Kỹ thuật OFDM và ứng dụng trong truyền hình số mặt đất DVB t

Các sóng mang này chiếm các khoảng trống thứ tự tần số Hình 1.1 Bi ểu diễn tín hiệu OFDM trực giao 1.4 Các ưu và nhược điểm độ dài chuỗi bảo vệ lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh

NGUYỄN KIM CHÂU

HàN ội - Năm 2014

-

LUẬN VĂN THẠC SĨ KHOA HỌC

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC PGS.TS NGUYỄN QUỐC TRUNG

HàN ội - Năm 2014

Ch ương 1: GIỚI THIỆU TỔNG QUAN VỀ KỸ THUẬT OFDM

1.1 L ịch sử phát triển

hình thành và phát triển nhiều công trình khoa học về kỹ thuật này đã được thực

hiện ở khắp nơi trên thế giới Đặc biệt là các công trình của Weistein và Ebert,

đổi IDFT và phép điều chế bằng phép biến đổi DFT Phát minh này cùng với sự

cho các hệ thống phát thanh số DAB và DRM, truyền hình số mặt đất DVB-T,

1.2 S ự ứng dụng của kỹ thuật OFDM

VNPT

Đặc biệt kỹ thuật OFDM hiện nay còn đề xuất làm phương pháp điều chế sử

1.3 Khái ni ệm OFDM

hệ thống 4G

đường truyền Hệ thống OFDM truyền dữ liệu bằng cách sử dụng một số lượng lớn

các sóng mang băng hẹp Các sóng mang này chiếm các khoảng trống thứ tự tần số

Hình 1.1 Bi ểu diễn tín hiệu OFDM trực giao

1.4 Các ưu và nhược điểm

độ dài chuỗi bảo vệ lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh

Hệ thống có cấu trúc bộ thu đơn giản

 K ỹ thuật điều chế OFDM có một vài nhược điểm cơ bản sau

Đường bao biên độ của tín hiệu phát không bằng phẳng Điều này gây ra méo

đi một phần hiệu suất đường truyền, do bản thân chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích

thời gian (time offset) do sai số đồng bộ [4]

1.5 Các h ướng phát triển trong tương lai

thống thông tin di động thứ 4 (4G) Trong hệ thống thông tin di động thứ 4, kỹ thuật

technique) nhằm nâng cao dung lượng kênh vô tuyến và kết hợp với công nghệ

điều chế OFDM bằng phép biến đổi Wavelet nhằm cải thiện sự nhạy cảm của hệ

Ch ương 2: ĐẶC TÍNH KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN DI ĐỘNG

2.1 Gi ới thiệu

lớn, nó ảnh hưởng trực tiếp đến chất lượng truyền dẫn và dung lượng kênh truyền

khoảng cách

đến MS

 Pha đinh đa đườn g: Pha đinh đa đường làm thay đổi cường độ tín hiệu, là

nguyên nhân gây ra nhiễu giao thoa liên ký tự ISI

nhiễu nền, nhiễu nhiệt trong các hệ thống thu phát thông tin

Pha đinh bao gồm: "pha đinh phạm vi rộng" và "pha đinh phạm vi hẹp" [22] Pha đinh phạm vi rộng được biểu thị bằng tổn hao do truyền sóng khoảng cách xa Pha đinh phạm vi hẹp mô tả sự thăng giáng nhanh sóng vô tuyến theo biên độ, pha

và trễ đa đường trong khoảng thời gian ngắn hay trên cự ly di chuyển ngắn

nhau tại các thời điểm khác nhau, đặc tính này gọi là tính chọn lọc thời gian Trong

chọn lọc tần số

Từ trên ta thấy tương ứng với mỗi đặc tính kênh truyền, ta có pha đinh chọn

lọc không gian, pha đinh chọn lọc thời gian và pha đinh chọn lọc tần số [22,28]

2.2 Mi ền không gian

thu là một hàm phụ thuộc vào khoảng cách và các thông số khác Tổn hao do

PL∝ d-n

PT(2.1) Trong đó n là mũ tổn hao (n=2 cho không gian tự do, n< 2 cho các môi trường trong nhà, n > 2 cho các vùng thành phố ngoài trời), d là khoảng cách từ máy thu đến máy phát

mọi khoảng cách d, tổn hao đường truyền PL(d) tại một vị trí nhất định là quá trình

vào khoảng cách) Nếu xét cả sự thay đổi theo vị trí, có thể biểu diễn tổn hao đường truyền PL(d) tại khoảng cách d như sau [22]

= +

d

d lg n 10 d PL X

d PL dB d

dB) với lệch chuẩn σ (cũng đo bằng dB), d0 là khoảng cách tham chuẩn giữa máy phát và máy thu, n là mũ tổn hao đường truyền

Kết quả của ảnh hưởng ngẫu nhiên này được thể hiện tính chọn lọc không

này hiện đang được đưa vào áp dụng và nghiên cứu đã nâng cao chất lượng kênh truyền dẫn

2.3 Mi ền tần số

Điều chế tần số do hiệu ứng Doppler gây ra, khi có sự chuển động tương đối

động tương đối giữa BTS và MS, các thành phần sóng đa đường bị dịch tần số

Doppler 𝐵𝐵𝐷𝐷 được biểu diễn như sau [22,29]

𝐵𝐵𝐷𝐷 =𝑣𝑣𝜆𝜆cos(𝜃𝜃) = 𝑣𝑣𝑐𝑐𝑓𝑓𝑐𝑐cos(𝜃𝜃) PT(2.3)

động của MS và phương sóng tới, c là tốc độ ánh sáng và 𝑓𝑓𝑐𝑐 là tần số sóng mang Từ

khác nhau sẽ làm tăng độ rộng băng tần tín hiệu Khi 𝑣𝑣 và hoặc 𝜃𝜃 thay đổi dịch Doppler thay đổi dẫn đến trải Doppler

đó băng thông nhất quán là một thông số thông kê của dải tần số trên một kênh pha đinh "phẳng" Kênh pha đinh phẳng là kênh trong đó tất cả các thành phần phổ được

nhất quán tỷ lệ nghịch với trải trễ

đều chịu ảnh hưởng của pha đinh Đối với pha đinh chọn lọc tần số tín hiệu qua

của kênh Pha đinh chọn lọc tần số gây méo tín hiệu

2.4 Mi ền thời gian

ứng xung kim thay đổi theo thời gian Mô hình kênh truyền thống sử dụng mô hình đáp ứng xung kim, đây là một mô hình trong miền thời gian

Nếu gọi x(t) là tín hiệu phát, y(t) là tín hiệu thu và ℎ(𝑡𝑡, 𝜏𝜏) là đáp ứng xung kim

của tín hiệu phát với đáp ứng xung kim của kênh như sau [22],[29]

Ảnh hưởng của kênh truyền vô tuyến đa đường được hiểu là một tín hiệu được

phản xạ khác nhau có độ dài khác nhau do ảnh hưởng của vật cản trên đường

được khống đúng, thu sai, gây nhiễu ICI

hay phân tán thời gian

Hình 2.1 Mô ph ỏng kênh trong miền thời gian

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 -60

-50 -40 -30 -20 -10 0

10 Bien do cua kenh, tinh theo dB-The channel amplitude in dB

t

2.4.1 Tr ễ trội trung bình quân phương

Thông số thời gian quan trọng của phân tán thời gian là trải trễ trung bình

Trong đó 𝑃𝑃(𝜏𝜏𝑘𝑘) là công suất trung bình đa đường tại thời điểm 𝜏𝜏𝑘𝑘

2.4.2 Th ời gian nhất quán

độ của tín hiệu thu, ký hiệu là TC Các ký hiệu khác nhau truyền qua kênh trong

khác nhau

2.5 Quan h ệ giữa các thông số trong các miền khác nhau

2.5.1 B ăng thông nhất quán và trải trễ trung bình quân phương

Nếu ký hiệu băng thông nhất quán là BC và trải trễ trung bình quân phương là

hệ với trải trễ trung bình quân phương qua biểu thức [22,29]

𝐵𝐵𝐶𝐶 ≈ 50𝜎𝜎1

𝜏𝜏 PT(2.8) Khi thiết kế ta chỉ cần xét một thông số

2.5.2 Th ời gian nhất quán và trải Doppler

kênh trong miền thời gian Trải Doppler và thời gian nhất quán là hai thông số tỷ lệ nghịch với nhau được mô tả bởi phương trình sau [22]

𝑇𝑇𝐶𝐶 ≈𝐵𝐵1

𝐷𝐷 PT(2.9) Khi thiết kế hệ thống chỉ cần xét một trong hai thông số nói trên là đủ

2.6 Các lo ại pha đinh phạm vi hẹp

xác định loại pha đinh phạm vi hẹp dựa trên hai đặc tính [22,29]

Bảng 2.1 liệt kê các loại pha đinh phạm vi hẹp

Trong đó: BS là ký hiệu cho độ rộng băng tần tín hiệu, BC ký hiệu cho băng thông nhất quán, BD ký hiệu cho trải Doppler, T ký hiệu cho chu kỳ ký hiệu và

𝜎𝜎𝜏𝜏 trải trễ trung bình quân phương

hiệu phát, tín hiệu thu sẽ bị pha đinh phẳng Khi này chu kỳ tín hiệu lớn hơn nhiều

rộng băng tần tín hiệu phát, tín hiệu thu được sẽ bị pha đinh chọn lọc tần số, khi này chu kỳ tín hiệu nhỏ hơn trải trễ đa đường kênh Khi đó tín hiệu thu bị méo dạng dẫn đến nhiễu giao thoa giữa các ký hiệu (ISI) Trong thực tế ta mong muốn một kênh

thông nhất quán nên chỉ có thể thiết kế chu kỳ ký hiệu và độ rộng băng tần tín hiệu đạt được kênh pha đinh phẳng Trong thiết kế cần phải tính toán đến yếu tố này

B ảng 2.1 Các loại pha đinh phạm vi hẹp

Cơ sở phân loại Lo ại Pha đinh Điều kiện

hiệu, nghĩa là nếu thời gian nhất quán kênh nhỏ hơn chu kỳ ký hiệu của tín hiệu phát, kênh sẽ gây ra pha đinh nhanh đối với tín hiệu thu Điều này sẽ gây ra méo tín

băng gốc phát, kênh sẽ gây ra pha đinh chậm đối với tín hiệu thu

tín hiệu Vì vậy khi cho trước trải Doppler ta cần chọn độ rộng băng thông tín hiệu

2.6.1 Phân b ố pha đinh Rayleigh

Rayleigh được biểu diễn như sau [22]

𝑝𝑝(𝑟𝑟) = �𝜎𝜎𝑟𝑟2𝑒𝑒−2𝜎𝜎2𝑟𝑟2 ; 0 ≤ 𝑟𝑟 ≤ ∞

0 ; 𝑟𝑟 < 0 PT(2.10) Trong đó r: Điện áp đường bao tín hiệu thu, 𝜎𝜎 là giá trị trung bình quân

phương của tín hiệu thu của từng thành phần Gauss

Giá trị trung bình 𝑟𝑟𝑡𝑡𝑡𝑡 của phân bố Rayleigh trở thành

Hàm mật độ xác xuất đa biến (PDF) của phân bố Gauss được biểu diễn [30]

Trong đó x là vectơ ngẫu nhiên N chiều có phân bố Gauss, mx là vectơ giá trị

biến giá trị thực sẽ có dạng:

𝑝𝑝𝑥𝑥(𝑥𝑥) = √2𝜋𝜋𝜎𝜎1 𝑒𝑒𝑥𝑥𝑝𝑝 �−(𝑥𝑥−𝑚𝑚𝑥𝑥 ) 2

2𝜎𝜎 2 � PT(2.14)

Hình 2.3 Phân b ố xác suất Gauss

2.6.2 Phân b ố Pha đinh Rice

xếp chồng lên tín hiệu vượt trội này [30]

𝑝𝑝(𝑟𝑟) = �𝜎𝜎𝑟𝑟2𝑒𝑒−�𝑟𝑟2+𝐴𝐴2�2𝜎𝜎2 𝐼𝐼0�𝐴𝐴𝑟𝑟𝜎𝜎2� ; 𝐴𝐴≥0,𝑟𝑟≥0

0; 𝑟𝑟 < 0 PT(2.15) Trong đó A là biên độ đỉnh của tín hiệu trội và I0(.) là hàm Bessel cải tiến loại

một bậc không được xác định như sau: 𝐼𝐼0(𝑦𝑦) = 2𝜋𝜋1 ∫ 𝑒𝑒−𝜋𝜋𝜋𝜋 𝑦𝑦𝑐𝑐𝑦𝑦𝑦𝑦 (𝑡𝑡)𝑑𝑑𝑡𝑡

Phân bố Rice thường được mô tả bằng thừa số K như sau:

cùng kênh chỉ có đường trực tiếp

Hình 2.4 Phân b ố xác suất Rice với các giá trị K khác nhau, 𝜎𝜎2 = 1,

2.7 Mô hình kênh trong mi ền thời gian và miền tần số

2.7.1 Mô hình kênh trong mi ền thời gian

ℎ(𝜏𝜏, 𝑡𝑡) = ∑ 𝑝𝑝𝑖𝑖 𝑖𝑖(𝑡𝑡)𝑒𝑒𝑗𝑗 𝜃𝜃𝑖𝑖(𝑡𝑡)𝛿𝛿�𝜏𝜏 − 𝜏𝜏𝑖𝑖(𝑡𝑡)� PT(2.17) Trong đó 𝑝𝑝𝑖𝑖(𝑡𝑡), 𝜃𝜃𝑖𝑖(𝑡𝑡), 𝜏𝜏𝑖𝑖(𝑡𝑡) biểu thị cho biên độ, pha và trễ vượt trội đối với xung thứ nhất (đường truyền i); 𝜏𝜏 biểu thị cho trễ vượt trội, sự phụ thuộc t cho thấy thay đổi theo thời gian của chính cấu trúc xung kim và 𝛿𝛿( ) biểu thị cho hàm Delta Dirac

sau [22,28]

Công suất thu (chuẩn hóa) là tổng của các tia:

𝑝𝑝0 = ∑ 𝑝𝑝𝑖𝑖 𝑖𝑖2 PT(2.19)

tán xạ, được định nghĩa như sau:

𝐾𝐾 = 𝜌𝜌𝑖𝑖,𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥

𝜌𝜌0−𝜌𝜌𝑖𝑖,𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 , 𝑇𝑇𝑟𝑟𝑦𝑦𝑛𝑛𝑛𝑛 đó 𝜌𝜌𝑖𝑖,𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 = 𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥{𝜌𝜌𝑖𝑖} PT(2.20) Trong trường hợp khi có tia đi thẳng, tia vượt trội là tia đầu tiên và là tia đi

Vậy biên độ, pha và trễ trội của tất cả các xung thu tạo lên mô hình kênh miền

quan) và có phân bố đều trong khoảng [−𝜋𝜋; 𝜋𝜋]

thống kê và quá trình tạo đường truyền này là quá trình dừng nghĩa rộng so với biến

định theo PT(2.10)) và PDF biên độ của tất cả các đường truyền gồm cả LOS sẽ tuân theo phân bố Rice (theo phương trình 2.15) [30]

Hình 2.5 Mô hình lý l ịch trễ công suất trung bình

Hình 2.5 cho thấy mô hình của lý lịch trễ công suất trung bình PDP cho một

tính theo dB Có thể biểu diễn PDP này theo dB như sau [30]

10𝑙𝑙𝑛𝑛(𝜌𝜌���������� = �2(𝜏𝜏)) 10𝑙𝑙𝑛𝑛�𝜌𝜌

��������, 𝜏𝜏 = 0 (𝐿𝐿𝐿𝐿𝐿𝐿)10𝑙𝑙𝑛𝑛�𝜌𝜌�������� − ∆2(0) 𝐿𝐿𝐿𝐿𝐿𝐿, 0 < 𝜏𝜏 < 𝜏𝜏𝑙𝑙(Đ𝑦𝑦ạ𝑛𝑛 𝑚𝑚ứ𝑐𝑐 𝑘𝑘ℎô𝑛𝑛𝑛𝑛 đổ𝑖𝑖)10𝑙𝑙𝑛𝑛�𝜌𝜌��������� − 𝑍𝑍(𝜏𝜏 − 𝜏𝜏2(𝜏𝜏𝑙𝑙) 𝑙𝑙), 𝜏𝜏 ≥ 𝜏𝜏𝑙𝑙 (Đ𝑦𝑦ạ𝑛𝑛 𝑛𝑛𝑖𝑖ả𝑚𝑚 𝑇𝑇𝑇𝑇)

Trong đó 𝜌𝜌(0) biểu diễn cho tín hiệu đi thẳng, 𝜌𝜌(𝜏𝜏) biểu diễn biên độ của tín

hiệu truyền đến máy thu tại thời điểm trễ trễ 𝜏𝜏, ∆𝐿𝐿𝐿𝐿𝐿𝐿 hiệu số giữa công suất tín hiệu

đi thẳng với công suất không đổi và Z là độ dốc của phần giảm tuyến tính

2.7.2 Mô hình kênh trong mi ền tần số

trong miền tần số được biểu diễn như sau:

Đặt 𝜙𝜙ℎ(𝜏𝜏) = 𝐸𝐸[|ℎ2(𝜏𝜏)|] công suất tại trễ 𝜏𝜏 là ∅ℎ(𝜏𝜏) PT(2.24)

dạng của PDP trung bình (Power Delay Profile: Lý lịch trễ công suất), vì thế có thể

∅ℎ(𝜏𝜏) = �

0, 𝜏𝜏 < 0𝜌𝜌(0)𝛿𝛿(𝜏𝜏), 𝜏𝜏 = 0

Π, 0 < 𝜏𝜏 ≤ 𝜏𝜏𝑙𝑙

Trong đó 𝜌𝜌(0) = |ℎ(0)|2 biểu thị công suất thành phần sóng đi thẳng (LOS),

Π biểu thị thành phần không đổi của mật độ phổ công suất, 𝛾𝛾 biểu thị mũ giảm và được xác định như sau 𝛾𝛾 = 10𝑍𝑍 𝑙𝑙𝑛𝑛10, Z đo bằng dB/ns biểu thị cho độ dốc phần giảm tuyến tính của PDF

tỷ số giữa công suất thu và công suất phát như sau:

𝑁𝑁𝑁𝑁𝑃𝑃 = 𝑃𝑃𝑁𝑁

Trong đó 𝑃𝑃𝑁𝑁 ký hiệu cho công suất thu và 𝑃𝑃𝑇𝑇 ký hiệu cho công suất phát

Từ 𝜙𝜙ℎ(𝜏𝜏) theo PT(2.24) có thể rút ra các biểu thức liên quan đến NRP, thừa số

K và trải trễ trung bình quân phương 𝜎𝜎𝜏𝜏 như sau [30]

phạm vi hẹp

như băng thông nhất quán, thời gian nhất quán, trải Doppler, trải trễ trung bình quân

thời gian và mối quan hệ giữa các thông số

B ảng 2.2 Các đặc tính kênh trong ba miền: Không gian, tần số và thời gian

Mi ền không gian Mi ền tần số Mi ền thời gian Thông s ố d;

Thăng giáng ngẫu nhiên

BD;

c B

τ

≈ σ

1 50

c D

T B

≈ 1

στ

Nhược

điểm

M ục đích Lợi dụng đa đường Pha đinh phẳng

(T≥στ)

Pha đinh chậm (BS>>BD)

lớn hơn 90%; T: chu kỳ ký hiệu; στ: trải trễ trung bình quân phương; TC: thời gian

nhất quán của kênh; BS: độ rộng băng tín hiệu phát

phân tập thời gian) trong miền thời gian vì trải Doppler tỷ lệ nghịch với thời gian

của kênh tỷ lệ nghịch với trải trễ trung bình quân phương Vì thế trải trễ trung bình

đinh chọn lọc tần số vào pha đinh phẳng bằng cách sử sụng chu kỳ ký hiệu dài hơn

trải trễ trung bình quân phương

Ch ương 3: LÝ THUYẾT VỀ KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN

3.1 T ừ điều chế đơn sóng mang đến điều chế trực giao OFDM

3.1.1 Ph ương pháp điều chế đơn sóng mang

Hình 3.1 Bi ểu diễn tín hiệu trong miền thời gian

Với mẫu tín hiệu có chu kỳ là T thì tín hiệu sẽ chiếm băng thông là 1𝑇𝑇

Trong phương pháp điều chế đơn sóng mang, dòng tín hiệu được truyền đi

tần và mỗi tín hiệu có độ dài là

Trong đó 𝑇𝑇𝐿𝐿𝐶𝐶 là độ dài của một mẫu tín hiệu với đơn vị là giây (s) còn B là bề

rộng băng tần của hệ thống với đơn vị là Hz

Ảnh hưởng của nhiễu liên tín hiệu ISI gây ra bởi hiệu ứng phân tập đa đường đối với tín hiệu thu là rất lớn Điều này được giải thích do độ dài của 1 mẫu tín hiệu

𝑇𝑇𝐿𝐿𝐶𝐶 là rất nhỏ so với trường hợp điều chế đa sóng mang Do vậy ảnh hưởng của trễ truyền dẫn có thể gây nên nhiễu liên tín hiệu ISI ở nhiều mẫu tín hiệu thu Ảnh

hưởng của sự phụ thuộc của kênh theo tần số đối với chất lượng hệ thống rất lớn

tạp

Phương pháp điều chế đơn sóng mang hiện nay vẫn được sử dụng chủ yếu

nhược điểm nêu trên

3.1.2 Ph ương pháp điều chế đa sóng mang FDM

Phương pháp điều chế đa sóng mang được hiểu là toàn bộ băng tần của hệ

con là khác nhau [4]

Hình 3.2 M ật độ phổ năng lượng của hệ thống đa sóng mang [4]

Hình 3.3 M ật độ phổ của tín hiệu đa sóng mang

Phương pháp điều chế đa sóng mang còn được biết đến như phương pháp

được chia làm 𝑁𝑁𝐶𝐶 = 2𝐿𝐿 + 1 kênh song song hay còn gọi là kênh phụ với bề rộng là:

𝑓𝑓𝑦𝑦 =𝑁𝑁𝐵𝐵

𝐶𝐶 PT(3.2)

lần so với độ dài mẫu tín hiệu trong điều chế đơn sóng mang

𝑇𝑇𝑦𝑦𝑀𝑀𝐶𝐶 =𝑓𝑓1

trong điều chế đa sóng mang cũng giảm đi NC lần so với điều chế đơn sóng mang

𝑁𝑁𝑀𝑀𝐶𝐶 =𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥

Trong đó 𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 là trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh

Do vậy ảnh hưởng của nhiễu liên tín hiệu ISI gây ra bởi trễ truyền dẫn sẽ giảm

Ảnh hưởng của nhiễu liên tín hiệu ISI (Inter-symbol Interference) giảm

Ảnh hưởng của sự phụ thuộc kênh vào tần số giảm do kênh được chia làm nhiều phần (Băng thông giảm, suy ra B < BC do đó kênh ít phụ thuộc vào tần số)

Độ phức tạp của bộ cân bằng kênh và lọc nhiễu cho hệ thống cũng giảm

Tuy nhiên ph ương pháp này còn một số nhược điểm cơ bản sau:

tín hiệu tăng, suy ra T > TC do đó kênh phụ thuộc thời gian) Dẫn đến sự biến đổi về

thời gian của kênh vô tuyến có thể xảy ra trong một mẫu tín hiệu

được cách nhau một khoảng nhất định thì điều này làm giảm hiệu quả sử dụng phổ

Để vừa tận dụng hết băng tần và có được các ưu điểm của điều chế đa sóng mang

3.1.3 Ph ương pháp điều chế đa sóng mang trực giao OFDM

a) FDM b) OFDM

thể làm vậy với vòi hình b) Vì vậy tuy cả hai làm những công việc khác nhau

trên nhiều chuyến xe khác nhau Cả hai đều mang chính xác một lượng dữ liệu

hỏng

Hình 3.4 Bi ểu diễn tín hiệu OFDM trong miền tần số

chia dải tần công tác thành các băng tần con khác nhau cho điều chế, đặc biệt là tần

dữ liệu do fading

Ví d ụ: Hệ thống truyền hình số DVB-T có bề rộng băng tần băng tần B = 7.61

MHz khi đó bề rộng mẫu tín hiệu là

đồi núi có trễ đường truyền là 𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 = 224𝜇𝜇𝑦𝑦 Khi đó

Tỷ số trễ đường truyền so với độ dài mẫu tín hiệu là:

𝑁𝑁𝐿𝐿𝐶𝐶 =𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥

⇒ 𝑛𝑛ℎ𝑖𝑖ễ𝑠𝑠 𝐼𝐼𝐿𝐿𝐼𝐼 ả𝑛𝑛ℎ ℎưở𝑛𝑛𝑛𝑛 đế𝑛𝑛 1710 𝑚𝑚ẫ𝑠𝑠 𝑡𝑡í𝑛𝑛 ℎ𝑖𝑖ệ𝑠𝑠

hiệu là:

𝑁𝑁𝑀𝑀𝐶𝐶 =𝑁𝑁𝑁𝑁𝐿𝐿𝐶𝐶

𝐶𝐶 =17102048 = 0.83

3.2 Ph ương pháp điều chế OFDM

3.2.1 Khái ni ệm về sự trực giao của hai tín hiệu

Về mặt toán học xét tập hợp các tín hiệu 𝜓𝜓 với 𝜓𝜓𝑝𝑝 là phần tử thứ p của tập, điều kiện để các tín hiệu trong tập 𝜓𝜓 trực giao đôi một với nhau là:

∫ 𝜓𝜓𝑡𝑡𝑚𝑚 𝑝𝑝(𝑡𝑡)𝜓𝜓𝑞𝑞∗(𝑡𝑡)𝑑𝑑𝑡𝑡 = �𝑘𝑘, 𝑝𝑝 = 𝑞𝑞0 𝑝𝑝 ≠ 𝑞𝑞 PT(3.5)

Trong đó 𝜓𝜓𝑞𝑞∗(𝑡𝑡) là liên hợp phức của 𝜓𝜓𝑞𝑞(𝑡𝑡) Khoảng thời gian từ a đến b là chu kỳ của tín hiệu, k là một hằng số

thỏa mãn điều kiện sau:

1

𝑇𝑇∫𝑡𝑡𝑦𝑦 +𝑇𝑇𝑦𝑦𝑖𝑖(𝑡𝑡) 𝑦𝑦𝑗𝑗∗(𝑡𝑡)𝑑𝑑𝑡𝑡 = �1, 𝑖𝑖 = 𝑗𝑗0, 𝑖𝑖 ≠ 𝑗𝑗

Trong đó:

𝑦𝑦𝑘𝑘(𝑡𝑡) = �𝑒𝑒𝑗𝑗2𝜋𝜋𝑘𝑘∆𝑓𝑓𝑡𝑡0, 𝑐𝑐ò𝑛𝑛 𝑙𝑙ạ𝑖𝑖, 𝑘𝑘 = 1,2, … , 𝑁𝑁 PT(3.7)

∆𝑓𝑓 =𝑇𝑇1 là khoảng cách tần số giữa hai sóng mang con, T là thời gian ký hiệu,

N là số các sóng mang con và N.∆𝑓𝑓 là băng thông truyền dẫn và 𝑡𝑡𝑦𝑦 là dịch thời gian

Minh h ọa

các sóng mang con trực giao

bởi Hình 3.5 Trong đó (3.5.1a), (3.5.2a), (3.5.3a) và (3.5.4a) thể hiện các sóng

của 4 sóng mang con trong miền thời gian và miền tần số

Hình 3.5 Mô ph ỏng dạng sóng của một tín hiệu OFDM trong miền thời gian và tần

s ố

đỉnh suy giảm chậm khi biên độ của tần số cách xa trung tâm Tính trực giao được

Hình 3.6 Mô ph ỏng dạng phổ của tín hiệu OFDM băng tần cơ sở 5 sóng mang,

hi ệu quả phổ tần của OFDM so với FDM

Đáp ứng tổng hợp 5 sóng mang con của một tín hiệu OFDM được minh họa ở đường nét đen đậm hình 3.7

Hình 3.7 Ph ổ tổng hợp của tín hiệu OFDM trong băng tần cơ sở

3.2.2 B ộ điều chế OFDM

lên một cách đáng kể

Hình 3.8 Ph ổ của một sóng mang OFDM con và của tín hiệu OFDM

được dịch vào một kênh con thứ p thông qua phép nhân với hàm mũ 𝑒𝑒𝑗𝑗𝑝𝑝 𝑗𝑗𝑦𝑦𝑡𝑡, trong

đó 𝑗𝑗𝑦𝑦 = 2𝜋𝜋𝑓𝑓𝑦𝑦 = 2𝜋𝜋𝑇𝑇1

Ở phương trình trên ta thấy hai sóng mang phụ p và q trực giao với nhau do

Hình 3.9 B ộ điều chế OFDM [4]

Các b ước thực hiện điều chế tín hiệu OFDM

 Chuyển đổi dòng bit nối tiếp thành dòng bít song song

 Chuyển đổi dòng bit thành tín hiệu phức

 Nhân với hàm phức 𝑒𝑒𝑗𝑗𝑛𝑛 𝑗𝑗𝑦𝑦𝑡𝑡

3.2.2.1 Chuy ển đổi nối tiếp song song

Hình 3.10 Kh ối biến đổi serial to parallel rồi điều chế số

Ta xét ví dụ cụ thể sau:

Hình 3.11 Dòng bít đã được điều biên sử dụng 4 sóng mang

Những bít đầu tiên là: 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 …

Biến đổi các bit từ nối tiếp sang song song

thể truyền đạt thông tin phải bằng 2 lần tốc độ truyền tin Trong trường hợp này, tốc

độ truyền thông tin sẽ là 1/4 hay 4 sóng mang sẽ mang một symbol/1 giây Như vậy

ta chọn 1 Hz cho thuận lợi cho quá trình khảo sát Nếu chúng ta chọn tần số bắt đầu

là 1/2 thì các hài tiếp theo sẽ là 1, 3/2 và 2

Sóng mang 1- chúng ta cần truyền 1, 1, 1, -1, -1, -1 Chúng ta sẽ đặt lên tần số sóng mang là 1 Hz

Hình 3.12 Sóng mang 1 và nh ững bit đã được điều biên

mang 1 Hz Xét cột C2: 1, 1, -1, 1, 1, -1 và điều biến chúng

Hình 3.13 Sóng mang 2 và nh ững bit đã được điều chế

Hình 3.14 Sóng mang ph ụ 3 và sóng mang phụ 4 và những bít đã được điều chế

Bây giờ ta sẽ điều biên tất cả các bít sử dụng 4 tần số sóng mang từ 1 Hz đến 4

Hz

Hình 3.15 Tín hi ệu sau điều chế bằng các kỹ thuật (BPSK, PSK, QSK, QAM…) trở

thành tín hi ệu phức

3.2.2.2 Th ực hiện bộ điều chế bằng thuật toán IFFT

Hình 3.16 Kh ối điều chế tín hiệu OFDM

serial-to-parallel converter) thành các dòng bít trên mỗi luồng song song là �𝑚𝑚𝑖𝑖,𝑛𝑛�,

tốc độ dữ liệu trên mỗi luồng sẽ giảm đi 𝑁𝑁𝐹𝐹𝐹𝐹𝑇𝑇 lần Dòng bít trên mỗi luồng song song �𝑚𝑚𝑖𝑖,𝑛𝑛� lại được điều chế thành các mẫu tín hiệu phức đa mức �𝑑𝑑𝑘𝑘,𝑛𝑛� qua bộ điều chế số Trong đó:

n - là chỉ số sóng mang phụ

i là chỉ số khe thời gian tương ứng với NC bít song song sau khi qua bộ biến đổi nối tiếp/ song song

điều chế ở băng tần cơ sở thường được sử dụng là M-QAM, QPSK, …

Các mẫu tín hiệu phát �𝑑𝑑𝑘𝑘,𝑛𝑛� lại được nhân với xung cơ sở g(t) mục đích làm

tương ứng thông qua phép nhân với hàm phức 𝑒𝑒𝑗𝑗𝑛𝑛 𝑗𝑗𝑦𝑦𝑡𝑡 Phép nhân này làm các tín

hiệu trên các sóng mang phụ trực giao với nhau

được biểu diễn như sau:

∞

PT(3.10)

Ở đây tín hiệu 𝑚𝑚′(𝑡𝑡) và 𝑚𝑚𝑘𝑘′(𝑡𝑡) với chỉ số k (chỉ số mẫu tín hiệu) chạy tới vô

cùng

với tần số lấy mẫu:

𝑡𝑡𝑚𝑚 = 1𝐵𝐵=𝑁𝑁 1

𝐹𝐹𝐹𝐹𝑇𝑇 𝑓𝑓𝑦𝑦 = 𝑇𝑇𝑦𝑦

𝑁𝑁𝐹𝐹𝐹𝐹𝑇𝑇 PT(3.11)

Trong đó B là toàn bộ băng tần của hệ thống Tại thời điểm lấy mẫu 𝑡𝑡 = 𝑘𝑘𝑇𝑇𝑦𝑦 +

𝑙𝑙𝑡𝑡𝑚𝑚, 𝑦𝑦′(𝑡𝑡 − 𝑘𝑘𝑇𝑇) = 𝑦𝑦0 do vậy PT (3.9) được viết lại là:

𝑚𝑚𝑘𝑘′(𝑘𝑘𝑇𝑇𝑦𝑦 + 𝑙𝑙𝑡𝑡𝑚𝑚) = 𝑦𝑦0 � 𝑑𝑑𝑘𝑘,𝑛𝑛𝑒𝑒𝑗𝑗𝑛𝑛 𝑗𝑗𝑦𝑦(𝑘𝑘𝑇𝑇 𝑦𝑦 +𝑙𝑙𝑡𝑡𝑚𝑚)

+𝐿𝐿 𝑛𝑛=−𝐿𝐿 = 𝑦𝑦0 � 𝑑𝑑𝑘𝑘,𝑛𝑛𝑒𝑒𝑗𝑗𝑛𝑛 𝑗𝑗𝑦𝑦𝑘𝑘𝑇𝑇𝑦𝑦𝑒𝑒𝑗𝑗𝑛𝑛 𝑗𝑗𝑦𝑦𝑙𝑙𝑡𝑡𝑚𝑚

+𝐿𝐿 𝑛𝑛=−𝐿𝐿

𝑃𝑃𝑇𝑇(3.14)

Đặc biệt trong trường hợp 𝑁𝑁𝑐𝑐 = 𝑁𝑁𝐹𝐹𝐹𝐹𝑇𝑇 là bội số của 2, phép biến đổi IDFT được thay

thế bằng biến đổi nhanh IFFT

Tóm lại

hiệu từ băng tần gốc ra băng tần xác định

Phép biến đổi OFDM ở phương trình trên trùng với phép biến đổi IDFT vì vậy

sẽ chuyển tín hiệu từ miền tần số về miền thời gian

3.2.2.3 Kh ối bảo vệ trong hệ thống OFDM

Hình 3.17 Kh ối bảo vệ

Do các vật cản trên đường truyền, tín hiệu tới máy thu sẽ bị nhiễu bởi các tín

thoa ký hiệu ISI mà còn có nhiễu giao thoa xuyên kênh ICI Việc chia băng tần

thoa 2 symbol cạnh nhau là không thể tránh khỏi

Để khắc phục ISI giữa 2 symbol cạnh nhau người ta thêm vào đầu mỗi symbol

một khoảng thời gian bảo vệ Tg Do tất cả các sóng mang tuần hoàn chu kỳ Tu nên

hưởng tới symbol hiện tại

T

Sao chép

Hình 3.18 Mô t ả khái niệm về chuỗi bảo vệ

Trong đó GI: là khoảng bảo vệ với chiều dài Tg; TS chiều dài tín hiệu; T chiều

Chuỗi bảo vệ kênh (Guard band) là một chuỗi tín hiệu có độ dài TG ở phía sau

chống lại nhiễu xuyên tín hiệu gây ra bởi hiệu ứng phân tập đa đường [4]

Nguyên t ắc này được giải thích như sau:

Giả thiết máy phát phát đi một khoảng tín hiệu hình sin có chiều dài TS Sau khi chèn chuỗi bảo vệ tín hiệu này có chu kỳ là 𝑇𝑇 = 𝑇𝑇𝐿𝐿 + 𝑇𝑇𝐺𝐺 Do hiệu ứng phân tập

đa đường tín hiệu này sẽ đến máy thu qua nhiều tuyến đường truyền với trễ truyền

tuyến truyền dẫn không có trễ, tuyến còn lại so với tuyến đầu tiên là 𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 Ở tuyến đầu tiên ta nhận thấy mẫu tín hiệu thứ (k-1) không chồng lẫn lên mẫu tín hiệu thứ k Điều này là do ta giả sử tuyến đầu tiên không có trễ truyền dẫn

Ở tuyến thứ hai, mẫu tín hiệu thứ (k-1) bị dịch sang mẫu tín hiệu thứ k một khoảng là 𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 do trễ truyền dẫn Tương tự như vậy mẫu tín hiệu thứ k bị dịch sang tín hiệu thứ (k+1) một khoảng cũng là 𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 Tín hiệu thu được ở máy thu sẽ là tổng

Trong trường hợp 𝑇𝑇𝐺𝐺 ≥ 𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 thì phần bị chồng lấn tín hiệu gây nhiễu ISI chỉ

Điều kiện để hệ thống OFDM không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ISI là

vậy đơn giản hóa cấu trúc bộ đánh giá kênh, bộ cân bằng tín hiệu ở phía thu

hệ thống giảm một lượng là:

𝜂𝜂 = 𝑇𝑇𝑦𝑦

Hiệu ứng ISI trên tín hiệu OFDM có thể loại bỏ hoàn toàn bằng cách chèn

lớn hơn giá trị trễ cực đại của đường truyền Tuy nhiên nếu ta sử dụng khoảng trống

khoảng bảo vệ để đảm bảo rằng các thành phần đa đường của ký tự luôn có số

khoảng bảo vệ còn được gọi là cyclic prefic (tiền tố lặp)

 Chống lại hoàn toàn nhiễu ISI, ICI

Thí d ụ: Hệ thống truyền hình số mặt đất DVB-T có bề rộng băng tần là B = 7.61

MHz, với trễ truyền dẫn lớn nhất là 224 𝜇𝜇𝑦𝑦 Độ dài 𝑁𝑁𝐹𝐹𝐹𝐹𝑇𝑇 = 2048, Tính hiệu suất

tín hiệu phải dùng cho việc truyền dẫn chuỗi bảo vệ

Để tín hiệu thu không bị ảnh hưởng của nhiễu ISI thì độ dài chuỗi bảo vệ phải

lớn hơn trễ truyền dẫn của kênh tức là 𝑇𝑇𝐺𝐺 ≥ 𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 khi đó phổ của tín hiệu lớn nhất

Với 𝑇𝑇𝑦𝑦 = 𝑁𝑁𝐹𝐹𝐹𝐹𝑇𝑇 × 𝑡𝑡𝑚𝑚; 𝑡𝑡𝑚𝑚 = 1 𝐵𝐵�

truyền dẫn chuỗi bảo vệ

3.2.3 K ỹ thuật giải điều chế OFDM

3.2.3.1 Khái ni ệm về kênh truyền dẫn phân tập đa đường

đáp ứng xung ℎ(𝜏𝜏, 𝑡𝑡) và hàm truyền đạt 𝐻𝐻(𝑗𝑗𝑗𝑗, 𝑡𝑡) Đối với đáp ứng xung ℎ(𝜏𝜏, 𝑡𝑡), biết

𝜏𝜏 là trễ truyền dẫn của kênh Trễ truyền dẫn là khoảng thời gian cần thiết để tín hiệu

khối

Hình 3.19 Mô hình truy ền tín hiệu qua kênh vô tuyến

Ở miền thời gian tín hiệu thu là tích chập của tín hiệu phát và đáp ứng xung

của kênh

𝑠𝑠(𝑡𝑡) = 𝑚𝑚(𝑡𝑡) ∗ ℎ(𝜏𝜏, 𝑡𝑡) = ∫𝜏𝜏𝑚𝑚𝑚𝑚𝑥𝑥 ℎ(𝜏𝜏, 𝑡𝑡)𝑚𝑚(𝑡𝑡 − 𝜏𝜏)𝑑𝑑𝜏𝜏

3.2.3.2 Nguyên lý gi ải điều chế OFDM

Hình 3.20 S ơ đồ nguyên lý giải điều chế OFDM [4]

S ơ đồ cấu trúc bộ giải điều chế OFDM được giải thích như sau:

Với tín hiệu phát 𝑚𝑚′(𝑡𝑡) xét theo PT (3.10)

u(t) được biểu diễn như sau:

năng đã thực hiện ở bộ điều chế

 Nhân với các hàm số phức 𝑒𝑒𝑗𝑗𝑛𝑛 𝑗𝑗𝑛𝑛𝑡𝑡 (dịch băng tần của tín hiệu về băng tần

gốc)

 Giải điều chế ở các sóng mang phụ

 Chuyển đổi dòng bit song song thành dòng bit nối tiếp

Tách kho ảng bảo vệ

Sau khi tách chuỗi bảo vệ khỏi luồng tín hiệu u(t), luồng tín hiệu nhận được sẽ

là:

𝑠𝑠′(𝑘𝑘𝑇𝑇𝑦𝑦 + 𝑡𝑡) = 𝑠𝑠(𝑘𝑘𝑇𝑇 + 𝑡𝑡); 0 ≤ 𝑡𝑡 ≤ 𝑇𝑇𝑦𝑦 ∀𝑘𝑘 PT(3.20) Tùy theo độ dài của chuỗi bảo vệ so với trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh, cũng

ta có kết quả khác nhau sau giải điều chế

Tín hi ệu sau giải điều chế

năng sau:

𝑘𝑘𝑇𝑇𝑦𝑦 PT(3.21) Trong đó 𝑑𝑑̂𝑘𝑘,𝑙𝑙 là tín hiệu ra của bộ tích phân nằm ở dạng sóng mang phụ thứ l

Ta có thể biểu diễn PT (3.18) theo cách khác như sau:

0

+𝐿𝐿 𝑛𝑛=−𝐿𝐿

Cuối cùng tín hiệu sau giải điều chế trên mỗi sóng mang được biểu diễn bởi

biểu thức dưới dạng sau:

dài của một mẫu tín hiệu 𝑇𝑇𝑦𝑦 , có nghĩa là biến thời gian t trong hàm truyền đạt của kênh được loại bỏ trong phép lấy tích phân, khi đó thành phần có ích 𝑑𝑑𝑘𝑘,𝑙𝑙𝑈𝑈 được viết

bằng 0 Do vậy thành phần can nhiễu liên kênh sẽ bị triệt tiêu trong trường hợp kênh truyền không thay đổi thời gian trong một chu kỳ tín hiệu 𝑇𝑇𝑦𝑦

3.2.3.3 Th ực hiện bộ giải điều chế thông qua phép biến đổi nhanh FFT

Hình 3.21 S ơ đồ khối bộ giải điều chế OFDM [4]