế kỷ thứ 19, các máy điện đầu tiên như máy phát điện từ năng lượng cơ (Pacinotti – 1864), động cơ điện từ có rotor (Ferraris - 1885) thường có kết nối trực tiếp với nguồn năng lượng và không được điều khiển tự động Mặc dù vẫn dựa trên nguyên lý hoạt động như các máy điện nguyên thủy, nhưng các máy điện sau này khi gắn vào các quy trình công nghệ sản xuất luôn có yêu cầu cao hơn về khả năng điều khiển và kết nối chủ động với nguồn năng lượng Để giải quyết vấn đề này, một lĩnh vực nghiên cứu mới đã hình thành và phát triển đó là điện tử công suất Bằng cách sử dụng các linh kiện điện tử công suất kết hợp các kỹ thuật điện tử mới và các giải thuật phù hợp, điện tử công suất đã giúp điều khiển hữu hiệu các máy điện và khống chế được dòng năng lượng điện từ

Điện tử công suất đã giúp tạo ra các bộ truyền động điện mới, các bộ lọc tích cực mới…Ở Việt Nam, thấy được tầm quan trọng của công nghệ điện tử công suất, năm 2010 chính phủ đã phê duyệt công nhận điện tử công suất là lĩnh vực ưu tiên đầu

tư và phát triển

Một trong các cấu trúc chính của các bộ truyền động mới là mạch nghịch lưu Bằng cách nghiên cứu phát triển các cấu trúc và các phương pháp điều khiển mạch nghịch lưu chúng ta có nhiều bộ truyền động khác nhau tối ưu hơn Ngày nay, bộ nghịch lưu đa bậc (multilevel inverter) với những ưu điểm vượt trội của nó được phát triển để giải quyết các vấn đề hạn chế của bộ nghịch lưu áp hai bậc và thường được

sử dụng cho các ứng dụng điện áp cao và công suất lớn

Trong thực tế mạch nghịch lưu bị giới hạn khá nhiều bởi các đặc tính điện của linh kiện bán dẫn công suất như điện áp chịu đựng và tần số đóng cắt Với các ứng

du ̣ng công suất vừa và lớn việc tăng dòng qua chuyển mạch công suất, thì tổn hao do chuyển mạch cũng sẽ tăng theo, viê ̣c tăng tần số đóng cắt la ̣i bi ̣ giới ha ̣n bởi thời gian chuyển ma ̣ch cần thiết của các thiết bi ̣ đóng cắt công suất lớn Bên cạnh đó, sự ca ̣n kiê ̣t các nguồn năng lượng hoá tha ̣ch, nhu cầu năng lượng la ̣i không ngừng tăng lên thì việc nghiên cứu các giải thuật điều chế để giảm tổn hao do chuyển mạch là một vấn đề cấp thiết được đặt ra Tuy nhiên có một thực tế là hầu hết trường hợp giảm chuyển mạch nhằm giảm tổn hao đều dẫn đến tăng hệ số méo hài tổng và biên độ các sóng hài bậc thấp Ngoài ra, việc sử dụng thiết bị điện tử công suất còn phát sinh điện

6

áp common mode làm ảnh hưởng đến tuổi thọ của cơ cấu chấp hành ,vấn đề về mất cân bằng điê ̣n áp tu ̣ nguồn cũng cần được giải quyết Vì vậy, việc nghiên cứu các cấu trúc nghi ̣ch lưu mới, các giải pháp điều chế tối ưu làm giảm số lần chuyển mạch của các linh kiện trên mạch nghịch lưu, giải quyết vấn đề mất cân bằng điê ̣n áp tu ̣ nguồn ở mô ̣t số cấu trúc nghi ̣ch lưu, giảm hoặc triệt tiêu điện áp common mode mà vẫn đảm bảo độ méo hài tổng (THD) và biên độ các sóng hài bậc thấp vẫn nằm trong giới hạn cho phép theo hàm mục tiêu là yêu cầu cấp thiết

Cấu hı̀nh nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c lai là mô ̣t cấu hı̀nh nghi ̣ch lưu cho thấy nhiều khả năng đáp ứng các điều trên, hơn nữa nhiều cấu trúc nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c lai mới cho ứng

du ̣ng công suất vừa và lớn đã được đưa ra gần đây với nhiều lợi ı́ch và triển vo ̣ng phát triển Chı́nh vı̀ vâ ̣y cho ̣n hướng nghiên cứu của đề tài là: Control of Hybrid Five-level Inverter For Medium – Voltage Applications là phù hợp và cấp bách, trong đó nghiên cứu tập trung vào giải pháp điều khiển thông qua 2 khâu: khâu điều chế - PWM Modulator và khâu phát tín hiệu xung điều khiển – Pluse Generator Khi bộ nghịch lưu có số bậc càng cao, khả năng xuất hiện số trạng thái dư thừa (rendundace) ứng với mỗi mức điện áp ngõ ra càng nhiều Điều này sẽ dẫn đến sự phức tạp trong việc tạo xung điều khiển khi thực hiện trên thực tế bằng điều khiển số [9] Tuy nhiên

kỹ thuật điều chế xung trong bộ điều khiển số ở khâu điều chế - PWM Modulator như điều chế độ rộng xung sử dựa trên sóng mang (Carrier based pulse width modulation),

kỹ thuật điều chế vector không gian (Space vector pulse width modulation), thường

có thể sử dụng chung cho nhiều cấu hình bộ nghịch lưu đa bậc khác nhau Trong khi

đó khâu tạo xung Pluse Generator phụ thuộc vào từng cấu hình nghịch lưu, sử dụng Lưu đồ trạng thái (State machine) là khâu cốt lõi nhằm đạt được chuỗi xung đóng cắt khóa theo yêu cầu chuyển mức điệp áp và có xét đến khả năng cân bằng, khả năng giảm thiểu số lần chuyển mạch Chính vì thể giải pháp Generic PWM - tách riêng hai khâu: PWM Modulator và Pluse Generator này đem lại sự linh hoạt cần thiết và chuyên môn hóa phần điều khiển số [9]

7

Mu ̣c tiêu đề tài

Nghiên cứu về cấu trúc và cách hoạt động của một số bộ nghịch lưu 5 bậc lai Nghiên cứu cấu trúc điều khiển theo phương pháp Generic PWM (kết hợp 2 khâu Modulator – Generator) áp dụng cho bộ nghịch lưu lai 5 bậc, trong đó nghiên cứu các phương pháp điều chế khác nhau trong khối Modulator như phương pháp điều chế độ rộng xung sin, phương pháp điều chế vector không gian, phương pháp điều khiển dự báo Nghiên cứu về phương pháp tạo tín hiệu điều khiển từ lưu đồ trạng thái trong khối Generator Từ đó rút ra được cấu trúc điều khiển chung cho bộ nghịch lưu lai 5 bậc

Nội dung và phạm vi nghiên cứu

Về lý thuyết, đề tài sẽ tiến hành nghiên cứu cấu trúc và nguyên lý hoạt động của các bộ nghịch lưu lai 5 bậc, nghiên cứu về các giải thuật điều chế độ rộng xung, điều chế vector không gian, điều chế khiển dự báo cho bộ nghịch lưu 5 bậc lai Các giải thuật điều chế sẽ được kiểm nghiệm, đánh giá trên mô hình mô phỏng bằng phần mềm và được so sánh với lý thuyết để có các kết luận khoa học và chính xác

Đề tài tâ ̣p trung nghiên cứu và xây dựng mô phỏng kỹ thuật điều khiển các bộ nghịch lưu 5 bậc lai theo phương pháp Generic PWM và có thể mở rộng cho các bộ nghịch lưu đa bậc khác Mô hình cho phép đạt được các mục đích sau:

1 Mô hình hóa và mô phỏng điều chế sóng mang, điều chế vector không gian , cho khâu PWM Modulator

2 Mô hình hóa và mô phỏng Lưu đồ trạng thái cho khâu Pulse Generator kết hợp với mô hình Bộ nghịch lưu 5 bậc lai

3 Mô hình hóa và mô phỏng sự kết hợp của 2 khâu PWM Modulator và Pulse Generator trong việc điều khiển các Bộ nghịch lưu 5 bậc lai

Ý nghı ̃a khoa ho ̣c và thực tiễn của đề tài

Về mă ̣t khoa ho ̣c, luận văn có những đóng góp mới: Trên cơ sở kế thừa các phương pháp điều chế, cấu trúc điều khiển Modulator – Generator và vận dụng vào việc điều khiển các bộ nghịch lưu 5 bậc lai với các cấu hình khác nhau, luận văn đã nghiên cứu một cấu trúc điều khiển chung cho các bộ nghịch lưu 5 bậc lai và có thể

mở rộng ra các bộ nghịch lưu đa bậc khác

Về thực tiễn, kết quả nghiên cứu là cơ sở khoa ho ̣c để giải quyết việc điều khiển ma ̣ch nghi ̣ch lưu thực tế Với việc kế thừa được các nghiên cứu về cấu trúc bô ̣

8

nghi ̣ch lưu lai 5 bâ ̣c của các nghiên cứu từ trước, phát triển thêm về cấu trúc điều khiển chung cho bô ̣ nghi ̣ch lưu này, hoàn thiê ̣n cơ sở khoa ho ̣c để có thể ứng du ̣ng vào thực tiễn, đặc biệt là trong các mô hình phục vụ cho học tập, nghiên cứu giúp tiết kiệm thời gian và chi phí

Tình hình nghiên cứu trong và ngoài nước

Cấu trúc cascade cầu H được đưa ra bởi R H Baker và L H Bannister (1975), cấu trúc diode kẹp được đưa ra bỏi Baker vào năm 1980, cấu trúc flying-capacitor đưa ra bởi T A Meynard và H Foch (1992) Cho đến nay hàng loa ̣t các cấu trúc lai được nghiên cứu và cho ra đời với nhiều ưu điểm vượt trô ̣i

Trong nước, Trong Hội nghị toàn quốc lần thứ 3 về Điều khiển và Tự động hoá năm 2015, nghiên cứu về kỹ thuật điều khiển PWM giảm áp common mode cho nghịch lưu cascade đa bậc của nhóm tác giả Nguyễn Vinh Quan, Nguyễn Văn Nhờ, Dương Hoài Nghĩa đã giới thiệu phương pháp mới về điều khiển dựa theo kỹ thuật điều chế độ rộng xung – PWM (Pulse Width Modulation) cho bộ nghịch lưu áp đa bậc dựa trên cơ sở hàm offset thêm vào nhằm làm giảm điện áp common-mode(common-mode voltage) ở ngõ ra Nghiên cứu bô ̣ nghi ̣ch lưu ba pha cầu H gồm hai ma ̣ch NPC ba bâ ̣c (5 bâ ̣c lai) trong luâ ̣n văn tha ̣c sı̃ của tác giả Bùi Thanh Hiếu đã trı̀nh bày mô phỏng và thực nghiê ̣m bằng phương pháp điều chế mới cho nghi ̣ch lưu lai cầu H ba pha gồm hai nhánh NPC 3 bâ ̣c sử du ̣ng mô ̣t sóng mang có số lần chuyển ma ̣ch ı́t, hiê ̣u quả trong viê ̣c giảm common-mode với THD = 27,11% Trong luâ ̣n án tiến sı̃ “Nghiên cứu kỹ thuâ ̣t điều chế đô ̣ rô ̣ng xung để điều khiển tối ưu nghi ̣ch lưu đa bâ ̣c” tác giả Quách Thanh Hải phân tı́ch cấu trúc nghi ̣ch lưu đa bâ ̣c bao gồm nghi ̣ch lưu chuẩn truyền thống và nghi ̣ch lưu lai (bằng mô phỏng thực nghiê ̣m)

Ở nước ngoài, có nhiều nghiên cứu liên quan đến đề tài, điển hı̀nh như: “An Optimized SVPWM Strategy for Five-Level Active NPC (5L-ANPC) Converter” năm 2014 Bài viết này phân tích kỹ thuâ ̣t điều chế vector không gian (SVPWM) cho

bô ̣ nghi ̣ch lưu 5L-ANPC, và trình bày cách điều khiển tối ưu nhằm cân bằng điê ̣n áp điểm trung tı́nh Bài báo “A Novel Five-Level Voltage Source Inverter with Sinusoidal Pulse Width Modulator for Medium-Voltage Applications” năm 2015 đề xuất một bô ̣ nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c mới cho các ứng dụng công suất cao Bô ̣ nghi ̣ch lưu được đề xuất dựa trên sự cải tiến của bô ̣ nghi ̣ch lưu 4 bâ ̣c diode ke ̣p (ANPC) Biến tần này có thể hoạt động trên một phạm vi rộng của điện áp, có điện áp đầu ra có chất

9

lượng cao và sử du ̣ng ı́t thiết bi ̣ hơn so với cấu hı̀nh truyền thống, các tu ̣ điê ̣n ke ̣p (fly capacitors) được kiểm soát sự cân bằng điê ̣n áp Hiệu suất của bộ chuyển đổi đề xuất được đánh giá thông qua mô phỏng và kết quả thực nghiệm “A Novel Modulation Technique and a New Balancing Control Strategy for a Single-phase Five-level ANPC Converter” Năm 2014 đề xuất mô ̣t kỹ thuâ ̣t điều chế mới và kỹ thuâ ̣t điều khiển cân bằng cho bô ̣ nghi ̣ch lưu mô ̣t pha 5 bâ ̣c sử du ̣ng tu ̣ điê ̣n ke ̣p dựa trên bô ̣ nghi ̣ch lưu diode ke ̣p cơ bản (ANPC) Kỹ thuâ ̣t mới này có thể điều khiển điê ̣n áp trên Fly capacitors theo các giá tri ̣ yêu cầu đồng thời ta ̣o ra điê ̣n áp đầu ra theo mong muốn và không phu ̣ thuô ̣c vào điê ̣n áp trên các DC capacitor của bô ̣ nghi ̣ch lưu Với kỹ thuâ ̣t này, ta có thể sử du ̣ng các DC capacitor và Fly capacitor với giá tri ̣ nhỏ hơn trong các ứng du ̣ng thực tế để tiết kiê ̣m chi phı́ Bài báo “A Novel Hybrid Five-level Inverter For Medium – Voltage Applications” năm 2016 đề xuất mô ̣t cấu trúc nghi ̣ch lưu lai 5 bâ ̣c dựa trên sự cải tiê ̣n bô ̣ nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c dùng diode ke ̣p (ANPC), cấu trúc đề xuất có số lượng thiết bi ̣ chuyển ma ̣ch ı́t hơn, tiết kiê ̣m chi phı́ 13,7% so với cấu trúc truyền thống

CHƯƠNG I: CÁC BỘ NGHỊCH LƯU ĐA BẬC CƠ BẢN

1.1 Tổng quan về bô ̣ nghi ̣ch lưu áp

Bộ nghịch lưu có nhiệm vụ chuyển đổi năng lượng từ nguồn điện một chiều không đổi sang dạng năng lượng điện xoay chiều để cung cấp cho tải xoay chiều

Đại lượng được điều khiển ở ngõ ra là điện áp hoặc dòng điện, tương ứng ta

có bộ nghịch lưu được gọi là bộ nghịch lưu áp và bộ nghịch dòng Nguồn một chiều cung cấp cho bộ nghịch lưu áp có tính chất nguồn điện áp và nguồn cho bộ nghịch lưu dòng có tính chất là nguồn dòng điện Các bộ nghịch lưu tương ứng được gọi là

bộ nghịch lưu áp nguồn áp và bộ nghịch lưu dòng nguồn dòng hoặc gọi tắt là bộ nghịch lưu áp và bộ nghịch lưu dòng Trong trường hợp nguồn điện ở đầu vào và đại lượng ở ngõ ra không giống nhau, ví dụ bộ nghịch lưu cung cấp dòng điện xoay chiều

từ nguồn điện áp một chiều, ta gọi chúng là bộ nghịch lưu điều khiển dòng điện từ nguồn điện áp hoặc bộ nghịch lưu dòng nguồn áp

Bộ nghịch lưu áp cung cấp và điều khiển điện áp xoay chiều ở ngõ ra Nguồn điện áp một chiều có thể ở dạng đơn giản như acquy, pin điện hoặc ở dạng phức tạp gồm điện áp xoay chiều được chỉnh lưu và lọc phẳng

1.2 Phân loại bộ nghịch lưu áp

Bộ nghịch lưu áp có rất nhiều loại cũng như nhiều phương pháp điều khiển khác nhau [6]

x Theo số pha điện áp đầu ra: 1 pha, 3 pha

x Theo số bậc điện áp giữa một đầu pha tải và một điểm điện thế chuẩn trên mạch (phase to pole voltage): 2 bậc (two level), đa bậc (multi – level , từ 3 bậc trở lên)

x Theo cấu hình của bộ nghịch lưu: dạng cascade (Cascade inverter), dạng diode kẹp NPC (Neutral Point Clamped Inverter), dạng dùng tụ điện ke ̣p (Flying Capacitor Inverter), hoặc dạng lai (Hybrid Inverter) là dạng cấu trúc kết hợp giữa nhiều loại cấu trúc với nhau

x Theo phương pháp điều khiển: Phương pháp điều rộng, phương pháp điều biên, phương pháp điều chế độ rộng xung sin (Sin PWM), phương pháp điều chế

độ rộng sung sin cải biến (Modifield SPWM), Phương pháp điều chế vector không gian (Space vector modulation, hoặc Space vector PWM)

1.3 Các bộ nghịch lưu áp đa bậc cơ bản

Rất nhiều cấu trúc nghịch lưu đa bậc đã được đưa ra nghiên cứu và phát triển trong nhiều năm qua Mỗi bộ nghịch lưu có một cấu trúc và cách hoạt động riêng, tuy nhiên nguyên lý chung của bộ nghịch lưu đa bậc có thể hiểu đơn giản theo mô hình 1.1

11

Hình 1.1 Giản đồ 1 pha của nghịch lưu đa bậc

(a) 2 bậc (b) 3 bậc (c) n bậc

Trong mô hình trên hoạt động của các thiết bị bán dẫn được xem như lý tưởng

và được thay bằng các công tắc lý tưởng nhiều trạng thái Các trạng thái của công tắc cũng như sự chuyển mạch của chúng cho phép giá trị điện áp đầu ra là tổng các điện thế trên các tụ điện, đồng thới các công tắc phải chống lại được điện áp trên các tụ

x Hình 1.1(a) biểu diễn bộ nghịch lưu 2 bậc với Va chỉ bao gồm 2 giá trị

1.3.1 Nghịch lưu đa bậc dạng diode kẹp (Diode Clamped Multilevel Inverter)

Hình 1.2 mô tả bộ nghịch lưu ba bậc dạng diode kẹp, biểu diễn cho pha A

12

Hình 1.2 Bộ nghịch lưu ba bậc dạng diode kẹp Trong cấu trúc trên, hai tụ điện C được ghép nối tiếp ở tầng DC và chia thành các mức điện áp Nếu điểm giữa của hai tụ được xem như điểm trung tính thì mức điện áp ngõ ra van sẽ có 3 giá trị đó là: Vdc/2 ,0 và –Vdc/2

x Khi 2 khóa S1 và S2 được kích đóng, giá trị điện áp ngõ ra van là Vdc/2

x Khi 2 khóa S1’ và S2’ được kích đóng, giá trị điện áp ngõ ra van là Vdc/2

-x Khi 2 khóa S1’ và S2 được kích đóng, giá trị điện áp ngõ ra van là 0 Thiết bị chính giúp phân biệt mạch nghịch lưu trên với các nghịch lưu 2 bậc thông thường chính là 2 diode D1 và D1’ Hai diode này sẽ nối ngõ ra tới điểm n, qua

đó phối hợp tạo nên 3 mức điện áp ngõ ra khác nhau

Bảng trạng thái chuyển mạch của bộ nghịch lưu này thể hiện ở bảng 1.1 Bảng 1.1 Trạng thái chuyển mạch bộ nghịch lưu 3 bậc dạng diode kẹp

TRẠNG THÁI CHUYỂN MẠCH Output

13

Hình 1.3 Bộ nghịch lưu 5 bậc dạng diode kẹp Với điện áp Dc là Vdc thì điện áp trên mỗi tụ sẽ là Vdc/4 và mức độ chịu gai

áp trên mỗi thiết bị sẽ được giới hạn bởi các mức điện áp khác nhau Với n là điểm trung tính ta có các mức điện áp Van phụ thuộc theo bảng trạng thái chuyển mạch sau Bảng 1.2

Bảng 1.2 Trạng thái chuyển mạch bộ nghịch lưu 5 bậc dạng diode kẹp

TRẠNG THÁI CHUYỂN MẠCH Output

tụ, trong trường hợp này điện thế của tụ C so với điểm n là Vdc/2 Giá trị điện áp ngõ

ra Van bao gồm 3 giá trị: Vdc/2 ,0 và –Vdc/2, tùy thuộc vào bảng trạng thái chuyển mạch sau Bảng 1.3

Bảng 1.3 Trạng thái chuyển mạch bộ nghịch lưu 3 bậc dạng tụ điện kẹp

TRẠNG THÁI CHUYỂN MẠCH Output

Tụ kẹp C được nạp điện khi S1 , S2’ được kích đóng và phóng điện khi S2 và

S1’ được kích đóng Như vậy việc nạp và phóng điện của tụ C được cân bằng thông qua việc lựa chọn trạng thái đóng ngắt khóa thích hợp trong mức điện áp 0 Hình 1.5 biểu diễn cấu trúc bộ nghịch lưu 5 bậc dạng tụ điện kẹp, pha A

15

Hình 1.5 Bộ nghịch lưu 5 bậc dạng tụ điện kẹp

Ta có bảng trạng thái chuyển mạch cho bộ nghịch lưu 5 bậc dạng tụ điện kẹp (Bảng 1.4)

Bảng 1.4 Trạng thái chuyển mạch bộ nghịch lưu 3 bậc dạng tụ điện kẹp

TRẠNG THÁI CHUYỂN MẠCH Voltage VOutput

bộ nghịch lưu n-bậc yêu cầu tổng cộng (n-1)x(n-2)/2 tụ kẹp cho mỗi nhánh pha và (n-1) tụ ở tầng DC

1.3.3 Nghịch lưu đa bậc dạng Cascaded (Cascaded mutilevel inverter)

Cấu trúc của bộ inverter loại này dựa trên sự kêt nối của các bộ nghịch lưu 1 pha với các nguồn DC cách ly Hình 1.6 biểu diễn cấu trúc của bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Casaded cho pha A (Mỗi ba bao gồm 2 cell , 1 cell tương đương với mạch cầu

1 pha)

Hình 1.6 Nghịch lưu 5 bậc dạng Cascaded Điện áp pha ở ngõ ra đạt được bằng cách cộng các mức điện áp tạo thành bởi các cell khác nhau Mỗi cell – nghịch lưu cầu 1 pha sẽ tạo ra 3 mức điện áp ở ngõ ra mỗi cell là Vdc, 0 và –Vdc thông qua việc kết hợp sự đóng cắt của các khóa Bảng 1.5 cho ta các trạng thái chuyển mạch của bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Cascaded

17

Bảng 1.5 Trạng thái chuyển mạch của bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Cascaded

Trạng thái chuyển mạch Output

là 2N+1 với N là số lượng các nguồn DC

1.3.4 Nghịch lưu đa bậc kiểu lai (Hybrid mutilevel inverter)

Các bộ nghịch lưu đa bậc kiểu lai đạt được các bậc điện áp mong muốn bằng cách sử dụng các nguồn lai, các cấu hình lai hoặc các thiệt bị công suất lai đồng thời giảm được số lượng nguồn DC cần thiết, giảm tần số chuyển mạch, giảm tổn hao chuyển mạch, hiệu năng cao so với các bộ nghịch lưu cơ bản cùng bậc Với sự linh hoạt cao trong cấu trúc giúp thích hợp cho nhiều ứng dụng khác nhau

Các bộ nghịch lưu lai nhìn chung được phân biệt với nhau dựa trên loại thiết

bị công suất được sử dụng, số lượng nguồn DC yêu cầu, công suất nguồn DC và cấu hình mạch công suất Một số cấu trúc nghịch lưu 5 bậc kiểu lai sẽ được giới thiệu và phân tích trong luận văn ở các chương sau

1.4 Bộ nghịch lưu sử dụng trong cấp điện áp trung bình (Medium – Voltage)

Ngày nay, bộ chuyển đổi DC – AC ở mức điện áp trung bình (Medium Voltage) và mức điện áp cao (High Voltage) đã trở thành một trong những đề tài

18

nghiên cứu hết sức quan trọng khi mà chúng ta cần truyền tải một lượng lớn công suất trên những khoảng cách dài thông qua hệ thống truyền tải điện cao áp một chiều (HVDC transmision system) Các hệ thống phân phối điện xoay chiều yêu cầu sử dụng các bộ nghịch lưu điện áp cao trong mạng lưới truyền tải và phân phối Trong thời gian đầu, các bộ nghịch lưu 2 bậc tiêu chuẩn được xây dựng nối tiếp nhau trở thành thế hệ đầu tiên trong hệ thống HVDC bởi sự đơn giản và dễ dàng lắp đặt bằng cách thêm vào các thiết bị trong dãy nối tiếp Tuy nhiên hệ thống này gặp khó khăn trong việc đạt được sự ổn định và quan trọng hơn sự phân chia điện áp sử dụng các công tắc chuyển mạch sẽ tạo ra các hài và do đó các bộ nghịch lưu trở nên kém chất lượng kể cả việc giảm mức điện áp hay giới hạn tần số chuyển mạch [13]

Trong suốt quá trình phát triển của công nghệ, kỹ thuật, cuộc đua về mức độ phát triển giữa mức điện áp cao với các thiế bị bán dẫn công suất cao trong các ứng dụng điện áp trung bình và cao (medium and hight voltage) vẫn tiếp tục tiếp diễn Rất nhiều thiết bị được ra đời gần đây phù hợp với các ứng dụng ở mức điện áp thấp trong khi đó các thiết bị ở mức điện áp trung bình vẫn chưa được phát triển tương xứng Mức điện áp định mức cao nhất của một thiết bị IGBT đã được thương mại hóa gần đây là 6,5kV, nó chỉ mới phù hợp tới mức điện áp 2,88 kV hoặc thấp hơn nếu được

sử dụng cấu trúc nghịch lưu truyền thống 2 bậc Để kết nối được các bộ nghịch lưu 2 bậc vào hệ thống năng lượng tái tạo và lưới điện áp trung bình, một biến áp công suất dạng frequency step-up thường được sử dụng Do tỉ lệ các hài nhiễu ở đầu ra hệ thống lớn nên các hệ thống sử dụng cấu trúc nghịch lưu 2 bậc truyền thống yêu cầu một bộ lọc có kích thước tương đối lớn ở đầu ra Việc sử dụng các thiết bị có điện áp định mức cao có thể làm tăng tổn hao chuyển mạch ở các ộ nghịch lưu này Ngoài ra, giá thành của của các thiết bị bán dẫn công suất cũng tăng nhanh theo mức điện áp định mức của chúng Do đó, cấu trúc nghịch lưu 2 bậc truyền thống là không phù hợp với các mạng lưới điện áp trung bình và cao Bảng 1.6 cho ta bảng giá tham khảo của các thiết bị IGBT trên thị trường hiện nay , thay đổi theo điện áp và dòng định mức của chúng [13]

19

Bảng 1.6 Giá các thiết bị IGBT trên thị trường

Việc kết nối theo tầng các thiết bị bán dẫn có điện áp định mức thấp có thể giải quyết được các đề về chi phí cho các ứng dụng ở mức điện áp trung bình Vì thế các cấu trúc nghịch lưu đa bậc trở thành con đường đơn giản và hiệu quả nhất để giải quyết các vấn đề trên Việc kết nối các thiết bị bán dẫn theo tầng sẽ giúp chúng

ta có khả năng sử dụng các thiết bị có điện áp định mức thấp cũng như các thiết bị bán dẫn với giá thành rẻ hơn Bảng 1.7 cho ta các mức điện áp dây có thể đạt được đối với các bộ nghịch lưu theo bậc [13]

20

Bảng 1.7 Mức điện áp dây đạt được theo số bậc nghịch lưu

Ta thấy rõ với thiết bị có mức điện áp hoạt động lớn nhất trên thị trường, bộ nghịch lưu 2 bậc chỉ có thể cho ta mức điện áp dây cao nhất là 2,88 kV tuy nhiên với các bộ nghịch lưu đa bậc, giới hạn này dễ dàng đạt được và còn có thể cho ra mức điện áp cao hơn Các bộ nghịch lưu dùng cho công suất vừa và cao có thể được thiết

kế bằng cách sử dụng khả năng kết nối của các thiết bị bán dẫn này và với các cấu trúc nghịch lưu khác nhau Nếu so sánh với bộ nghịch lưu 2 bậc truyền thống, sử dụng các bộ nghịch lưu đa bậc sẽ giảm đáng kể các tổn hao chuyển mạch, làm giảm mức điện áp rơi trên các thiết bị chuyển mạch và giảm tỉ lệ các hài không mong muốn Đấy là những đặc trưng rõ rệt cho phép ta kết nối trực tiếp các hệ thống năng lượng tái tạo vào hệt hống lưới mà không cần thiết phải sử dụng các máy biến áp cồng kềnh, nặng nề và tốn kém Thêm vào đó, ta sẽ giảm đến mức tối đa các yêu cầu về bộ lọc ở đầu vào và đầu ra của hệt thống Như vậy với các ưu điểm trên, cấu nghịch lưu đa bậc rõ ràng là một giải pháp tuyệt vời cho các ứng dụng ở mức điện áp trung bình và cao

21

CHƯƠNG II ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ÁP 5 BẬC LAI

Ta sẽ nghiên cứu một cấu trúc điều khiển theo phương pháp Generic PWM [9] cho bộ nghịch lưu áp 5 bậc lai Cấu trúc điều khiển bô ̣ nghi ̣ch lưu bao gồm hai phần, mỗi phần đảm nhâ ̣n mô ̣t nhiê ̣m vu ̣ riêng (Hı̀nh 2.1)

Hình 2.1 Cấu trúc điều khiển bộ nghịch lưu

Mô ̣t bô ̣ điều chế chung (Modulator) được ta ̣o ra thı́ch hợp với viê ̣c sử du ̣ng cho nhiều cấp nghi ̣ch lưu khác nhau, được sử du ̣ng để xác đi ̣nh trı̀nh tự các mức điê ̣n áp mà có thể dùng cho mỗi pha nhằm đa ̣t được kết quả mong muốn (Mức điện áp cấp

1, cấp 2, ) Phần điều khiển này hoàn toàn đô ̣c lâ ̣p với cấu trúc của bô ̣ nghi ̣ch lưu, không phu ̣ thuô ̣c là bô ̣ nghi ̣ch lưu loa ̣i nào mà chı̉ dựa trên số bâ ̣c nghi ̣ch lưu mong muốn Bô ̣ điều chế sẽ sử du ̣ng các sóng điê ̣n áp tham khảo, để điều chế thành các sóng mong muốn cho mỗi pha Ta có thể sử du ̣ng các phương pháp điều chế khác nhau ở bô ̣ phâ ̣n này như phương pháp điều chế đô ̣ rô ̣ng xung Sin hay phương pháp phương pháp điều chế vector không gian, điều khiển dự báo dòng điê ̣n Tı́n hiê ̣u điều chế cuối cùng sẽ được đưa vào bô ̣ phát sóng tı́n hiê ̣u điều khiển (Control Signal Generator) Như vâ ̣y tı́nh hiê ̣u điều chế cuối của khối Modulator đó là tra ̣ng thái các

bâ ̣c của mỗi pha trong mỗi thời điểm Ta quy đi ̣nh lần lượt các mức 0,1,2,3,4 cho các mức điê ̣n áp ngõ ra mỗi pha

22

Vı́ du ̣ đối với nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c 3 pha, nếu tı́n hiê ̣u điều chế đầu ra của khối Modulator là: Pha A: 4 , Pha B: 1, Pha C: 2 sẽ tương ứng với viê ̣c truyền thông tin qua khối phát xung tı́n hiê ̣u điều khiển (Control Singal Generator) với nô ̣i dung Pha

A điê ̣n áp đầu ra ở mức 4, Pha B điê ̣n áp mức 1, Pha C điê ̣n áp mức 2, và khi đó nhiê ̣m vu ̣ của bô ̣ phát sóng tı́n hiê ̣u là phát xung tı́n hiê ̣u tương ứng để ta ̣o thành các

bâ ̣c điê ̣n áp ở trên

Như vâ ̣y bô ̣ phát sóng tı́n hiê ̣u điều khiển gắn chă ̣t vào cấu trúc của bô ̣ nghi ̣ch lưu Phần này có nhiê ̣m vu ̣ xác đi ̣nh các lê ̣nh được gửi đến các khoá đóng cắt trong

bô ̣ nghi ̣ch lưu để ta ̣o ra da ̣ng sóng cần thiết, trong khi đó thực hiê ̣n đồng thời viê ̣c tối

ưu hoá viê ̣c điều khiển, kiểm soát tổn thất chuyển ma ̣ch … bằng viê ̣c quyết đi ̣nh thứ tự đóng ngắt các khoá Sơ đồ tra ̣ng thái được sử du ̣ng trong bô ̣ phát sóng tı́n hiê ̣u điều khiển, từ sơ đồ tra ̣ng thái này của bô ̣ nghi ̣ch lưu ta có thể lựa cho ̣n thứ tự đóng ngắt tối ưu cho các khoa điều khiển

Luâ ̣n văn sẽ tâ ̣p trung thực hiê ̣n viê ̣c điều khiển bô ̣ nghi ̣ch lưu thông qua các

cơ sở lý thuyết trên, kết hợp giữa bô ̣ điều chế và bô ̣ phát sóng tı́n hiê ̣u trong viê ̣c điều khiển bô ̣ nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c lai

2.1 Khối điều chế Modulator

Khối Modulator sẽ xử du ̣ng các phương pháp điều chế đô ̣ rô ̣ng xung Sin, điều chế vector không gian, điều khiển dự báo dòng điê ̣n ta ̣o ra tı́n hiê ̣u điều khiển 5 mức điê ̣n áp cho mỗi pha

2.1.1 Phương pháp điều chế độ rộng xung (SINPWM)

Phương pháp còn có tên là Carrier based PWM (CB PWM hoặc SINPWM)

Để thực hiện tạo giản đồ kích đóng các khóa công suất trong cùng một pha tải, một

số sóng mang dạng tam giác được sử dụng để so sánh với một điện áp điều khiển dưới dạng sin (vì vậy tổng quát người ta còn gọi đây là phương pháp điều chế sóng mang) Đối với bộ nghịch lưu áp 5 bậc, số sóng mang được sử dụng là 4 sóng Chúng

có cùng tần số là fc (được gọi là tần số sóng mang) và cùng biên độ đỉnh – đỉnh là Ac

Vì vậy nếu chọn sóng mang có điện áp đỉnh thấp nhất là 0V thì giá trị đỉnh cao nhất

sẽ là 4.Ac(V) [3]

23

Hình 2.2 Nguyên lý của phương pháp điều chế độ rộng xung sinPWM

Các điện áp điều khiển dạng sin sẽ được so sánh với các sóng mang dạng tam giác từ thứ nhất đến sóng mang thứ n-1 (với mạch nghịch lưu tổng quát là n bậc) Các sóng mang dạng tam giác tần số cao và có thể được xắp xếp theo ba cách [5]:

x Bố trí cùng pha (PD: In Phase Disposition) (hình 2.2),

x Bố trí hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 1800 – APOD (Alternative Phase Opposition Disposition) (hình 2.3)

x Bố trí đối xứng qua trục zero (POD - Phase opposition Disposition) (hình 2.4)

Hình 2.3 Bố trí sóng mang cùng pha – PD (In Phase Disposition)

Hình 2.4 Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 độ - APOD

24

Hình 2.5 Bố trí sóng mang đối xứng qua trục zero POD (Phase Opposition

Disposition) Trong các phương pháp bố trí sóng mang, phương pháp bố trí các sóng mang

đa bậc cùng pha cho độ méo dạng áp dây nhỏ nhất [5] Riêng đối với bộ nghịch lưu

áp ba bậc, phương pháp POD và APOD cho cùng kết quả Điện áp điều khiển Vx có biên độ đỉnh bằng Am và tần số fm, dạng sóng của nó thay đổi chung quanh trục tâm của hệ thống 4 sóng mang Do đó, điện áp điều khiển ba pha lần lượt là:

S S

f m

Phương pháp này có một số ưu điểm như sau:

x Đơn giản, dễ thực hiện

x Việc điều chỉnh điện áp và tần số ra chỉ thông qua điều chỉnh biên độ

và tần số điện áp điều khiển đưa vào mạch điều chế Vx Tuy nhiên phương pháp này cũng có khá nhiều nhược điểm:

u (2.4) Thành phần hài cơ bản của điện áp pha-tâm nguồn có biên độ đỉnh cực đại

V1sinPWMmax được xác định là:

dc 1,sin PWM max

u V

2 (2.5) Như vậy, phương pháp SINPWM có vùng chỉ số điều chế còn tuyến tính m bị giới hạn bởi:

1xn,sin PWM max max

dc

Để thực hiện phương pháp điều chế SINPWM trong khôi Modulator, mỗi pha

ta sử du ̣ng mô ̣t sóng sin tham chiếu và so sánh với 4 sóng mang tam giác tần số cao, cùng pha.(Hı̀nh 2.6)

Hình 2.6 Sóng điều chế đô ̣ rô ̣ng xung Sin (ma = 1)

Theo nguyên tắc điều chế cho khối Modulator, các xung đóng cắt căn cứ vào viê ̣c so sánh giữa sóng mang tam giác và sóng sin tham chiếu sẽ cho ta các giá trị trạng thái bậc điện áp , Gọi s là giá trị tính hiệu sin tức thời, p1,p2,p3,p4 là giá trị

Như vâ ̣y ứng với mỗi mức điê ̣n áp, khối Modulator – Đô ̣ rô ̣ng xung Sin sẽ phát ra các xung với quy tắc trên

Ta có lưu đồ thuật toán khối Modulator sử dụng phương pháp SINPWM cho pha A ở hình 2.7

Hình 2.7 Lưu đồ thuật toán khối Modulator sử dụng phương pháp SINPWM Như vậy khối Modulator sử dụng phương pháp SINPWM sẽ tạo nên các giá trị bậc điện áp ở ngõ ra theo nguyên tắc như lưu đồ hình 2.7

27

2.1.2 Phương pháp điều chế vector không gian

Ý tưởng của phương pháp điều chế vector không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của vector không gian tương ứng trên quỹ đạo đường tròn của vector điện áp bộ nghịch lưu, tương tự như trường hợp của vector không gian của đại lượng sin ba pha tạo được Với sự dịch chuyển đều đặn của vector không gian trên quỹ đạo tròn, các sóng hài bậc cao được loại bỏ và quan hệ giữa tín hiệu điều khiển và biên

độ áp ra trở nên tuyến tính Vector tương đương ở đây chính là vector trung bình trong thời gian một chu kì lấy mẫu Ts của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp

Nguyên lý điều chế vector không gian đối với bộ nghịch lưu áp đa bậc được thực hiện tương tự như ở nghịch lưu hai bậc Để tạo vector trung bình tương ứng vector Vur cho trước cần xem xét vector Vur nằm vị trí nào của hình lục giác Để thuận tiện, thông thường diện tích hình lục giác được chia nhỏ thành các hình tam giác con Ví dụ, góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác giới hạn bởi ba vector Vuur0 ,

2

V

uur

và Vuur5 được chia nhỏ thành các diện tích (1), (2), (3), và (4) như hình 2.8

Hình 2.8 Các vector góc phần tư thứ 6 - Phân tích phương pháp SVM

Vector Vurđang khảo sát cần được điều khiển có vị trí nằm trên phần diện tích (2) Bước tiếp theo, cần xác định các vector không gian cần thiết – còn gọi là các vector cơ bản, để tạo nên vector trung bình nằm trong diện tích (2) Trong hình (2.8)

đó chính là các vector Vuur1, Vuur2 và Vuur3 Như vậy, vector tương đương với vector Vur

có thể thực hiện bằng cách điều khiển duy trì tác dụng theo trình tự vector Vuur1trong

Thời gian tác dụng T1, T2, T3của các vector cơ bản được xác định thông qua các thành phần vuông góc VuurD , V uurE trong hệ toạ độ đứng yên (stationary frame) của vector Vur, quan hệ giữa các thành phần vector VuurD , V uurEvới thời gian duy trì trạng thái vector Vuur1, Vuur2 và Vuur3có thể biểu diễn dưới dạng ma trận (2.9)

1 2 s

3

T 1

T T

2 s 3

T 1 T T

2 3

3

d d

V 1

Tương tự ta có thể áp dụng các công thức trên cho các phần diện tích còn lại

Do đó, với các phần diện tích 1, 2, 3 và 4 giá trị d1, d2 và d3 có thể tính theo (2.11)

Phương án điều chế này có ưu điểm có thể “nhìn” thấy trạng thái chuyển mạch

do đó có thể chọn các vector không (redundant) một cách phù hợp để giảm số lần đóng cắt Tuy nhiên, việc xác định các giá trị di sẽ tốn nhiều thời gian trong giải thuật nhất là khi số ô tam giác tăng (số bậc lớn) và việc tính toán này sẽ trở nên cực kỳ khó khăn, khi đó ta cần có các giải thuâ ̣t riêng để tiết kiê ̣m thời gian tı́nh toán

29

Ta sẽ nghiên cứu một giải thuật điều chế vector không gian nhanh cho bộ nghich lưu đa bậc và áp dụng cho bộ nghịch lưu 5 bậc lai [4] Ứng với 5 bâ ̣c điê ̣n áp, không gian vector điê ̣n áp bao gồm 6 phần go ̣i là 6 sector (hı̀nh 2.9) Mỗi sector chứa (5-2)2 = 16 tam giác điều chế (triangle), mỗi đı̉nh của tam giác điều chế được ta ̣o thành từ 1 vector tra ̣ng thái (Hı̀nh 2.10)

Hình 2.9 6 Sector không gian điê ̣n áp

Hình 2.10 Các tam giác điều chế vector không gian

Mỗi vector tra ̣ng thái có thể biểu diễn 1 hay nhiều tra ̣ng thái chuyển ma ̣ch tùy thuô ̣c vào vi ̣ trı́ của vector Có tất cả 53 = 125 tra ̣ng thái chuyển ma ̣ch đối với bô ̣ nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c 3 pha Như vâ ̣y với số bâ ̣c lớn, viê ̣c tı́nh toán thời gian tác du ̣ng của mỗi vector là khá khó khăn và tốn nhiều thời gian xử lý Ta sẽ sử du ̣ng mô ̣t thuâ ̣t toán đơn giản để thực hiê ̣n giải thuâ ̣t điều chế vector không gian cho bô ̣ nghi ̣ch lưu 5 bâ ̣c

s o

t T

h

t T t t

E D

31

Hình 2.12 Vector không gian nghi ̣ch lưu 3 bâ ̣c

Trong bô ̣ nghi ̣ch lưu 3 bâ ̣c, mỗi sector được chia làm 4 tam giác Ta ký hiê ̣u các tam giác là ' j với j = 0,1,2,3 và để đơn giản quá trı̀nh tı́nh toán, ta chia các tam giác thành 2 loa ̣i :

Tam giác loa ̣i 1: có ca ̣nh đáy nằm ở dưới ('0,'1,'3) như hı̀nh 2.12b Tam giác loa ̣i 2: có ca ̣nh đáy nằm ở trên ('2) như hı̀nh 2.12d

Ở hı̀nh 2.12 a, v* và vector điê ̣n áp tham chiếu với biên đô ̣ |v*| và góc quay J

so với tru ̣c D Ta sẽ xác đi ̣nh mô ̣t vector nhỏ vs như hı̀nh 2.12b và 2.12d trên hê ̣ tru ̣c

to ̣a đô ̣ mới (D E ) Vector vo o s ta ̣o với tru ̣c D mô ̣t góc o J , Các viê ̣c tı́nh thời gian tác s

du ̣ng dựa theo vector vs trên hê ̣ to ̣a đô ̣ chuyển di ̣ch (D E ) sẽ được xấp xı̉ bằng với o ovector thực sự v* trên hê ̣ to ̣a đô ̣ (DE ) Do đó ta có thể tı́nh toán thời gian tác du ̣ng của bất kỳ vector nào thông qua viê ̣c tı̀m thời gian tác du ̣ng của vector nhỏ vs

Với tam giác loa ̣i 1, các tı́nh toán sẽ tương tự như thực hiê ̣n ở sector 1 đối với nghi ̣ch lưu 2 bâ ̣c Vı́ du ̣ ở hı̀nh 2.12a, tam giác '3 có thể được xem như tương đương với sector 1 ở nghi ̣ch lưu 2 bâ ̣c nếu ta xem A2 như là vector 0 của điều chế 2 bâ ̣c (hı̀nh 2.12b) Vector A2P trở thành vector nhỏ vs ở tru ̣c to ̣a đô ̣ (D E ) Thời gian tác o o

du ̣ng ta (tA4) , tb (tA5) và t0 (tA2) được tı́nh toán theo (2.16)

Với tam giác loa ̣i 2, ta có thể xem như tương tự với sector 4 đối với nghi ̣ch lưu 2 bâ ̣c Vı́ du ̣ ở hı̀nh 3.11c, tam giác '2được xem như tương tự với sector 4 đối với nghi ̣ch lưu 2 bâ ̣c nếu ta xem A4 như là vector 0 của điều chế 2 bâ ̣c (hı̀nh 2.12d) Khi đó Vector A4P trở thành vector nhỏ vs ở tru ̣c to ̣a đô ̣ (D E ) Thời gian tác dụng to o a

(tA2) , tb (tA1) và t0 (tA4) được tı́nh toán theo (2.16)