Các phương pháp giảm papr trong kỹ thuật ofdm cofdm

Các ký hiệu toán học N ≡ Ν Số sóng mang Δf Khoảng cách giữa các sóng mang B Độ rộng băng thông T ≡ Τ Tổng thời gian của một symbol Ts ≡ Τs Thời gian có ích của một symbol Xm,n ≡ Χm,n Sym

Tóm tắt Tỷ số giữa công suất đỉnh trên công suất trung bình (Peak to Average Power Ratio:

PAPR) lớn là một vấn đề đáng quan tâm trong kỹ thuật ghép kênh phân tần trực giao (OFDM) nói riêng và trong vô tuyến nói chung Khi PAPR lớn sẽ làm giảm hiệu suất và mất tính tuyến tính các bộ khuếch đại RF, đồng thời làm tăng sự phức tạp trong quá trình chuyển đổi A/D và D/A Để bù méo phi tuyến của các bộ

khuếch đại RF hoặc các bộ khuếch đại công suất lớn (HPA: High power Amplifier)

do PAPR gây ra thì phải tăng độ lùi đầu vào (Input Back Off: IBO) giúp điều khiển hệ số PAPR Nhưng khi tăng IBO thì hiệu suất HPA lại giảm Một phương pháp thông thường để giảm PAPR là xén (clipping) tín hiệu Khi xén tín hiệu, nếu mức xén không hợp lý sẽ làm tăng các méo dạng tín hiệu trong băng (In Band

Distortion: IBD) và các bức xạ ngoài băng (Out of Band Radiation: OBR), đồng thời làm BER tăng Trong cuốn luận văn này sẽ phân tích phương pháp xén và đưa ra các mức xén sao cho có IBD và OBR thích hợp, ngoài ra sẽ tổng kết tất cả các phương pháp giảm PAPR và đưa ra các phương pháp xử lý hệ số PAPR thích hợp

MỤC LỤC

~

Lời giới thiệu……… 1

CHƯƠNG I KỸ THUẬT OFDM & COFDM 1.1 Giới thiệu hệ thống OFDM……….5

1.1.1 Đặc tính của OFDM/COFDM……… 6

1.1.2 Các ứng dụng của OFDM/COFDM……… 8

1.2 Biểu diển toán học của tín hiệu OFDM……….9

1.2.1 Tính trực giao……… 9

1.2.2 Băng tần gốc của tín hiệu OFDM………11

1.2.3 Thành phần thông dải của tín hiệu OFDM……….13

1.3 OFDM trong kênh fading……….16

1.3.1 Khoảng bảo vệ để giảm ISI……….17

1.3.2 Thu tín hiệu OFDM……….20

1.3.3 Variance nhiễu trong truyền dẫn OFDM………21

1.4 Hệ thống OFDM/COFDM……… 22

1.4.1 Hệ thống OFDM……….23

1.4.2 Hệ thống COFDM……….24

1.5 Vấn đề lệch tần (frequency offset) trong OFDM………27

1.6 Aûnh hưởng của nhiễu pha trong hệ thống OFDM……….28

1.7 Đồng bộ trong hệ thống OFDM……… 30

1.8 Các bộ khuếch đại phi tuyến không nhớ (memoryless)……….31

1.8.1 Bộ giới hạn mềm SL (soft limiter)……….32

1.8.2 Bộ khuếch đại công suất trạng thái đồng nhất (solid-state)- SSPA………… 33

1.8.3 Bộ khuếch đại sử dụng đèn sóng chạy (travelling – wave tube)- TWT……34

1.9 Các dạng khác của OFDM……….36

1.9.1 Multiple input multiple output OFDM (MIMO OFDM)………37

1.9.2 Vector OFDM (VOFDM)………37

1.9.3 Wireband OFDM (WOFDM)……….37

1.9.4 Flash OFDM (FOFDM)……….38

1.9.5 Đa truy cập OFDM (MA OFDM)……….38

1.10 Kết luận……….38

CHƯƠNG II TỶ SỐ PAPR CỦA TÍN HIỆU OFDM & COFDM

2.1 Tỷ số PAPR (peak to averrage power ratio)………40

2.1.1 Tỷ số PAPR lớn nhất của tín hiệu OFDM N sóng mang………41

2.1.2 PAPR của tín hiệu thông dải (bandpass signal)……….42

2.1.3 Đo đạt chính xác giá trị PAPR của tín hiệu theo thời gian rời rạc………43

2.1.4 Phân phối thống kê của PAPR……….45

2.1.5 Tự tương quan không tuần hoàn (Aperiodic autocorrelation: APA) và PAPR………51

2.2 Các phương pháp giảm PAPR……….52

2.2.1 Kỹ thuật sửa dạng tín hiệu……….53

2.2.2 Dùng mã để giảm PAPR………55

2.2.3 Sử dụng đa tín hiệu (multi signal) để giảm PAPR……… 58

2.2.4 Thay đổi các chòm sao tín hiệu để giảm PAPR……….59

2.3 Kết luận……….61

CHƯƠNG III GIẢM PAPR BẰNG PHƯƠNG PHÁP XÉN

3.1 Cấu hình đề nghị theo IEEE 802.11a……… 62

3.2 Aûnh hưởng khi xén tín hiệu………65

3.3 Mật độ phổ công suất PSD của tín hiệu OFDM……….69

3.3.1 Khoảng bảo vệ mở rộng EGI……….70

3.3.2 Mật độ phổ công suất PSD của tín hiệu OFDM………70

CHƯƠNG IV GIẢM PAPR BẰNG PHƯƠNG PHÁP PTS VÀ SLM 4.1 Tạo các khối phu………74

Sự kết hợp lý tưởng của các khối phụ…….……….76

4.2 PTS đơn giản (SPTS)………77

Kết hợp PTS đơn giản với dãy Hadamard………78

4.3 Thực hiện PTS thích ứng (Adaptive PTS: APTS)……….79

4.4 Giảm PAPR bằng phương pháp SLM……….81

4.4.1 Lý thuyết CCDF của PAPR với phương pháp SLM-OFDM……… 82

4.4.2 SLM thích ứng (A-SLM)……….82

4.5 Kết luận………84

CHƯƠNG V GIẢM PAPR BẰNG PHƯƠNG PHÁP INTERLEAVER 5.1 Thực hiện hoán vị dữ liệu……….85

5.1.1 Lý thuyết CCDF của PAPR của OFDM hoán vị………87

5.1.2 Hoán vị thích ứng (Adaptive interleaving: AIL)………88

5.2 PAPR của PC – OFDM (parallel combinatory OFDM)……….90

5.2.1 Giới thiệu PC-OFDM……… 90

5.2.2 Chòm sao tín hiệu (M+1)-APSK……… 91

5.2.3 Mô tả PAPR theo lý thuyết của PC-OFDM………91

5.3 Sử dụng mã Reed Solomon để làm giảm PAPR………92

5.3.1 Mô tả hệ thống……… 92

5.3.2 Giải thuật………94

5.4 Kết luận……….95

CHƯƠNG VI KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 6.1 Mô phỏng kết quả ở chương III -97

6.1.1 Aûnh hưởng của xén đỉnh tín hiệu -97

6.1.2 Phân phối PAPR của tín hiệu sau khi bị xén -99

6.1.3 Phổ của tín hiệu OFDM -101

6.2 Kết quả mô phỏng cho chương IV -105

6.2.1 Mô phỏng cho phương pháp PTS -105

6.2.2 Mô phỏng kết quả cho phương pháp SLM -111

6.3 Mô phỏng kết quả cho chương V -116

6.3.1 Kết quả mô phỏng cho phương pháp hoán vị (interleaved/permutation) 116

6.3.2 Mô phỏng PAPR của PC – OFDM (parallel combinatory OFDM) -125

6.3.3 Phân phối PAPR khi sử dụng mã Reed Solomon -129

6.4 Kết luận -130

CHƯƠNG VII KẾT LUẬN CHUNG VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN

ĐỀ TÀI

7.1 Kết luận chung -131

7.2 Hướng phát triển đề tài -132

7.2.1 Một số hướng mở rộng của đề tài -132

7.2.2 Một số các lĩnh vực khác của OFDM/COFDM -134

PHỤ LỤC p1 Kiểu mô phỏng cho khảo sát ảnh hưởng của xén công suất đỉnh lên BER -135

p2 Kiểu mô phỏng cho predistortion -135

p3 Một số đường bao mới PAPR và các xấp xỉ của chúng -136

p4 Kiểu mô phỏng để đo mật độ phổ công suất (PSD) -137

Tài liệu tham khảo

Các từ viết tắt

A/D Analog to digital converter

ADSL Asymmetric digital subcriber line

AM Amplitude modulation

AN Average number of permutations

APA Aperiodic autocorrelation

ACF

AL-FEC Amlitude limiting and forward error correction APTS Adaptive partial transmit sequences

A-SLM Adaptive selected mapping

ASP Adjacent subblock partitioning

AWGN Additive white Gaussian noise

LAN Local area network

BER Bit error rate

CDMA Code division multiple access

CDF Cumulative distribution function

CCDF Complement cumulative distribution function COFDM Coded orthogonal frequency division multiplexing

DSP Digital signal processing

DFT Discrete Fourier transforms

DAB Digital audio broadcasting

DVB Digital video broadcasting

DSL Digital subcriber line

DS-SS Direct sequence spread spectrum

DQPSK Differential quadrature phase shift keying DVB-T Terrestrial DVB

D/A Digital to analog converter

DMT Discrete multi tone

DAR Decision aided reconstruction

EDGE Enhance data rates for global evolution EGI Extended guard interval

FEC Forward error correction

FFT Fast Fourier transform

EPF envelope power function

FDM Frequency division multiplexing

GCS Golay complementary sequences

GPS Geographical positioning systems

GPRS General packet radio services

HDTV High density television

HPA High power amplifier

ISI inter symbol interference

IBD inband distortion

ICI Inter carrier interference

IDFT Inverse discrete Fourier transform

IEEE Institute of electrical and electronics engineers

IOFDM Interleaved orthogonal frequency division multiplexing

ISP Interleaved subblock partitioning

LAN Local area network

LPF Lowpass filter

MAP Maximum posteriory probability

MC-CDMA Multi carrier CDMA

MIMO Multi input multi output

M-QAM M ary quadrature amplitude modulation

MMSE Maximum mean square error

OBR Out of band radiation

OBL Outside broadcasting link

OFDM Orthogonal frequency division multiplexing

OPTS Ordinary partial transmit sequences

PAPR Peak to average power ratio

PTS Partial transmit sequences

PC-OFDM Parallel combinatory orthogonal frequency division multiplexing

PD Phase distortion

PRD Pre distortion

PRSP Pseudo random

P/S Parallel to serial

PSD Power spectral density

PSK Phase shift keying

QoS Quality of service

TCM Trellis coded modulation

TTCM Turbo trellis coded modulation

TWT travelling wave tube

VCCO Voltage controled crystal oscilator VLSI Very large scale intergration

WDM Wave length division multiplexing

Các ký hiệu toán học

N ≡ Ν Số sóng mang

Δf Khoảng cách giữa các sóng mang

B Độ rộng băng thông

T ≡ Τ Tổng thời gian của một symbol

Ts ≡ Τs Thời gian có ích của một symbol

Xm,n ≡ Χm,n Symbol được điều chế của symbol OFDM thứ m và sóng mang phụ thứ n

Tcp ≡ Τcp Thời khoảng bảo vệ

Tg ≡ Τg Thời khoảng bảo vệ mở rộng

gn(t) Hình dạng xung (pulse shape) cho mỗi sóng mang

x(t) Tín hiệu OFDM liên tục

xm(t) Tín hiệu OFDM liên tục thứ m

Δt Khoảng cách thời gian lấy mẫu

xm,k Mẫu rời rạc thứ k của tín hiệu OFDM thứ m

Rm,n Mẫu thu được của sóng mang thứ n

rm(t) Tín hiệu thu được

rm,k Mẫu rời rạc thứ k của tín hiệu OFDM thu được thứ m

h(t) Đáp ứng xung kênh truyền

H(f,t) Hàm truyền của kênh truyền

Nμ, n Additive white Gaussian noise

P^ Công suất đường bao của tín hiệu OFDM

E{x} Kỳ vọng của giá trị x

Pav Công suất trung bình của tín hiệu OFDM

α Hệ số lấy mẫu vượt trội (oversampled) của tín hiệu OFDM

ρk Tự tương quan không tuần hoàn (Aperiodic)

℘ Số phép lặp trung bình AN

P(x) Xác suất xảy ra của x

ς Chòm sao tín hiệu

Nn Sóng mang không có hiệu lực (null)

Q Ma trận IFFT với các thành phần j kn N

ξ Tỷ số PAPR của tín hiệu OFDM

ξt Ngưỡng của tỷ số PAPR

Pr(ξ>ξ0) Hàm mật độ tích luỹ bù (CCDF) của PAPR

R (λ) ≡ R(λ) Hàm tự tương quan E{x(t+λ)x(t)*}

ℜ(x) Phần thực của số phức x

ℑ(x) Phần ảo của số phức x

S(f) Mật độ phổ công suất PSD

w(t) Hàm cửa sổ (windowing)

bm Hệ số trọng lượng thứ m của PTS

μ Hiệu suất phổ

h

2

Ζ Không gian tín hiệu

L Số các đường bị trễ (delayed path) của kênh truyền; hệ số lấy mẫu vượt trội

τ Độ trễ kéo dài (delay spread)

BB coh Độ rộng băng thông kết hợp

Tcoh Thời gian kết hợp

Các hình vẽ

Hình 1.1: Phổ của các sóng mang OFDM

Hình 1.2: Các sóng mang trong một symbol OFDM ở miền thời gian

Hình 1.3: Tạo ra tín hiệu OFDM thông dải

Hình 1.4: Cấu trúc một khoảng bảo vệ

Hình 1.5: Quan hệ giữa thời gian và tần số của tín hiệu OFDM với các khoảng bảo vệ

Hình 1.6: Hệ thống thông tin vô tuyến OFDM

Hình 1.7: Sơ đồ khối của hệ thống COFDM

Hình 1.8: Chuyển đổi AM/AM của bộ SL

Hình 1.9: Chuyển đổi AM/AM của SSPA

Hình 1.10: Chuyển đổi AM/AM của bộ khuếch đại công suất TWT

Hình 1.11: Chuyển đổi AM/PM của bộ khuếch đại công suất TWT

Hình 2.1: Aûnh hưởng của lấy mẫu vượt trội

Hình 2.2: CCDF của PAPR với các giá trị L khác nhau

Hình 2.3: Hàm CCDF ứng với số lượng các sóng mang phụ khác nhau

Hình 2.4: Phân phối 10 giá trị đỉnh của PAPR ứng L = 4

Hình 2.5: PAPR theo lý thuyết và theo mô phỏng

Hình 2.6: Tốc độ mã hoá để giới hạn PAPR

Hình 2.7: Chuyển đổi AM/AM của bộ SL

Hình 2.8: HPA có PRA

Hình 3.1: Cấu hình phần phát để giảm PAPR theo IEEE 802.11a

Hình 3.2: Hiệu chỉnh các thông số biên độ và pha

Hình 3.3: Quan hệ giữa SNRclip và IBO

Hình 3.4: Mối quan hệ giữa OBO và IBO

Hình 3.5: Quan hệ giữa BER và SNR ứng với các mức xén khác nhau ( N = 8) Hình 3.6: Symbol OFDM với khoảng cyclic prefix và EGI

Hình 3.7: Symbol OFDM với các khoảng bảo vệ mở rộng EGI

Hình 4.1: Sơ đồ khối của PTS

Hình 4.2: Sơ đồ PTS đơn giản (SPTS) để giảm số phép lặp

Hình 4.3: Mô hình kết hợp SPTS và Hadamard

Hình 4.4: Thực hiện PTS thích ứng

Hình 4.5: Sơ đồ khối mã hóa SLM

Hình 5.1: Hoán vị theo symbol

Hình 5.2: Hoán vị theo bit

Hình 5.3: Giải thuật AIL

Hình 5.4: Chòm sao (M+1) APSK

Hình 5.4 a: Mô hình giảm PAPR bằng mã RS

Hình 6.1: Aûnh hưởng của xén công suất đỉnh

Hình 6.2: Quan hệ BER và SNR khi điều chế BPSK; QPSK; 16PSK

Hình 6.3: Aûnh hưởng của xén đỉnh tín hiệu đối với sai phase của tín hiệu

Hình 6.4: CCDF của tín hiệu 48 Mb/s với mức xén 4 dB

Hình 6.5: CCDF của tín hiệu 36 Mb/s với mức xén 2 dB

Hình 6.6: CCDF của PAPR đối với tín hiệu 12 Mb/s có mức xén 2 dB

Hình 6.7: PSD của tín hiệu OFDM sau khi qua bộ SL với các hệ số IBO khác nhau Hình 6.8 a & b: PSD tín hiệu OFDM khi qua TWT ứng với các BO khác nhau Hình 6.9: PSD của tín hiệu OFDM ứng với các EGI khác nhau khi N =128

Hình 6.10: PSD của tín hiệu OFDM ứng với các EGI khác nhau khi N =256

Hình 6.11: PSD của tín hiệu OFDM ứng với các EGI khác nhau khi qua SSPA với

BO bằng 9 dB

Hình 6.12: Phân phối PAPR của PTS – OFDM

Hình 6.13: PAPR trong trường hợp ASP cho SPTS và OPTS

Hình 6.14: PAPR trong trường hợp PRSP cho OPTS và SPTS

Hình 6.15: PAPR trong trường hợp ISP cho SPTS và OPTS

Hình 6.16: PAPR của OPTS và SPTS khi kết hợp với biến đổi Hadamard

Hình 6.17: CCDF của PTS thích ứng (APTS)

Hình 6.18: CCDF của PAPR của tín hiệu OFDM khi SLM có N = 64

Hình 6.19: CCDF của PAPR của tín hiệu OFDM khi SLM có N = 128

Hình 6.20: CCDF của PAPR của tín hiệu OFDM khi SLM có N = 256

Hình 6.21: CCDF của PAPR của tín hiệu OFDM có SLM thích ứng

Hình 6.22: Mối quan hệ giữa số trung bình của dãy pha và PAPR ứng với các mức ngưỡng

Hình 6.23: CCDF của PAPR sau khi hoán vị dữ liệu N = 64

Hình 6.24: CCDF của PAPR sau khi hoán vị dữ liệu N = 64

Hình 6.25: CCDF của PAPR sau khi hoán vị dữ liệu N = 256

Hình 6.26: CCDF của PAPR trong trường hợp IOFDM ứng với các N khác nhau Hình 6.27: CCDF của tín hiệu OFDM khi sử dụng AIL

Hình 6.28 a: CCDF của PAPR với các N khác nhau cho IOFDM

Hình 6.28: So sánh giữa interleaving với PTS

Hình 6.29: So sánh PAPR giữa interleaving và SLM

Hình 6.30: BER trong kênh có AWGN đối với OFDM và IOFDM

Hình 6.31: Aûnh hưởng của mức xén đối với BER

Hình 6.32: Mô phỏng CCDF của PC-OFDM với các NPC khác nhau

Hình 6.33: CCDF của PC-OFDM có hoán vị để giảm PAPR

Hình 6.34: CCDF theo lý thuyết và theo mô phỏng của IPC-OFDM với NPC = 28 Hình 6.35: CCDF theo lý thuyết và mô phỏng của IPC-OFDM với NPC = 20 Hình 6.35 a: Mô hình giảm PAPR bằng mã RS

Hình 6.36: CCDF của PAPR của tín hiệu OFDM

Hình 7.1: Cấu hình đề nghị giảm PAPR bằng mạng neural

Hình p1: Kiểu OFDM được sử dụng cho mô phỏng

Hình p2: Kiểu mô phỏng cho giảm PAPR bằng predistortion

Hình p3: Kiểu mô phỏng để khảo sát mật độ phổ công suất PSD

Hiệu suất và chất lượng của một hệ thống vô tuyến phụ thuộc nhiều vào các đặc

tính của kênh vô tuyến như: fading chọn lựa tần số; giới hạn băng thông; sự thay đổi đột ngột về điều kiện môi trường truyền và sự giao thoa (interference) tương hỗ

giữa các tín hiệu Hệ thống một sóng mang cổ điển đã sử dụng từ lâu nhưng việc

cân bằng kênh rất phức tạp Việc sử dụng hệ thống đa sóng mang (multicarrier system) như OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) là một trong những chọn lựa tốt nhất nhằm giải quyết khó khăn cũng như đáp ứng các yêu cầu nêu trên

OFDM đã được chuẩn hoá cho nhiều các ứng dụng trong vô tuyến OFDM rất thích

hợp trong môi trường làm việc kênh fading chọn lựa tần số [8] OFDM chia các tín hiệu băng tần rộng thành các tín hiệu băng tần hẹp để cho mỗi tín hiệu băng tần hẹp trải qua các fading không chọn lựa tần số Sự trực giao của các sóng mang phụ làm giảm các tác động của kênh truyền lên tín hiệu ở đầu thu, do đó, có thể thu tín hiệu tại đầu thu mà không quá phức tạp trong việc cân bằng kênh như ở hệ thốáng một sóng mang

Trong OFDM cũng có một vài các bất lợi chính Tín hiệu OFDM bao gồm một lượng lớn các sóng mang được điều chế độc lập nhau, nên có thể tạo ra một tỷ số giữa công suất đỉnh và công suất trung bình (PAPR: peak to average power ratio) Khi PAPR lớn dẫn đến bất lợi là: làm tăng sự phức tạp các bộ chuyển đổi A/D và đồng thời làm giảm đi hiệu suất của bộ khuếch đại vô tuyến (RF)

Một phương pháp thông thường nhất để giảm PAPR là xén (clipping) các đỉnh tín hiệu do tính phi tuyến ở đầu phát gây ra Nhưng phương pháp này tạo ra một vài các ảnh hưởng xấu đến hệ thống như: tạo ra các bức xạ ngoài băng (out of band

radiation) và các méo dạng trong băng (in band distortion) [1, 2] Trong cuốn luận

văn này sẽ đề cập đến một số phương pháp để giảm tỷ số PAPR ở hệ thống OFDM/COFDM nói riêng và trong vô tuyến nói chung

Mật độ công suất phổ PSD (power spectral density) của tín hiệu OFDM rất quan

trọng vì hai lý do sau: Thứ nhất, các đường bao tín hiệu dốc đứng (sharp) tại đầu

mỗi symbol gây ra sự kết hợp bức xạ ngoài băng (inherent out of band radiation)

Thứ hai, PAPR cao gây ra sự bức xạ ngoài băng rất lớn khi cho tín hiệu qua một bộ

khuếch đại phi tuyến (đặc tính các bộ khuếch đại này sẽ đề cập chương I) mà

3không có đủ hệ số lùi đầu (back off) Do đó, cần phải xem xét phổ của tín hiệu OFDM khi làm giảm các bức xạ ngoài băng cũng như phổ của tín hiệu OFDM khi làm giảm PAPR

Cấu trúc của cuốn luận văn

Trong khoảng thời gian có hạn, cuốn luận văn sẽ gồm có các chương và nội dung

như sau:

Chương I: Giới thiệu các đặc tính, ưu - khuyết điểm của hệ thống OFDM và cung

cấp các mô tả toán học của hệ thống OFDM Định nghĩa và mô tả các vấn đề chính của truyền dẫn OFDM Trình bày ngắn gọn các vấn đề về độ dịch tần; nhiễu pha và đặc tính của bộ khuếch đại không nhớ được sử dụng trong hệ thống OFDM Tổng kết một vài dạng khác nhau của hệ thống OFDM

Chương II: Mô tả vấn đề về hệ số PAPR và các kỹ thuật làm giảm PAPR Định

nghĩa toán học về PAPR; xét tính phân phối thống kê của PAPR Nêu sơ lược đặc tính của các phương pháp làm giảm PAPR hiện nay Một số các phương pháp giảm PAPR sẽ được phân tích kỹ ở các chương sau

Chương III: Phương pháp giảm PAPR bằng cách xén tín hiệu theo lớp vật lý

IEEE802.11a; mật độ phổ công suất của tín hiệu sau khi xén Đề cập đến các tính chất bức xạ ngoài băng; méo trong băng; sử dụng các khoảng bảo vệ mở rộng EGI để giảm các bức xạ ngoài băng; phổ tín hiệu OFDM với các chiều dài EGI khác nhau

Chương IV: Sử dụng PTS (partial transmit sequences) và SLM (selected mapping)

để giảm PAPR PTS cũng là một kỹ thuật biến dạng tín hiệu dựa vào sự kết hợp các

4khối phụ (subblock) của tín hiệu bằng cách dịch pha đi nhờ một hằng số pha Kỹ thuật này giảm đáng kể PAPR Khuyết điểm của phương pháp này là việc tìm ra một hệ số pha thích hợp rất phức tạp Trong SLM, tư tưởng cốt lõi của phương pháp này là chọn một tín hiệu đặc biệt có PAPR thấp ngoài N tín hiệu nhưng nó thể hiện cho cùng một dạng thông tin [13.6] Thực hiện được điều này bằng cách nhân dãy dữ liệu với một vector pha giả ngẫu nhiên Việc tìm vector pha này cũng được đề cập trong chương này Nếu còn thời gian sẽ đề cập đến việc gởi các thông tin phụ (SI) mà không ảnh hưởng tới tính thống kê của PAPR trong phương pháp PTS và cũng giải thích việc thu mù (blind receiver) trong SLM

Chương V: Giới thiệu phương pháp hoán vị (permutation) dữ liệu để làm giảm

PAPR của tín hiệu OFDM Đây là phương pháp biến dạng (distortionless) tín hiệu để làm giảm PAPR bằng cách biến đổi các mẫu liên quan nhau của dữ liệu đầu vào Dữ liệu đầu vào được hoán vị bằng cách sử dụng tập hợp các bộ hoán vị và các dãy hoán vị có hệ số PAPR nhỏ nhất sẽ được chọn lựa để truyền đi Xét đến các thông tin phụ (side information) tại đầu thu Kỹ thuật này cũng được sử dụng trong PC OFDM (parallel combinatory) Cuối cùng, đề cập đến việc sử dụng mã RS (Reed Solomon) để làm giảm PAPR

Chương VI: Các kết quả mô phỏng được trình bày ở chương này Phần lý thuyết

của các phương pháp chính để giảm PAPR đã nêu trong các chương III, IV, V Sau khi mô phỏng kết quả có lời nhận xét và có so sánh các phương pháp với nhau

Chương VII: Kết luận chung và hướng phát triển đề tài Trong phần này người viết

sẽ đề cập đến các hướng mở rộng thêm đề tài, đồng thời đưa ra phương pháp dùng

lý thuyết mạng neural để giảm PAPR Vì thời gian có hạn nên người thực hiện đề

tài chỉ đưa ra ý tưởng, chưa mô phỏng được kết quả

5

CHƯƠNG I KỸ THUẬT OFDM & COFDM

Trong chương này sẽ nêu ngắn gọn về lịch sử của OFDM cũng như COFDM và mô tả các đặc tính của chúng, các ưu và khuyết điểm của OFDM-COFDM Các ứng dụng thông thường của OFDM và biểu diễn toán học của hệ thống OFDM cũng được mô tả trong chương này Các vấn đề về độ lệch tần và các phương pháp hiệu chỉnh cũng như các yêu cầu về đồng bộ và ảnh hưởng của nhiễu pha sẽ được khảo sát Trong phần này, cũng đề cập tới đặc tính của bộ khuếch đại phi tuyến không nhớ và các loại hệ thống OFDM-COFDM

1.1 Giới thiệu hệ thống OFDM & COFDM

Kỹ thuật điều chế OFDM là một phương pháp điều chế đa sóng mang Trong

OFDM, băng thông của nó được phân chia thành nhiều các kênh phụ, sao cho đáp ứng tần số xem như là không đổi trong kênh phụ đó Do đó, luồng thông tin đầu vào sẽ được phân chia thành các luồng thông tin phụ tương ứng, mỗi một luồng thông tin phụ sẽ được phát đi trên một kênh phụ khác nhau Mỗi kênh phụ phải trực giao (orthogonal) với các kênh phụ khác, và chính sự trực giao này dẫn đến việc phục hồi thông tin tại đầu thu được dễ dàng hơn Do tính trực giao giữa các sóng mang phụ nên sẽ giảm hiện tượng ISI (intersymbol interference) và thích hợp trong môi trường fading đa đường dẫn (multipath fading) Ngoài ra tính trực giao giữa các

6sóng mang phụ làm tăng khả năng hiệu suất sử dụng phổ và đáp ứng được tốc độ cao của dữ liệu trong kỹ thuật truyền dẫn vô tuyến Các quan niệm về truyền dữ liệu song song và ghép kênh phân tần (FDM) ra đời vào khoảng giữa năm 1960 [9], cho phép chồng (overlapping) các sóng mang phụ và điều này giảm nhiễu xung, giảm các biến dạng do hiệu ứng truyền nhiều đường, cũng như cho phép sử dụng tối

đa độ rộng băng thông sẵn có

Trong kỹ thuật OFDM-COFDM có sử dụng kỹ thuật DFT (discrete fourier

transform) ở tại đầu phát và đầu thu nên làm giảm bớt số lượng các thiết bị phần cứng và các phép tính toán phức tạp do ứng dụng các giải thuật FFT và IDFT đã có từ lâu

1.1.1 Đặc tính của OFDM/COFDM

Các lợi điểm khi sử dụng kỹ thuật OFDM trong thông tin vô tuyến:

1 OFDM hiệu quả trong việc sử dụng phổ vì cho phép các sóng mang chồng lên

nhau [1]

2 Do việc phân chia kênh vào các kênh phụ fading dẹp (flat) băng hẹp, nên hệ

thống OFDM giảm ảnh hưởng của fading lựa chọn tần số (selective frequency) so với hệ thống một sóng mang [1, 6]

3 OFDM giảm được hiện tượng ISI và ICI do có sử dụng các khoảng bảo vệ (guard

interval) [6]

4 Sử dụng mã hoá kênh và phép hoán đổi thích hợp (interleaving) nên dễ dàng

khôi phục các symbol bị mất đi do việc lựa chọn tần số của kênh truyền [1, 8]

5 Việc cân bằng kênh sẽ dễ dàng hơn so với hệ thống đơn sóng mang [1,6,8]

6 Sử dụng kỹ thuật DFT trong việc thực hiện điều chế và giải điều chế làm giảm

độ phức tạp của hệ thống [1, 8]

7 Sử dụng nhiều loại điều chế khác nhau nên tránh được sự cần thiết để ước lượng

(Estimator) kênh truyền [6,8]

8 Ít nhạy với việc lấy mẫu theo thời gian so với hệ thống một sóng mang [1]

9 OFDM chống lại hiện tựơng nhiễu xuyên kênh (cochannel interference) và nhiễu

xung [1,8]

Giới hạn của hệ thống OFDM/COFDM

Các khuyết điểm chính của OFDM là:

1 Các symbol OFDM có nhiễu ( giống như là nhiễu biên độ) với một dãy động

(dynamic range) rất lớn Hệ số PAPR rất lớn (sẽ đề cập trong chương II) là bất

lợi chính trong hệ thống OFDM & COFDM [8, 10] Quá trình dao động đường

bao công suất đòi hỏi các bộ khuếch đại công suất có độ lùi đầu vào (back off) lớn Chính điều này làm tăng sự phức tạp của các bộ biến đổi A/D và D/A Việc xén (clipping) tín hiệu để giảm PAPR sẽ tạo ra các méo dạng trong băng và các bức xạ (radiation) ngoài băng

2 OFDM rất nhạy so với độ lệch (offset) và trôi tần số sóng mang hơn so với hệ

thống đơn sóng mang, vì vậy đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM sẽ phức tạp hơn

so với hệ thống đơn sóng mang [7, 9] Độ lệch tần số sóng mang sẽ làm giảm tính trực giao giữa các sóng mang phụ, điều này gây nên hiên tượng ICI làm giảm hiệu

8quả trong quá trình giải điều chế Trong OFDM việc tính toán làm giảm độ lệch tần số và đồng bộ tần số là vấn đề khó khăn cũng đang được nghiên cứu tới

Trong cuốn luận văn này, người viết sẽ đề cập một số phương pháp chính để giảm PAPR

1.1.2 Các ứng dụng của OFDM/COFDM

Một vài ứng dụng mới thành công gần đây của OFDM: (a) các modem thông tin

thoại tốc độ cao, (b) Quảng bá audio số (DAB), (c) Quảng bá Video số (DVB) Ứng dụng chính là trong kỹ thuật đường truyền đường dây thuê bao số (DSL) [1,3] OFDM cũng được ứng dụng trong thông tin di động, vệ tinh nhưng vì do kênh truyền là fading đa đường nên sẽ giới hạn dung lượng và hiệu suất sử dụng hệ thống Hệ thống multiuser OFDM phát dữ liệu liên tục cho mỗi user trên một số các sóng mang phụ có thể hoán vị nhau

Trong quảng bá video số mặt đất (DVB-T) kỹ thuật COFDM được sử dụng cho hiệu

suất sử dụng phổ cao và chống lại các méo dạng kênh truyền COFDM cũng được sử dụng trong HDTV để tăng dung lượng và chất lượng các chương trình quảng bá [1, 8] Các hệ thống DVB ứng dụng kỹ thuật OFDM theo tiêu chuẩn ETSI

Trong mạng WLAN có sử dụng kỹ thuật DS-SS-OFDM (direct sequence spread

spectrum OFDM) để chống lại nhiễu và hiện tượng fading đa đường [7] OFDM có hai tiêu chuẩn sử dụng đó là: IEEE 802.11a và HIPERLAN/2 Rõ ràng là OFDM được ứng dụng nhiều trong các môi trường yêu cầu tốc độ dữ liệu cao và môi trường có fading đa đường Trong tương lai OFDM cũng được phát triển và ứng dụng trong các lĩnh vực như: OFDM băng rộng W-OFDM; anten thông minh (smart

antenna); các hệ thống MIMO; mã hoá theo không gian thời gian [1,2] OFDM

cũng sẽ đóng vai trò quan trọng và ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống vô tuyến 4G

Mô tả toán học của OFDM/COFDM trình bày trong phần kế

1.2 Biểu diễn toán học của tín hiệu OFDM

1.2.1 Tính trực giao

Các sóng mang phụ OFDM chồng lên nhau (overlapped) nhưng các tín hiệu vẫn

được khôi phục lại mà không bị nhiễu giữa các sóng mang gần nhau đó là nhờ tính trực giao giữa các sóng mang phụ [1] Xem tập hợp các sóng mang phụ là: fn(t), n =

0, 1, 2, …, N – 1, t1 ≤ t ≤ t2 Tập hợp các sóng mang phụ này trực giao nếu [1, 3],

T t m n j T

t m n j dt

T t m n j dt

t

t

n

/)(2

)/)(2exp(

)/)(2exp(

))(2exp(

)]

/))(

(2exp(

1)[

/)(

T t t m n j T

t m n

j

π

π

Do đó, nếu các sóng mang phụ cách nhau khoảng 1/T, mỗi sóng mang có thể trực giao với các sóng mang phụ khác Ở đây t1 – t2 là bội số của T Hình 1.1 trình bày phổ của các sóng mang OFDM Rõ ràng ta thấy, không có hiện tượng nhiễu xuyên các giữa các sóng mang (inter carrier interference) trong hệ thống OFDM

Hình 1.1: Phổ của các sóng mang OFDM

Hình 1.2: Các sóng mang trong một symbol OFDM ở miền thời gian

1.2.2 Băng tần gốc của tín hiệu OFDM

Một symbol OFDM gồm có N sóng mang phụ cách nhau bởi khoảng tần số Δf

Dođó, độ rộng băng thông B toàn bộ hệ thống được phân chia thành N các kênh phụ cách đều nhau Các sóng mang phụ trực giao lẫn nhau trong khoảng cách thời gian T= 1/Δf [1, 3] Mỗi một sóng mang phụ được điều chế độc lập với symbol phức

Xm,n, với m tượng trưng cho thời gian và n tượng trưng cho một sóng mang phụ Do đó, trong khoảng thời gian symbol T, khối OFDM thứ m được xác định:

g n

,

0

0),2

exp(

)

(1.6) Tín hiệu thời gian liên tục bao gồm các khối OFDM được biểu diễn:

n n

m g t mT X

ft j

n e X N

t

x π (1.8)

Bằng cách lấy mẫu thích hợp symbol x(t), ta có tín hiệu x(t) trong miền thời gian rời rạc Độ rộng băng của tín hiệu OFDM là B = NΔf, tín hiệu có thể được xác định hoàn toàn qua các mẫu của nó nếu thời gian lấy mẫu là Δt = 1/B = 1/NΔf Các mẫu của tín hiệu được viết như sau:

N kn j N

Công thức trên mô tả chuyển đổi Fourier rời rạc (DFT) của dữ liệu đầu vào Xn, n =

0, 1, 2,…, N – 1 Sự chuyển đổi Fourier rời rạc dễ dàng thực hiện được nhờ các giải thuật IDFT Các symbol đầu vào Xn sẽ được điều chế thành các dữ liệu nhị phân Gọi tập hợp ς là các chòm sao tín hiệu của điều chế q mức (q - ary) Mỗi symbol sau khi điều chế sẽ được chọn từ một tập hợp ς = λ1, λ2, …, λq của q phần tử độc lập nhau Các dạng điều chế thông thường như: BPSK, QPSK, MPSK, MQAM sẽ được mô tả chòm sao như sau [1, 3, 8]:

ςBPSK = {exp(jπx), x = 0, 1} = { (-1)x, x = 0, 1},

ςQPSK = {exp[j(πx/2)], x = 0, 1, 2, 3} = {jx, x = 0,1,2,3},

Z4, 0 ≤ i ≤ N – 1 và ci = Ở đây, Zx i

j 4 = { 0, 1, 2, 3} Chòm sao tín hiệu 16 QAM cho như sau [1, 8]:

2

) 4

exp(

2

2 1

) 4 exp(

QAM

π π

4 exp(

2

22

2

z j z

2)

Trong phần này sẽ tìm thành phần thông dải (bandpass) của tín hiệu OFDM Xem

tín hiệu giá trị thực s(t) có một khoảng băng tần hẹp xung quanh fc Thành phần tần số dương của tín hiệu s(t) như sau [2, 8]:

Ở đó, F-1(x) là biến đổi Fourier của x Tín hiệu s + (t) được xem như là đường bao

của s(t) Chúng ta chú ý rằng,

F-1(2u(f)) = δ(t) + j/πt, (1.17) δ: là hàm Delta dirac Công thức (1.16) viết lại như sau:

)()

s

π (1.18) = s(t) + js^(t)

Với s^(t) là chuyển đổi Hilbert transform of s(t) Gọi Sl(f) là tín hiệu thông thấp của

S+(f) Sl(f) có được bằng cách xê dịch tần số của S+(f),

Sl(f) = S+(f+fc) (1.19) Tương đương với tín hiệu trong miền thời gian là:

sl(t) = s+(t)e − j2πf c t

= (s(t) + js^(t))e − j2 πf c t (1.20)

15Suy ra: s(t) + js^(t) = sl(t)e j2πf c t (1.21)

Tổng quát sl(t) là tín hiệu phức và nó được diễn tả như sau:

sl(t) = a(t) + j b(t) (1.22)

Thế công thức (1.22) vào công thức (1.21), tách phần thực và phần ảo ta có,

s(t) = a(t) cos(2πfct) – b(t) sin(2πfct) (1.23)

s^(t) = a(t)sin(2πfct) + b(t)cos(2πfct) (1.24)

Công thức (1.23) chỉ ra rằng thành phần tín hiệu tần số thấp của s(t) được điều chế tại các thành sóng mang cos(2πfct) và sin(2πfct) Bởi vì các thành phần sóng mang này vuông pha nhau, a(t) và b(t) gọi là các thành phần cầu phương của s(t) Trong công thức (1.23), tín hiệu có thể viết lại như sau:

s(t) = ℜ[(a(t) + j b(t))ej2πf c t ]

(1.25)

= ℜ[sl(t) ej2πf c t ]

Ở đây, ℜ(x) biểu thị phần thực của tín hiệu phức x Đường bao phức của tín hiệu

s(t) là tín hiệu thấp qua s l (t) và được xem tương đương như tín hiệu thông thấp

(low pass signal) Thành phần tín hiệu thông thấp được sử dụng để biểu diễn thành

phần tín hiệu thông dải (bandpass) của tín hiệu OFDM trong phần dưới đây

Thành phần thông dải (bandpass) của tín hiệu OFDM

Điều chế tín hiệu băng tần gốc bằng một sóng mang tần số cao trước khi truyền dẫn

đi Mô tả tín hiệu được chuyển đổi tần lên như sau:

xbp(t) = ℜ{x(t) ej2πf c t

= xi(t) cos(2πfct) – xq(t) sin(2πfct) (1.26)

Với xm(t) là đường bao phức hoặc tương đương với thành phần thấp qua của thành

phần thông dải trong công thức (1.5) Tín hiệu này được mô tả như sau:

x(t) = xi(t) + j xq(t) (1.27) Trong đó, xi(t) và xq(t) là các thành phần vuông pha của symbol OFDM trong công thức (1.7) và là phần thực và phần phức tại đầu ra của quá trình biến đổi IDFT Hình 1.3 mô tả việc tạo ra tín hiệu thông dải ở tại đầu phát

xbp(t)

N point IFFT

Hình 1.3: Tạo ra tín hiệu OFDM thông dải

1.3 OFDM trong kênh fading

OFDM có nhiều lợi điểm khi làm việc trong các kênh fading đa đường (multipath)

Các kênh vô tuyến di động là các kênh đa đường biến đổi theo thời gian [12].Trong kênh fading đa đường sẽ có sự suy hao theo thời gian do tín hiệu từ đầu phát tới đầu thu bị ảnh hưởng bởi: khoảng cách truyền; hiện tượng bóng mờ -(shadowing) (do các toà cao ốc, cây cối…); và fading đa đường Các thay đổi suy hao do khoảng cách truyền và bóng mờ thì tương đối chậm, còn các thay đổi suy hao do hiện tượng fading đa đường thì biến đổi rất nhanh [12] Fading do đa đường phân bố theo Rayleigh

Một hệ thống biến đổi theo thời gian có thể được xác định thông qua đáp ứng xung

của nó h(t, τ), đây cũng chính là đáp ứng xung của hệ thống tại thời điểm tức thời t ứng với xung đầu vào có thời gian τ giây Tín hiệu ra r(t) ứng với tín hiệu đầu vào x(t) được diễn tả như sau,

t f j l l

D

e t t h L

t

h τ δ τ π (1.29)

Ở đây, δ(τ) biểu thị cho hàm delta Dirac Đáp ứng này tạo ra một độ trễ (delay spead) ở tín hiệu và chính độ trễ kéo dài này gây ra hiện tượng nhiễu nhầm giữa các symbol với nhau ISI (intersymbol interference) OFDM sử dụng các khoảng bảo vệ (guard interval) để khắc phục hiện tượng ISI này Ý nghĩa của khoảng bảo vệ được trình bày ở phần kế tiếp

1.3.1 Khoảng bảo vệ để giảm ISI

Tại đầu thu, tín hiệu sẽ được lấy mẫu và được biến đổi Fourier để khôi phục lại dữ

liệu Xn Thực tế, rất khó khăn để có tần số lấy mẫu đúng và pha chính xác khi khôi phục tín hiệu, đặc biệt là khi đầu thu mới bắt đầu hoạt động Việc đồng bộ thời gian và tần số rất quan trọng trong OFDM/COFDM Đầu ra của chuyển đổi Fourier tại máy phát sẽ phát lại tín hiệu sau khoảng thời gian T Như vậy, thời gian hơn một

chu kỳ tín hiệu được phát đi để tránh hiện tượng ISI Phần mở rộng thêm của một

symbol được xem như là khoảng bảo vệ (guard interval) [12] Thời khoảng bảo vệ

càng dài thì hệ thống càng thêm phức tạp Với thời khoảng bảo vệ là TCP thì thời gian của một symbol OFDM Ts tăng lên Khoảng thời gian này được diễn tả như sau,

Ts = T + TCP (1.30)

Điều quan trọng nhất khi sử dụng thời khoảng bảo vệ là để làm tối thiểu ảnh hưởng

của ISI trong một kênh fading đa đường Đặc biệt, để cho có tính tuần hoàn của tín hiệu thu trong quá trình xử lý DFT thì C1 mẫu thời gian được chép vào đầu cuối của dãy tín hiệu OFDM gốc được xem như là tiền đầu tố (prefix); và C2 mẫu thời gian được chép vào điểm bắt đầu của dãy tín hiệu OFDM được xem như là hậu đầu tố (suffix) Ở đây, C = C1 + C2 ≥ L (L: là thời gian đáp ứng xung kênh truyền) Hình 1.4 chỉ ra cấu trúc của một thời khoảng bảo vệ Tại đầu thu các mẫu dùng để nới rộng chu kỳ (cyclic extension bao gồm cyclic prefix (C1) và cyclic suffix (C2)) sẽ bị bỏ đi trước khi sử lý DFT Việc sử dụng các chu kỳ nới rộng trong môi trường phân tán theo thời gian sẽ làm giảm đi hiệu suất truyền dẫn OFDM thông qua một hệ số

N/(N+C) Hầu như, trong truyền dẫn OFDM thời khoảng bảo vệ khoảng 10%

đến 20% thời gian của một symbol

Nếu thời gian độ trễ kéo dài (delay spead) tương đối nhỏ (so với thời gian của một

symbol) thì chỉ làm giảm thời khoảng bảo vệ của symbol kế tiếp (không ảnh hưởng

gì tới thời gian của symbol đó), do đó, làm giảm được hiện tượng echo, giảm được ISI [12] Hình 1.5 chỉ ra mối quan hệ giữa thời gian và tần số khi có khoảng bảo vệ

time symbol

Hình 1.5: Quan hệ giữa thời gian và tần số của tín hiệu OFDM với các khoảng bảo

vệ

1.3.2 Thu tín hiệu OFDM

Từ công thức (1.29), tín hiệu OFDM được thu tại đầu thu trong kênh fading đa

()(

()(

N

k

N nk j k

R π (1.33)

Với rk là tín hiệu thu được có sự méo dạng do kênh truyền bị thay đổi Một cách lý tưởng thì Rn ≡ Xn Nhưng thực tế, tín hiệu thu được bị méo dạng do hiện tượng fading của đường truyền và do nhiễu AWGN

Nếu chọn khoảng cách giữa các sóng mang phụ Δf nhỏ hơn độ rộng băng thông kết

hợp (coherence bandwidth) và chọn thời gian của symbol nhỏ hơn thời gian kết hợp của kênh truyền (coherence time) thì xem hàm truyền của kênh vô tuyến H(f, t) không đổi trong Δf và trong thời gian của symbol Xn [1, 8, 12] Trong trường hợp

21này thì kênh truyền vô tuyến phải nhân thêm hệ số hàm truyền phức Hn vào mỗi tín

hiệu sóng mang phụ, Hn cho như sau:

l

H π (1.34)

Với hl hệ số fading của đường truyền thành phần thứ l Như vậy, thu symbol phức

sau xử lý DFT là:

Rn = Hn Xn + Nn (1.35)

Với Nn là thành phần nhiễu Gaussian AWGN của kênh truyền Cuối cùng, các

symbol được phục hồi sau khi qua bộ cân bằng một tap sử dụng hệ số đo đạc

(estimate) kênh truyền H^

1.3.3 Variance nhiễu trong truyền dẫn OFDM

Trong phần này, ta thực hiện tính toán variance nhiễu cho một hệ thống OFDM

Thu tín hiệu OFDM cho trong (1.35), ở đây Xn (Xn ∈ ς) là dữ liệu đầu vào được

điều chế ( chẳng hạn như điều chế QPSK) Nn là AWGN có varience σ2

N và Hn là hàm truyền kênh Varience của nhiễu được xác định bởi kiểu điều chế, tốc độ mã

hoá và tỷ số giữa năng lượng của bit trên mật độ nhiễu Eb / N0 Ở đây, Nn như sau:

N

k

N nk j k

Ở trên, nk là biến số phức, nk = nk(i) + j nk(q) (1.38)

Với j2 = - 1 Cả hai giá trị nk(i) và nk(q) là các biến ngẫu nhiên độc lập có giá trị

trung bình zero và varience σ2

N Quá trình DFT có các thành phần nhiễu sẽ không ảnh hưởng tới tính thống kê của nhiễu Hay nói cách khác, Nn có cùng đặc tính