Mô phỏng hệ thống MIMO OFDM ứng dụng cho kênh truyền dưới nước

OFDM sử dụng dữ liệu song song và ghép kênh theo tần số FDM với các kênh chồng nhau, trong đó mỗi kênh mang một tốc độ dữ liệu, được đặt cách nhau một khoảng tần số để tránh sự cân bằng

CHO KÊNH TRUYỀN DƯỚI NƯỚC

Chuyên ngành : Điện tử-Viễn Thông

LUẬN VĂN THẠC SĨ KHOA HỌC

KỸ THUẬT ĐIỆN TỬ VIỄN THÔNG

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC :

TS HÀ DUYÊN TRUNG

LỜI CAM ĐOAN

Ngoài sự giúp đỡ và chỉ bảo tận tình của TS Hà Duyên Trung, cuốn luận văn này là sản phẩm của quá trình tìm tòi, nghiên cứu và trình bày của tác giả về đề tài trong luận văn Mọi số liệu quan điểm, quan niệm, phân tích, kết luận của các tài liệu và các nhà nghiên cứu khác đều được trích dẫn theo đúng qui định Vì vậy, tác giả xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng mình

Hà Nội, ngày 10 tháng 10 năm 2010

Nguyễn Hồng Quyết

LỜI NÓI ĐẦU

Các kênh truyền dưới nước được đặc trưng bởi sự giới hạn về mặt băng thông, nhiễu liên ký tự (ISI) và ảnh hưởng của Doppler lớn tạo ra các thách thức cho việc truyền thông tin cậy Trong một vài thập kỷ trước đây, nhiều mô hình truyền khác nhau đã được đưa đối với các hệ thống để cải tiến tốc độ truyền và giảm tỉ lệ lỗi bít Tuy nhiên, các mô hình vẫn chưa đạt được hiệu quả cao đối với cả hai yêu cầu trên OFDM có thể coi là một giải pháp hiệu quả khi làm giảm nhiễu ISI và có độ phức tạp thấp nên có thể thực hiện được trong thực tế Ý tưởng chính là chia dải tần thành nhiều sóng con cạnh nhau Khoảng cách giữa các sóng mang được chọn lựa để các sóng mang trực giao với nhau, điều này được thực hiện nhờ phép biến đổi Fourier nhanh (FFT)

Đối với các kênh fading, các hệ thống MIMO nâng cao đáng kể dung lượng kênh, điều này làm cho tốc độ truyền cao hơn Ngoài ra, hệ thống MIMO còn tạo ra sự phân tập về mặt không gian làm giảm tỉ lệ lỗi bít khi truyền

Kỹ thuật MIMO-OFDM ra đời nhằm mục đích kết hợp các ưu điểm của hệ thống MIMO và hệ thống OFDM nhằm đạt được hiệu quả đối với kênh truyền dưới nước Trong luận văn này, tôi sẽ tìm hiểu về kỹ thuật MIMO-OFDM, phân tích các yếu tố ảnh hưởng đến kênh truyền dưới nước từ đó đưa ra một mô hình kênh truyền và tiến hành mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM với kênh truyền nêu trên bằng phần mềm Matlab Bên cạnh đó, tôi còn nghiên cứu ảnh hưởng của các phương pháp điều chế: BPSK, QPSK, QAM cũng như các phương pháp cân bằng kênh như MMSE, ZF đến chất lượng tín hiệu (đặc trưng bởi tỉ lệ lỗi bít BER) thu được Ngoài ra, tôi cũng tiến hành khảo sát ảnh hưởng của tần số sóng mang và hiệu ứng Doppler đến tỉ lệ lỗi bít khi truyền tín hiệu Từ đó rút ra kết luận về khả năng thực thi của hệ thống MIMO-OFDM đối với môi trường truyền dưới nước

Qua đây, tôi xin trân trọng cảm ơn gia đình tôi, các thầy, cô giáo trong khoa Điện tử -Viễn thông, trường Đại học Bách khoa Hà Nội và đặc biệt là Tiến sĩ Hà Duyên Trung, thầy giáo hướng dẫn trực tiếp đã nhiệt tình giúp đỡ tôi hoàn thành luận văn

MỤC LỤC

TRANG PHỤ BÌA 1

LỜI CAM ĐOAN 2

LỜI NÓI ĐẦU 3

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC TỪ VIẾT TẮT 5

DANH MỤC CÁC BẢNG 8

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ 9

CHƯƠNG 1 - KỸ THUẬT MIMO-OFDM 11

1.1 Giới thiệu hệ thống MIMO và OFDM 11

1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM 12

1.2.1 Bộ Mapper và Demapper 13

1.2.2 Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song (S/P và P/S) 19

1.2.3 Bộ IFFT và FFT 20

1.2.4 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ 21

1.3 Ước lượng kênh truyền cho hệ thống MIMO -OFDM 24

1.3.1 Giới thiệu 24

1.3.2 Ước lượng kênh truyền 25

1.3.3 Cân bằng tín hiệu cho hệ thống MIMO – OFDM 37

CHƯƠNG 2 - MÔ HÌNH KÊNH CHO HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG KHÔNG DÂY DƯỚI NƯỚC 39

2.1 Truyền tín hiệu dưới nước 39

2.1.1 Truyền âm thanh trên biển 39

2.1.2 Suy hao truyền 39

2.2 Các đặc tính kênh truyền dưới nước 45

2.2.1 Các đường truyền trong nước biển 45

2.2.2 Fading đa đường và tỉ lệ lỗi bít 58

2.3 Ảnh hưởng của sự thay đổi nhiệt độ dưới nước 67

2.4 Kết luận 70

2.5 Mô hình kênh sử dụng trong mô phỏng 72

CHƯƠNG 3 - KẾT QUẢ VÀ BÀN LUẬN 74

3.1 So sánh tỉ lệ lỗi bít (BER) theo số lượng anten sử dụng 74

3.2 Phương pháp cân băng kênh 76

3.3 Phương pháp điều chế 77

3.4 Sự phuộc của tỉ lệ lỗi bít vào tần số sóng mang 83

3.5 Ảnh hưởng của hiệu ứng Doppler đến chất lượng truyền tín hiệu 83

CHƯƠNG 4 - KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ 87

4.1 Kết luận 87

4.2 Kiến nghị 88

TÀI LIỆU THAM KHẢO 89

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC TỪ VIẾT TẮT

BPSK Binary Phase Shift Keying

Khóa dịch pha nhị phân

C

CP Cyclic Prefix

Tiền tố lặp

D

(I)DFT (Inverse) Discrete Fourier Transform

Biến đổi Fourier rời rạc (ngược) D/A Digital/Analog

Bộ chuyển đổi số sang tương tự DAB Digital Audio Broadcast

F

FDM Frequency Division Multiplexing

Ghép kênh phân chia theo tần số

FDMA Frequency Division Multiple Access

Đa truy cập phân chia theo tần số

G

GI Guard Interval

Dải bảo vệ

ICI Inter Channel Interference

Nhiễu xuyên kênh

(I)FFT (Inverse) Fast Fourier Transform

Biến đổi Fourier nhanh thuận (đảo)

ISI Intersymbol Interference

MMSE Minimum Mean Squared_Error

Lỗi quân phương tối thiểu

MIMO Multiple Input Multiple Output

Hệ thống đa anten phát và thu

O

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao

OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access

Đa truy cập phân chia theo tần số trực giao

P

PSK Phase Shift Keying

Điều chế số dịch pha

Q

QAM Quadrature Amplitude Modulation

Điều biên cầu phương

(Q)PSK (Quadrature) Phase-Shift Keying

Khóa dịch pha (vuông góc)

R

RAP Reliable acoustic path

S

Tỷ lệ lỗi Symbol (kí hiệu) SNR Signal to Noise Rate

Tỷ lệ tín hiệu trên nhiễu

STMLD Space-Time Maximum Likelihood Decoder

T

Suy hao truyền

U

UWCN Underwater communication network

Mạng truyền thông dưới nước

Z

DANH MỤC CÁC BẢNG

Bảng 1: Các thông số mô phỏng của hệ thống MIMO-OFDM đối với kênh truyền dưới nước 74

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ

Hình 1.1 Sơ đồ nguyên lý hệ thống MIMO 11

Hình 1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM 12

Hình 1.3 Sơ đồ mã lưới 14

Hình 1.4 Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2 14

Hình 1.5 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2 15

Hình 1.6 Phân tập theo thời gian 16

Hình 1.7 Bộ điều chế và giải điều chế dữ liệu trong Mapper và Demapper 16

Hình 1.8 Bít và symbol 17

Hình 1.9 Giản đồ chòm sao 2-PSK và 16-PSK 18

Hình 1.10 Giản đồ chòm sao QAM 18

Hình 1.11 Bộ S/P và P/S 19

Hình 1.12 Bộ IFFT và FFT 20

Hình 1.13 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ 21

Hình 1.14 Đáp ứng xung của kênh truyền fading chọn lọc tần số 22

Hình 1.15 Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ 23

Hình 1.16 Ví dụ về việc truyền pilot liên tục và phân tán ở những vị trí sóng mang biết trước 27

Hình 1.17 Kiểu chèn pilot dạng khối 28

Hình 1.18 Kiểu chèn pilot dạng lược 29

Hình 1.19 Sự sắp xếp pilot và mẫu tin có ích ở miền tần số và thời gian 30

Hình 1.20 Mối liên hệ giữa hiệu ứng Doppler và trễ kênh truyền trong sự lựa chọn sự sắp xếp các pilot 30

Hình 2.1 Sự phụ thuộc vào tần số hoạt động và độ sâu của hệ số hấp thụ[12] 42

Hình 2.2 Sự phụ thuộc vào tần số và khoảng cách truyền của suy hao truyền tổng cộng ở vùng nước nông[12] 43

Hình 2.3 Sự phụ thuộc vào tần số và khoảng cách truyền của suy hao tổng cộng ở vùng nước sâu[12] 44

Hình 2.4 Suy hao truyền tổng cộng ở các độ sâu khác nhau[12] 45

Hình 2.5 Sự phụ thuộc của vận tốc vào độ sâu được chia theo lớp 47

Hình 2.6 Kiểu truyền ở vùng nước nông 47

Hình 2.7 Sự phụ thuộc vào khoảng cách ở các tần số khác nhau với r<F của suy hao truyền[12] 48

Hình 2.8 Các đường truyền giữa nguồn và thiết bị nhận trong vùng nước sâu 49

Hình 2.9 Sự phụ thuộc vào tần số đối với các góc lướt quas θ và tốc độ gió ω của suy hao truyền[12] 50

Hình 2.10 Kênh âm thanh bề mặt, đặc trưng tốc độ âm và đồ thị tia 51

Hình 2.11 Sự phụ thuộc vào tần số và khoảng cách của suy hao truyền trong ống dẫn bề mặt[12] 52

Hình 2.12 Các tia truyền và phản xạ tại giao cắt giữa hai môi trường 53

[12]

Hình 2.15 Truyền âm thanh từ một nguồn trong kênh âm thanh sâu 57

Hình 2.16 Sự hình thành vùng tối khi vận tốc âm thanh giảm đều theo chiều sâu 58

Hình 2.17 Khoảng cách truyền thông giữa các nút cực đại của kênh đơn đường sử dụng các kiểu điều chế khác nhau đối với vùng nước nông[12] 61

Hình 2.18 Khoảng cách truyền thông giữa các nút cực đại của kênh đơn đường sử dụng các kiểu điều chế khác nhau đối với vùng nước sâu[12] 62

Hình 2.19 Sự phụ thuộc của BER và khoảng cách giữa các nút với các công suất truyền khác nhau đối với vùng nước nông[12] 63

Hình 2.20 Sự phụ thuộc của BER và tần số với các công suất truyền khác nhau đối với vùng nước nông[12] 63

Hình 2.21 Sự phụ thuộc của BER và khoảng cách giữa các nút với các công suất truyền khác nhau đối với vùng nước sâu[12] 64

Hình 2.22 Sự phụ thuộc của BER và tần số với các công suất truyền khác nhau đối với vùng nước sâu[12] 65

Hình 2.23 Sự phụ thuộc của khoảng cách giữa các nút cực đại vào độ sâu đối với vùng nước nông[12] 66

Hình 2.24 Sự phụ thuộc của khoảng cách giữa các nút cực đại theo độ sâu đối với vùng nước sâu[12] 66

Hình 2.25 Đặc trưng nhiệt độ[12] 67

Hình 2.26 Đặc trưng nhiệt độ của các mùa khác nhau trong năm 2006[12] 68

Hình 2.27: Tốc độ âm thanh của các mùa khác nhau trong năm 2006[12] 69

Hình 3.1 Hệ thống MIMO-OFDM với số lượng anten thu phát khác nhau 75

Hình 3.2 Sự phụ thuộc của tỉ lệ lỗi bít BER theo phương pháp cân bằng kênh 76

Hình 3.3 Sự phụ thuộc của tỉ lệ lỗi bít BER theo phương pháp điều chế 78

Hình 3.4 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK khi SNR=1 79

Hình 3.5 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK khi SNR=15 79

Hình 3.6 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK khi SNR=20 80

Hình 3.7 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế BPSK 81

Hình 3.8 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK 81

Hình 3.9 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế 16-QAM 82

Hình 3.10 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế 64-QAM 82

Hình 3.11 Sự phụ thuộc của BER vào tần số sóng mang 83

Hình 3.12 Ảnh hưởng của hiệu ứng Doppler đến chất lượng tín hiệu 84

CHƯƠNG 1 - KỸ THUẬT MIMO-OFDM

1.1 Giới thiệu hệ thống MIMO và OFDM

Ngoài các ảnh hưởng do suy hao, can nhiễu, tín hiệu khi truyền qua kênh vô tuyến

di động sẽ bị phản xạ, khúc xạ, nhiễu xạ, tán xạ và gây ra hiện tượng fading đa đường Điều đó dẫn đến tín hiệu nhận được tại bộ thu sẽ yếu hơn nhiều so với tín hiệu tại bộ phát, làm giảm đáng kể chất lượng truyền thông Các fading khá phổ biến trong thông tin vô tuyến là Rayleigh và fading Ricean

Những nghiên cứu gần đây cho thấy, sự kết hợp điều chế phương pháp OFDM vào

hệ thống MIMO cho phép cải thiện đáng kể những ảnh hưởng fading từ môi trường truyền, cho phép nâng cao chất lượng và dung lượng truyền thông

Trước hết phải kể đến kỹ thuật điều chế trực giao OFDM Đây là một trường hợp đặc biệt của truyền dẫn đa sóng mang OFDM được coi là kỹ thuật điều chế hay kỹ thuật ghép, dựa trên nguyên tác phân chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành nhiều luồng dữ liệu tốc độ thấp, truyền trên nhiều sóng mang trực giao nhau OFDM sử dụng dữ liệu song song và ghép kênh theo tần số FDM với các kênh chồng nhau, trong đó mỗi kênh mang một tốc độ dữ liệu, được đặt cách nhau một khoảng tần số

để tránh sự cân bằng tốc độ cao (High-Speed Equalization) đồng thời chống lại nhiễu và méo đa tuyến, cũng như sử dụng toàn dải thông có sẵn

MIMO là hệ thống sử dụng các dãy anten ở cả hai đầu kênh truyền với nhiều anten cho phía thu và nhiều anten cho phía phát

Các công trình nghiên cứu[13.16] đã chỉ ra rằng, dung lượng của hệ thống thông tin vô tuyến được tăng lên đáng kể khi sử dụng nhiều anten thu và phát

Xét dung lượng kênh MIMO có Fading Rayleigh chậm trông trường hợp kết hợp cả phân tập thu phát:

n

n n

P W

C

1

2 2 2

n

P W

C

1

2 2 2

2

2

χ , P là công suất phát, W là băng thông, nR và nT lần lượt là

số anten thu phát, hi là hệ số của ma trận kênh truyền H

Có thể thấy rằng dung lượng của hệ thống MIMO được cải thiện đáng kể so với trường hợp chỉ có một cặp anten thu phát truyền thống:

C

1 log

Hệ thống MIMO V-BLAST như hình trên được sử dụng do hệ thống cho khả năng đạt được độ lợi lớn nhất nhằm tăng tối đa dung lượng hệ thống thông tin không dây trong môi trường fading không dây chọn lọc tần số

1.2.1 Bộ Mapper và Demapper

Chức năng của bộ Mapper bao gồm: mã hóa dữ liệu ở băng tần cơ sở và thực hiện điều chế dữ liệu đã được mã hóa Việc mã hóa dữ liệu được thực hiện bằng phương pháp mã hóa chập và làm xen dữ liệu Trong khi đó, điều chế dữ liệu được thực hiện bằng các phương pháp điều chế như BPSK, QPSK, M-QAM Phần dưới đây sẽ trình bày cụ thể hơn về các phương pháp này

1.2.1.1 Mã hóa dữ liệu

Ở phía phát, dữ liệu vào của bộ Mapper được thực hiện mã hóa bằng phương pháp

mã hóa chập (convolutional coding) sau đó được làm xen (Interleave) trước khi được thực hiện điều chế Ở phía thu, dữ liệu sau khi giải điều chế được giải xen và

sử dụng thuật toán Viterbi để giải mã mã chập

a) Mã chập

Cấu trúc mã chập đặt biệt phù hợp với truyền thông không dây, do chỉ sử dụng bộ

mã hóa đơn giản nhưng đạt được hiệu quả cao nhờ vào phương pháp giải mã phức tạp[7]

Bộ mã hóa tạo các vector mã bằng cách dịch chuyển các bít dữ liệu qua thanh ghi dịch qua K tầng mỗi tầng có k bít Một bộ n phép cộng nhị phân với đầu vào là K tầng sẽ tạo ra vector mã n bit cho mỗi k bit đầu vào Tại một thời điểm, k bit dữ liệu đầu vào sẽ được dịch vào tầng đầu tiên của thanh ghi dịch, k bit của tầng đầu sẽ được dịch vào k bít của tầng kế Mỗi lần dịch k bít dữ liệu vào sẽ tạo ra một vector

mã n bit

Tốc độ mã là Rc = k/n

K là số tầng của thanh ghi dịch được gọi là constraint length của bộ mã Hình dưới cho ta thấy rõ mỗi vector mã trong mã lưới phụ thuộc vào k.K bit, bao gồm k bít dữ liệu vào tầng đầu tin và (K-1)k bit của K-1 tầng cuối của bộ mã hóa, K-1 tầng cuối

này gọi là trạng thái của bộ mã hóa, trong khi đó chỉ có k bit dữ liệu đầu vào trong

mã khối ảnh hưởng tới vector mã

Hình 1.3 Sơ đồ mã lưới

Mã lưới được biểu diễn thông qua lưới mã (code trellis) hoặc sơ đồ trạng thái (state diagram) mô tả sự biến đổi từ trạng thái hiện tại sang trạng thái kế tiếp tuỳ thuộc k bít dữ liệu đầu vào

Ví dụ: Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2

Hình 1.4 Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2

Hình 1.4 mô tả sơ đồ mã hóa với k = 1, K = 3 và n = 2, hình 1.5 mô tả lưới mã và sơ

đồ trạng thái của bộ mã

Hình 1.5 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2

Tín hiệu nhận được tại máy thu sẽ được bộ giải mã tương quan tối đa không thời gian STMLD (Space-Time Maximum Likelihood Decoder) giải mã Bộ STMLD sẽ được thực hiện giải thuật Viterbi, đường mã nào có metric tích luỹ nhỏ nhất sẽ được chọn là chuỗi dữ liệu được giải mã Độ phức tạp của bộ giải mã tăng theo hàm mũ với số trạng thái trên giản đồ chòm sao và số trạng thái mã lưới

gian-b) Xen kênh

Sau đây ta sẽ so sánh hai trường hợp: truyền ký tự liên tiếp và dùng xen kênh khi độ lợi kênh truyền rất nhỏ

Khoâng xen keânh

Hình 1.6 Phân tập theo thời gian

Từ hình vẽ ta thấy rằng: từ mã x2 bị triệt tiêu bởi fading nếu không dùng bộ xen kênh, nếu dùng bộ xen kênh thì mỗi từ mã chỉ mất một ký tự và ta có thể phục hồi lại từ 3 ký tự ít bị ảnh hưởng bởi fading

1.2.1.2 Điều chế dữ liệu

Hình 1.7 Bộ điều chế và giải điều chế dữ liệu trong Mapper và Demapper

Việc điều chế dữ liệu được thực hiện bằng cách từng symbol b bít sẽ được đưa vào

bộ điều chế với mục đích là nâng cao dung lượng kênh truyền[7] Một symbol b bít

sẽ tương ứng một trong M=2b trạng thái hay một vị trí trong giản đồ chòm sao (constellation)

• BPSK sử dụng symbol 1 bít, bít 0 hoặc bít 1 sẽ xác định trạng thái pha 0o

hoặc 180o, tốc độ baud hay tốc độ chuỗi sẽ bằng tốc độ bít: Baud = Rb

• QPSK sử dụng symbol 2 bít (Debit), Baud = Rb/2

• 16-QAM sử dụng symbol 4 bít (Quabit), Baud = Rb/4

• 64-QAM sử dụng symbol 6 bít (Quabit), Baud = Rb/6

Hình 1.8 cho ta thấy quan hệ giữa tốc độ Baud và tốc độ bít phụ thuộc vào số bít trong một chuỗi

Số bít truyền trong một symbol tăng lên (M tăng lên), thì hiệu quả băng thông

Beffeciency = Rb/BT = log2M = b [bps/Hz] tăng lên, tuy nhiên sai số BER cũng tăng lên Nyquist đã đưa ra công thức tính dung lượng kênh truyền tối đa trong môi trường không nhiễu: C = 2Blog2M trong đó B là băng thông kênh truyền Do đó, ta không thể tăng M lên tùy ý được, công thức trên cho phép ta xác định M lớn nhất, số bít lớn nhất có thể truyền trong một symbol

Một số phương thức điều chế số thường dùng trong bộ Mapper

• M-PSK (Phase Shift Keying)

• M-QAM (Quarature Amplitude Modulation)

M-PSK (Phase Shift Keying)

Trong PSK Xn có biên độ không thay đổi và pha phụ thuộc b bít vào dn M-PSK có

M trạng thái pha phụ thuộc vào b = log2M bít vào, pha của Xn giá trị là 1 trong M góc pha

• 8-PSK có 8 trạng thái pha phụ thuộc vào 3 bít vào

• 16-PSK có 16 trạng thái pha phụ thuộc 4 bít vào

Hình 1.9 cho ta thấy giản đồ chòm sao 2-PSK và 16-PSK

Xn = ai + jbi i = 1,2, ,M (1.4) Với ai, bi = ±a, ±3a, ±5a, ,±(log2M-1), ai và bi phụ thuộc b bít vào dn

Hình 1.10 vẽ giản đồ chòm sao của 16-QAM và 64-QAM

Hình 1.10 Giản đồ chòm sao QAM

1.2.2 Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song (S/P và P/S)

Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN (không có fading):

với B là băng thông của kênh truyền [Hz]

S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền

Vì vậy, muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song S/P

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài k×b bit k ≤ N, với

b là số bít trong mô hình điều chế số, N là số sóng mang k và N sẽ được chọn sao cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng Bằng cách sử dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền fading chọn lọc tần số thành kênh truyền fading phẳng

Ngược lại phía phát, phía thu sẽ dùng bộ P/S để ghép N luồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất

Hình 1.11 cho thấy tác dụng chuyển đổi của bộ chuyển đổi từ nối tiếp sang song song và ngược lại từ song song sang nối tiếp

và phía thu Nếu không sử dụng IDFT và DFT bộ tổng hợp tần số phải tạo ra tập tần

số cách đều nhau chính xác và đồng pha, nhằm tạo ra tập tần số trực giao hoàn hảo, điều này không hề đơn giản một chút nào Nếu ta sử dụng số sóng mang là lũy thừa của 2 thì ta có thể thay IDFT và DFT bằng IFFT và FFT (hình 1.12)

Phía phát symbol [Xo,X1, ,XN-1] từ bộ mapper sẽ đi vào bộ IDFT, tạo symbol [xo,x1, ,xN-1]:

0

2

.

1

k

nf f j k N

k

kn N j k

N e

k n f nt f

f n N

N

x x

x để thu lại symbol [ 0 1 1]

~ , ,

~ ,

~

−

N

X X

X

π

Lý tưởng thì dữ liệu phía thu sẽ giống dữ liệu phía phát: X~k=X k

1.2.4 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ

n

Hình 1.13 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ

Hai nguồn nhiễu giao thoa (interference) thường thấy trong các hệ thống vô tuyến

số, cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI:

• ISI (Intersymbol Interference): nhiễu giao thoa liên ký tự, được định nghĩa là xuyên nhiễu giữa các symbol trong khoảng thời gian Tsymbol của các frame FFT liên tiếp (trong miền thời gian)

• ICI (Inter-carrier interference): nhiễu giao thoa liên sóng mang, được định nghĩa là xuyên nhiễu giữa các kênh sóng mang phụ (subchannels) của cùng

Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang trực giao làm tập tần

số của các kênh phụ Nhiễu ISI sẽ gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu ta sử dụng lượng sóng mang đủ lớn, khi đó băng thông của mỗi kênh đủ nhỏ so với coherence bandwith, tức là độ rộng một symbol ts sẽ lớn hơn trải trễ của kênh truyền Tuy nhiên do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng nên N phải được lựa chọn tối ưu Bộ chèn khoảng bảo vệ (hình 1.13) được sử dụng nhằm kéo dài độ rộng symbol ts mà vẫn giữ nguyên số sóng mang[2] Bộ chèn khoảng bảo vệ chèn thêm một khoảng bảo vệ ∆G (Guard Interval) gồm µ mẫu vào mỗi symbol, khi này độ rộng một symbol sẽ là:

Để hình dung việc chèn khoảng bảo vệ, ta xét một kênh truyền fading chọn lọc tần

số có một đường trễ có đáp ứng xung như hình 1.14

b) Khoảng bảo vệ rỗng

c) Khoảng bảo vệ có tính cyclic prefix

Hình 1.15 Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ

Hình 1.15a cho thấy tín hiệu không có khoảng bảo vệ ∆G nên tín hiệu trễ từ symbol i-1 lấn sang symbol i gây nên ISI

Hình 1.15b, tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ rỗng ∆G đủ lớn so với trải trễ hiệu dụng τRMS của kênh truyền thì nhiễu ISI sẽ được loại bỏ Tuy nhiên, khoảng bảo vệ

rỗng ∆G sẽ gây nên sự thay đổi đột ngột của tín hiệu sẽ làm bề rộng phổ của kênh truyền tăng lên làm mất tính trực giao

Hình 1.15c, tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ ∆G có tính chất cyclic prefix nhằm duy trì tính trực giao do bộ IFFT tạo ra Nếu chiều dài µ được chèn vào symbol là

s

Symbol sn sẽ được đưa vào bộ D/A để tái tạo tín hiệu thời gian s(t)

Giả sử kênh truyền có đáp ứng xung c(t), tín hiệu tại phía thu sẽ là

ký hiệu cn=[c1,c2, ,cµ] và rn=[r0,r1, ,rN+µ-1] là kết quả của phép chập giữa cn và sn

Bộ loại bỏ khoảng bảo vệ (hình 1.13) ở phía thu sẽ loại bỏ µ mẫu đầu tiên bị ISI của

rn thu được symbol [~ 0,~ 1, ,~ 1]

−

N

x x

x Sau đó tín hiệu số rời rạc sẽ được đưa vào bộ FFT để lấy lại chuỗi dữ liệu ban đầu

1.3 Ước lượng kênh truyền cho hệ thống MIMO -OFDM

1.3.1 Giới thiệu

Kỹ thuật điều chế có thể được phân làm hai loại là điều chế vi sai (differential) và điều chế kết hợp (coherent)[14] Khi dùng kỹ thuật điều chế vi sai thì không cần phải ước lượng kênh truyền vì khi đó thông tin sẽ được mã hóa sao không có sự khác biệt nhau giữa hai ký tự liên tiếp Đây là một kỹ thuật được dùng phổ biến trong các

hệ thống thông tin vô tuyến vì khi không yêu cầu ước lượng kênh truyền thì độ phức tạp ở bộ thu sẽ giảm đi Điều chế vi sai được dùng trong chuẩn DAB (Digital Audio Broadcast) của Châu Âu Nhược điểm của kỹ thuật này là nó sẽ làm gia tăng

nhiễu thêm 3dB và ta cũng không thể sử dụng những kỹ thuật điều chế chòm sao đa biên độ một cách hiệu quả

Ước lượng kênh truyền trong hệ thống có dây thì không phức tạp, kênh truyền được ước lượng ngay tại thời điểm bắt đầu và kể từ thời gian đó kênh truyền là như nhau,

do vậy không cần phải ước lượng kênh truyền

Có hai vấn đề chính trong việc thiết kế bộ ước lượng kênh truyền cho hệ thống vô tuyến

• Vấn đề thứ nhất: liên quan đến việc lựa chọn pilot thông tin sẽ được truyền như thế nào Ký tự pilot và ký tự dữ liệu có thể được truyền theo một số cách khác nhau và mỗi cách sẽ cho một hiệu quả khác nhau

• Vấn đề thứ hai: việc thiết kế bộ lọc nội suy với yêu cầu kèm theo là phải có

độ phức tạp thấp và hiệu suất tốt

Hai vấn đề này có mối liên hệ với nhau Do vậy, hiệu suất bộ nội suy phụ thuộc vào việc pilot thông tin được truyền như thế nào

1.3.2 Ước lượng kênh truyền

Trong MIMO-OFDM, các bộ phát tín hiệu OFDM được kết hợp với nhau thông qua

bộ mã hóa không gian thời gian Bộ mã hóa này nhằm tạo ra các luồng bit khác nhau cho các anten phát đồng thời tận dụng sự phân tập về không gian của các tín hiệu phát qua các anten khác nhau để sửa lỗi đường truyền Nguồn tín hiệu là một luồng bit được điều chế ở băng tần cơ sở thông qua các phương pháp điều chế như BPSK, QPSK, M-QAM Tín hiệu dẫn đường (Pilot Symbols) được chèn vào nguồn tín hiệu, sau đó được điều chế thành tín hiệu OFDM thông qua bộ biến đổi IFFT và chèn chuỗi bảo vệ Luồng tín hiệu số được chuyển thành luồng tín hiệu tương tự qua bộ chuyển đổi số/ tương tự trước khi truyền trên kênh truyền vô tuyến qua anten phát Tín hiệu truyền qua kênh vô tuyến bị ảnh hưởng bởi nhiễu fading và nhiễu trắng AWGN

Tín hiệu dẫn đường là mẫu tín hiệu được biết trước cả ở phía phát và phía thu, và được phát cùng với nguồn tín hiệu có ích với nhiều mục đích khác nhau như việc khôi phục kênh truyền và đồng bộ hệ thống

Các bộ thu MIMO-OFDM có chức năng ngược lại so với bộ phát Nhờ có sự phân tập không gian và sự độc lập tán xạ của tín hiệu phát mà chất lượng tín hiệu thu cũng như dung lượng của kênh được cải thiện

1.3.2.1 Điều chế ký tự pilot thêm vào ( Pilot Symbol Assisted Modulation )

Ước lượng kênh truyền thông thường cần một số loại pilot thông tin như một điểm tham khảo Ước lượng kênh truyền thường đạt được bằng cách ghép những ký tự đã biết, được gọi là ký tự pilot vào trong chuỗi dữ liệu Phương pháp này thực hiện chèn những phần đã biết vào luồng ký tự thông tin có ích với mục đích thăm dò kênh truyền Những ký tự pilot này cho phép bộ thu rút ra được suy hao của kênh truyền và độ xoay pha để ước lượng cho mỗi ký tự thu được giúp cho việc bù fading đường bao và pha

Một kênh truyền fading yêu cầu việc bám (tracking) kênh truyền không ngừng, vì vậy mà pilot thông tin ít nhiều gì cũng phải được truyền liên tục Pilot thông tin được truyền có thể ở dạng pilot rời rạc hoặc phân tán, hoặc cả hai Nhìn chung thì kênh truyền fading có thể được xem là một tín hiệu 2D (thời gian và tần số), kênh truyền fading này được lấy mẫu tại những vị trí có pilot và suy hao kênh truyền ở những vị trí nằm giữa những pilot này được ước lượng bằng nội suy

Hình 1.16 Ví dụ về việc truyền pilot liên tục và phân tán ở những vị trí sóng mang

biết trước 1.3.2.2 Sắp xếp các pilot

Việc sử dụng những ký tự pilot để ước lượng kênh truyền như đã giới thiệu ở trên Trong khi sử dụng thì phải đạt được số ký tự pilot càng ít càng tốt Vấn đề phải giải quyết là phải chèn pilot ở đâu và chèn như thế nào Khoảng cách giữa các pilot phải

đủ nhỏ sao cho quá trình ước lượng kênh truyền đạt được độ tin cậy

Việc ước lượng kênh truyền có thể được thực hiện bằng cách hoặc chèn pilot vào tất

cả các sóng mang của ký tự OFDM theo chu kỳ ở miền thời gian, hoặc chèn chèn pilot vào tất cả các sóng mang của ký tự OFDM theo chu kỳ ở miền tần số, hoặc chèn pilot ở cả miền tần số và thời gian[6]

a) Sắp xếp Pilot dạng khối

Dạng thứ nhất được gọi là ước lượng kênh truyền theo pilot dạng khối và thường được sử dụng đối với kênh truyền fading chậm Cách sắp xếp này cho kết quả tốt khi hàm truyền của kênh truyền không có sự thay đổi quá nhanh Nếu đáp ứng của kênh truyền biến đổi nhanh thì việc ước lượng kênh truyền sẽ không còn đúng nữa

bằng kênh hồi tiếp quyết định để cập nhật lại các giá trị ước lượng cho mỗi sóng mang con mang dữ liệu ở giữa các ký tự pilot dạng khối

Hình 1.17 Kiểu chèn pilot dạng khối

Tuy nhiên, nếu kênh truyền là fading nhanh thì bộ cân bằng hồi tiếp quyết định sẽ chỉ làm giảm đến mức tối thiểu sự thiếu hụt thông tin trạng thái của kênh truyền Cho nên, bắt buộc phải tăng chu kỳ cập nhật của sóng mang pilot, và điều này sẽ dẫn đến làm giảm băng thông có ích dùng để truyền dữ liệu hoặc phải chuyển qua dùng cách sắp xếp pilot dạng lược

Ở kiểu sắp xếp pilot dạng khối thì kênh truyền được ước lượng bằng kỹ thuật bình phương nhỏ nhất LS ( Least Square ) hoặc cực tiểu trung bình bình phương lỗi MMSE (Minimum Mean Square Error)

b) Sắp xếp Pilot dạng lược

Hình 1.18 Kiểu chèn pilot dạng lược

Dạng thứ hai là cách sắp xếp pilot dạng lược Dạng này có thể được sử dụng để bám kênh truyền biến đổi nhanh, thậm chí trong trường hợp sự biến đổi này xảy ra bên trong một chu kỳ thời gian của một ký tự OFDM đơn Những ký tự pilot được sắp xếp tuần hoàn tại một vài vị trí sóng mang trong mỗi ký tự OFDM nên phía thu sẽ liên tục có được thông tin về trạng thái kênh truyền Tuy nhiên những thông tin về trạng thái kênh truyền có được từ những pilot này vẫn chưa hoàn chỉnh Việc ước lượng kênh truyền tại vị trí có sóng mang pilot có thể được tính toán bằng kỹ thuật

LS hoặc MMSE, trong khi đó kênh truyền tại vị trí các sóng mang con mang dữ liệu được ước lượng bằng cách thực hiện nội suy từ đáp ứng giữa những sóng mang pilot Nhiều kỹ thuật nội suy có thể được sử dụng bao gồm nội suy tuyến tính, nội suy bằng đa thức, nội suy spline, và nhiều kỹ thuật khác với độ chính xác và hiệu quả khác nhau Hình ảnh sắp xếp của pilot dạng khối và dạng lược được minh họa như hình vẽ trên

c) Nguyên tắc truyền pilot ở cả miền tần số và thời gian

Hình 1.19 Sự sắp xếp pilot và mẫu tin có ích ở miền tần số và thời gian

Hình 1.20 Mối liên hệ giữa hiệu ứng Doppler và trễ kênh truyền trong sự lựa chọn sự sắp xếp các pilot (ở hình trên: CIR là đáp ứng xung của kênh truyền –

Channel Impulse Response)

Pilot có thể chèn cùng với mẫu tin có ích cả ở miền tần số và miền thời gian Tuy nhiên, khoảng cách giữa hai pilot liên tiếp nhau phải tuân theo quy luật lấy mẫu cả ở miền tần số và miền thời gian Ở miền tần số, sự biến đổi kênh vô tuyến phụ thuộc vào trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh τmax(maximum propagation delay) Với ký hiệu rf là tỷ số lấy mẫu (oversampling rate) ở miền tần số, fs là khoảng cách liên tiếp

giữa hai sóng mang phụ, khoảng cách giữa hai pilot ở miền tần số Df phải thỏa mãn điều kiện sau:

1 1

f D f

Tỷ số lấy mẫu tối thiểu ở miền tần số rf phải là 1 Tỷ số này có thể lớn hơn 1, khi

đó, số pilot nhiều hơn cần thiết và kênh truyền được lấy mẫu vượt mức (oversampling) Trong trường hợp khoảng cách giữa hai pilot không thỏa mãn điều kiện lấy mẫu như ở phương trình (1.12), có nghĩa là rf < 1 thì kênh truyền không thể được khôi phục lại được hoàn toàn thông qua pilot

Tương tự như ở miền tần số, khoảng cách ở miền thời gian của hai pilot liên tiếp Dtcũng phải thỏa mã tiêu chuẩn lấy mẫu ở miền thời gian Sự biến đổi của hàm truyền

vô tuyến ở miền thời gian phụ thuộc vào tần số Doppler fDmax Theo tiêu chuẩn lấy mẫu ở miền tần số, khoảng cách Dt phải thỏa mãn điều kiện:

=

G s t D

t

T T D f

Tỷ số rt được gọi là tỷ số lấy mẫu ở miền thời gian Trong trường hợp điều kiện ở phương trình (1.13) không thỏa mã thì hàm truyền kênh vô tuyến cũng không thể khôi phục hoàn toàn ở máy thu

1.3.2.3 Ước lượng theo kiểu sắp xếp pilot dạng khối

Kiểu sắp xếp pilot dạng khối giúp cho việc tính toán đáp ứng kênh truyền không phức tạp bởi vì X(k) tại mọi sóng mang con đều đã được biết Ngõ ra của bộ thu có thể được viết ở dạng ma trận sau:

1 ( 0

)

1

(

) 1 ( 0

N

N

N N

nk

N

W = 1 − 2 π ( / /

h: vectơ kênh truyền trong miền thời gian

W: nhiễu kênh truyền

F: ma trận DFT

a) Ước lượng bằng tiêu chuẩn MMSE

Phương pháp MMSE sử dụng những thống kê kênh truyền bậc hai và giả sử rằng đáp ứng kênh truyền H là Gauss và không tương quan với nhiễu W Với giả thiết này thì việc ước lượng hMMSE được xây dựng từ ma trận auto-covariance RYY và ma trận covariance chéo RhY Giả sử rằng ma trận auto-covariance của kênh truyền là

Rhh và phương sai nhiễu (noise variance) 2

Y R

Trong đó HLS là ước lượng bình phương cực tiểu LS Kỹ thuật ước lượng MMSE có thể hiệu quả tốt hơn so với ước lượng LS đặc biệt dưới điều kiện SNR thấp Tuy nhiên, MMSE có độ phức tạp tính toán cao hơn do yêu cầu phải lấy ma trận nghịch đảo mỗi lần X thay đổi

b) Ước lượng theo tiêu chuẩn LS

Bộ ước lượng bình phương nhỏ nhất sẽ thực hiện cực tiểu giá trị bình phương của lỗi (Y – XFh)h (Y – XFh) Ước lượng LS được biểu diễn bởi:

Ước lượng LS có dạng rất đơn giản và thích hợp với những ứng dụng yêu cầu tính toán nhau với số phép tính tối thiểu Tuy nhiên, bộ ước lượng MMSE nêu trên cũng

có thể được thay đổi bằng bộ ước lượng MMSE cải tiến

c) Bộ ước lượng MMSE cải tiến ( Modifier MMSE Estimator )

Bộ ước lượng MMSE cải tiến thực hiện đơn giản hóa 3 vấn đề để giảm độ phức tạp tính toán của bộ ước lượng MMSE thông thường Bộ ước lượng MMSE cải tiến này còn được gọi là ước lượng MMSE hạng thấp tối ưu (optimal low-rank MMSE) Ba vấn đề đơn giản hóa là:

Thay thế thừa số (XXH)-1 trong phương trình (1.19) với giá trị kỳ vọng giả thiết là những tín hiệu ánh xạ của tất cả các pilot đều giống nhau và có xác suất bằng nhau cho tất cả các điểm trên giản đồ chòm sao

) (

1 )

(

k X E XX

N

k X E SNR

) (

k X E

k X E

=

Do đó:

I SNR

Sự đơn giản hóa thứ hai là sử dụng giả thiết rằng hầu hết năng lượng tín hiệu trong

h đều tập trung ở (L+1) tap đầu tiên trong đó L=( hT /T)M Th là tổng độ trải trễ và

M là chiều dài của bộ biến đổi DFT hay là kích thước của X T là thời gian lấy mẫu Mặt khác, phần lớn năng lượng tín hiệu sẽ tập trung vào trong số ít những lần phản

xạ đầu tiên trong kênh truyền đa đường h Tín hiệu đến tại thời điểm tức thời sau đó được giả sử rằng có mức năng lượng thấp hơn do sự hấp thụ và nhiễu xạ và có thể

bỏ qua một cách an toàn Với việc sử dụng giả thiết này ta có thể chỉ dùng góc trên bên trái của ma trận Rhh Đây được gọi là xấp xỉ cấp thấp và đơn giản hóa hạng của

Sự đơn giản hóa thứ ba là sử dụng SVD ( Singular value decomposition) SVD là kỹ thuật làm đơn giản hóa một ma trận thành ba ma trận con Áp dụng kỹ thuật SVD

để tách ma trận RHH thành tích của ba ma trận con như sau: RHH = UAUH, trong đó

A là ma trận đường chéo với giá trị đơn λk (the singular value λk ) trên đường chéo Kết hợp cả ba sự đơn giản hóa này, bộ ước lượng MMSE cải tiến chọn hạng (rank)

p của bộ ước lượng để nó không nhỏ hơn L+1 theo tiêu chuẩn đơn giản hóa thứ 2 Sau đó tính toán β, SNR, U và giá trị λk Áp dụng sự đơn giản hóa ở trên vào phương trình (1.20) để phân thành ma trận NxN:

k

k p

1.3.2.4 Ước lượng theo kiểu sắp xếp pilot dạng lược

Việc ước lượng đáp ứng kênh truyền tại mỗi pilot có thể được tính bằng cách dùng giải thuật LS, MMSE hoặc bất kỳ dạng cải tiến nào của chúng Tuy nhiên, đáp ứng kênh truyền tại các sóng mang dữ liệu mới là cái mà bộ thu thật sự quan tâm và những giá trị này được nội suy từ những đáp ứng kênh truyền đã được ước lượng tại những tần số sóng mang pilot

Có nhiều dạng nội suy cho kết quả tốt, nhưng vì độ phức tạp trong tính toán của một

số phương pháp và hầu hết hệ thống OFDM yêu cầu truyền dữ liệu ở tốc độ cao, cho nên chỉ một vài phương pháp nội suy được xem xét, đó là nội suy sử dụng hàm tuyến tính (linear interpolation), nội suy bậc hai, nội suy low-pass

Một số phương pháp nội suy sẵn có trong phần mềm Matlab như nội suy tuyến tính, nội suy đa thức hay nội suy spline thông qua lời gọi hàm 'interp1' cho phép nội suy một chiều hoặc 'interp2' cho phép nội suy hai chiều

Giả sử NP pilot có phân bố đều và được biểu diễn như sau:

Để thực hiện ước lượng kênh tín hiệu dẫn đường được chèn vào trong dòng dữ liệu

ở cả miền thời gian và tần số Ở bên thu, tín hiệu dẫn đường nhận được tách ra từ dòng tín hiệu thu được và đưa tới bộ ước lượng kênh Ta hãy xét một mẫu tín hiệu dẫn đường nhận được trong miền tần số, nghĩa là sau khi áp dụng biến đổi Fourier rời rạc Ký hiệu Yr[l,i] là tín hiệu dẫn đường nhận được từ sóng mang phụ l và ký hiệu OFDM thứ I ở anten thu r Tín hiệu này có thể được viết như phương trình sau:

N

t r t r

T

, ,

, ,

Để biểu diễn tín hiệu dẫn đường nhận được của tất cả các sóng mang con Yr[l,i], với

l = 0,…, NFFT – 1, ta định nghĩa tín hiệu dẫn đường nhận được từ anten thu r dưới dạng vectơ như sau:

FFT r r

Wr[ ] = 0 , , , − 1 , (1.29) Trong phương trình trên, NFFT là số sóng mang và được giả sử bằng độ dài FFT Toán hạng (.)T là toán hạng chuyển vị ma trận Các hệ số kênh truyền giữa tất cả anten phát và anten thu thứ r là một vectơ cột với kích cỡ (N T.N) × 1

[ ] [ [ ] [ ] [ ] ]T

r N r

t r

[ ]i [diag{X1[ ]i}, ,diag{X [ ]i}, ,diag{X [ ]i}]

t t

r t r

t r

hr, = , 0 , , , , − 1 , và đáp ứng tần số của kênh Hrt,r[ ]i

có thể mô tả bằng phương trình sau:

(1.34)

Các thành phần của ma trận F có giá trị là Fp,q = e-j2π(pq/N) Đáp ứng thời gian của kênh có độ dài L tương ứng với độ dài tối đa của trê truyền dẫn của kênh ở dạng rời rạc tuy nhiên với điều kiện phải nhỏ hơn độ dài FFT Bằng việc biểu diễn đáp ứng thời gian của kênh như ở phương trình (1.33), vectơ của tín hiệu sau khi giải điều chế như ở phương trình (1.32) được viết lại:

[ ]i Q h[ ]i W [ ]i

Yvr = rr + rr (1.35) Với ma trận:

Và vectơ:

r N r

t r

LS không tồn tại

1.3.3 Cân bằng tín hiệu cho hệ thống MIMO – OFDM

Tương tự như sự biểu diễn của tín hiệu dẫn đường Yr[l,i] ở phương trình (1.27), mẫu tín hiệu có ích nhận được zr[l,i] có thể biểu diễn bởi[2]:

r t

ẩn số là các tín hiệu phát được gọi là phương pháp cân bằng tín hiệu cho hệ thống MIMO-OFDM So sánh với sự cân bằng tín hiệu trong hệ thống MIMO-OFDM, sự cân bằng tín hiệu trong hệ thống OFDM chỉ đơn giản là phép chia của tín hiệu giải điều chế với các hệ số kênh ước lượng Do vậy, cân bằng tín hiệu cho hệ thống MIMO-OFDM có độ phức tạp lớn hơn nhiều so với hệ thống OFDM Hệ phương

trình phương trình tuyến tính mở rộng từ phương trình (1.33) được trình bày ở dạng

l

d

T , , , , , = 1

i H i H

i H i

H i H

i H i

H i H

H

T R R

R

T T

N N N

N

N N

.

.

.

.

.

.

, 2

, 1

,

, 2 2

, 2 1

, 2

, 1 2

, 1 1

, 1

L

L L L

L

L

(1.44)

Là ma trận NRxNT tương ứng với sóng mang l và ký hiệu OFDM thứ i Giả sử rằng

số lượng anten phát bằng số anten thu và tồn tại ma trận nghịch đảo của ma trận H[l,i] thì cân bằng việc cân bằng tín hiệu cho hệ thống MIMO-OFDM được thực hiện theo phương trình sau:

[ ]l i H[ ] [ ]l i z l i

dr , = , −1r , (1.45) Các tín hiệu thu được sau khi thực hiện cân bằng kênh như biểu diễn ở phương trình trên có thể bị lỗi vì việc khôi phục kênh có thể không hoàn toàn chính xác và hệ thống trên thực tế còn bị nhiễu tác động vào

CHƯƠNG 2 - MÔ HÌNH KÊNH CHO HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG KHÔNG DÂY DƯỚI NƯỚC

2.1 Truyền tín hiệu dưới nước

2.1.1 Truyền âm thanh trên biển

Việc nghiên cứu truyền âm thanh trên biển là nền tảng để hiểu được các hiện tượng liên quan đến âm thanh dưới nước và để phát triển các ứng dụng liên quan đến âm thanh dưới nước Truyền âm thanh trên biển bị ảnh hưởng bởi các tính chất vật lý và

hoá học của nước biển

Nếu một nguồn âm phát ra một tín hiệu có mức nguồn (source level) SL dB tại một khoảng cách đơn vị (1yd=0.9144m) trên trục của nó, cường độ âm thanh ở đầu thu

sẽ là SL-TL Điều này có nghĩa là cường độ âm thanh đã bị giảm đi bởi sự suy hao truyền khi âm thanh đi từ nguồn đến đích Phân tích suy hao truyền là nền tảng cho việc nghiên cứu việc truyền tín hiệu dưới nước Do đó, trong các phần dưới đây, chúng ta phân tích chi tiết TL và đưa ra các mô hình đơn giản để đặc trưng cho các kênh truyền ở vùng nước nông và vùng nước sâu[12]

2.1.2 Suy hao truyền

Suy hao truyền được định nghĩa là sự suy giảm tích luỹ của cường độ âm thanh khi sóng áp suất âm truyền đi từ một nguồn Cường độ này có thể được ước lượng bằng

việc bổ sung các ảnh hưởng bởi sự phân bố địa lý, sự hấp thụ và tán xạ

Sự suy hao phân bố liên quan đến năng lượng được phân bố trên một khoảng diện

tích lớn dần do sự suy giảm đều đặn của tín hiệu âm khi nó phát ra từ nguồn

Hấp thụ là quá trình bao gồm việc chuyển đổi năng lượng âm thành nhiệt do ma sát nội tại ở mức phân tử trong chất lỏng Ở các tần số nhất định, sự hấp thụ tăng lên do

sự hồi phục ion của các muối bị hoà tan nhất định

Tán xạ xảy ra khi các sóng âm bị phản xạ ngược trở lại khi chúng gặp một vật thể

Sự tán xạ năng lượng bởi các vật thể và bong bóng trong môi trường dưới nước gây

ra sự suy hao truyền trên biển

2.1.2.1 Suy hao truyền ở vùng nước nông

Các tín hiệu âm truyền đi ở vùng nước nông nằm trong một hình trụ bao quanh bởi

mặt nước và đáy biển, hệ quả là xuất hiện sự phân bố hình trụ

Suy hao truyền gây ra do sự phân bố hình trụ và sự hấp thụ có thể được biểu diễn

như dưới đây:

trong đó α là hệ số hấp thụ với đơn vị là dB/km và r là khoảng cách với đơn vị là mét

Âm thanh trong đại dương bị suy giảm bởi 2 cơ chế đó là sự hấp thụ nhớt (độ nhớt

có thể được hiểu như là sức cản của chất lỏng đối với việc chảy) và các hiệu ứng hồi phục ion do sự có mặt của axít boric (B(OH)3) và các muối magiê sunphát (MgSO4) với nồng độ thấp trong nước biển Ảnh hưởng của sự hấp thụ nhớt là đáng kể ở tần

số cao (trên 100kHz), trong khi đó các ảnh hưởng hồi phục ion do axít boric tác động ở tần số thấp (lên đến vài kHz) và do magiê sunphát ảnh hưởng ở các tần số trung bình (lên đến vài trăm kHz)

Một vài công thức khác nhau được sử dụng để tính hệ số hấp thụ α

Hệ số hấp thụ tổng cộng α dB/km đối với sự hấp thụ nhớt và hấp thụ hoá học trong nước biển phụ thuộc vào tần số âm, áp suất, tính axít, nhiệt độ và độ mặn (ở tần số

100 Hz < f < 1 MHz):

2 3 3 2 2 2

2 2 2 2 2 1 2

2 1 1

f f

f f P A f f

f f P

+

+ +

35 8

.

với S là độ mặn (phần nghìn) và T là nhiệt độ (oC)