Ứng dụng mã turbo vào hệ thống mimo ofdm nhằm nâng cao chất lượng và dung lượng hệ thống thông tin không dây

Chương 2 sẽ đi vào phân tích kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang trực giao của OFDM từ đó chứng minh OFDM có khả năng truyền thông tốc độ cao, sử dụng băng thông hiệu quả, chống được nhiễu l

-

TẠ HỒNG HÀ

Chuyên ngành : Kỹ Thuật Điện Tử

LUẬN VĂN THẠC SĨ

TP HỒ CHÍ MINH, tháng 7 năm 2009

CÔNG TRÌNH ĐƯỢC HOÀN THÀNH TẠI TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP HỒ CHÍ MINH

Cán bộ hướng dẫn khoa học : Tiến Sĩ Đỗ Hồng Tuấn

Cán bộ chấm nhận xét 1 :

(Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị và chữ ký) Cán bộ chấm nhận xét 2 :

NHIỆM VỤ LUẬN VĂN THẠC SĨ Họ và tên học viên: Tạ Hồng Hà Phái: Nam Ngày, tháng, năm sinh: 20-10-1984 Nơi sinh: Tp Hồ Chí Minh Chuyên ngành: Kỹ Thuật Điện Tử MSHV: 01407672 1- TÊN ĐỀ TÀI: ỨNG DỤNG MÃ TURBO VÀO HỆ THỐNG MIMO-OFDM NHẰM NÂNG CAO CHẤT LƯỢNG VÀ DUNG LƯỢNG HỆ THỐNG THÔNG TIN KHÔNG DÂY 2- NHIỆM VỤ LUẬN VĂN:

3- NGÀY GIAO NHIỆM VỤ :

4- NGÀY HOÀN THÀNH NHIỆM VỤ :

5- HỌ VÀ TÊN CÁN BỘ HƯỚNG DẪN : Tiến Sĩ Đỗ Hồng Tuấn

Nội dung và đề cương Luận văn thạc sĩ đã được Hội Đồng Chuyên Ngành thông qua

CÁN BỘ HƯỚNG DẪN CHỦ NHIỆM BỘ MÔN KHOA QL CHUYÊN NGÀNH

QUẢN LÝ CHUYÊN NGÀNH

Lời Cảm Ơn

Em xin chân thành cảm ơn các thầy cô khoa Điện-Điện tử, đặc biệt là các thầy cô trong bộ môn Viễn Thông đã cung cấp những kiến thức nền tảng giúp em hoàn thành luận văn này

Em xin chân thành cảm ơn thầy Đỗ Hồng Tuấn đã tận tình chỉ bảo, động viên tạo điều kiện tốt nhất cho em thực hiện luận văn trong suốt thời gian vừa qua

Sau cùng là lời cảm ơn đến gia đình người thân và đồng nghiệp và bạn bè, nhất là các bạn đại học Bách Khoa cùng lớp đã luôn động viên tinh thần và giúp đỡ tôi về trang thiết bị trong suốt quá trình học tập và nghiên cứu

Tạ Hồng Hà

Tóm Tắt Luận Văn

Ngày nay, nhu cầu truyền thông không dây càng ngày càng tăng Các hệ thống thông tin không dây tương lai đòi hỏi dung lượng cao hơn, tin cậy hơn, sử dụng băng thông hiệu quả hơn, khả năng kháng nhiễu tốt hơn, khả năng chống lại hiện tượng fading đa đường tốt hơn

Hệ thống thông tin truyền thống và các phương thức ghép kênh cũ không còn khả năng đáp ứng được các yêu cầu của hệ thống thông tin tương lai Một trong những giải pháp được đưa

ra là sự kết hợp giữa hệ thống MIMO , kỹ thuật OFDM và mã hóa kênh truyền Turbo

Luận văn sẽ giới thiệu tổng quan về hệ thống thông tin không dây trong chương 1 Chương 2 sẽ đi vào phân tích kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang trực giao của OFDM từ đó chứng minh OFDM có khả năng truyền thông tốc độ cao, sử dụng băng thông hiệu quả, chống được nhiễu liên sóng mang ICI và chống được fading chọn lọc tần số Chương 2 cũng sẽ phân tích tác dụng của khoảng bảo vệ CP trong việc chống lại nhiễu ISI và khả năng cân bằng tín hiệu hiệu quả bằng bộ Equalizer trong miền tần số Chương 3 sẽ tìm hiểu hệ thống MIMO, phân tích kỹ thuật mã hóa không gian-thời gian STC và đưa ra mô hình hệ thống MIMO, mô

tả rõ hơn hai hệ thống MIMO tiêu biểu là Alamouti và V-BLAST nhằm cho thấy khả năng phân tập và ghép kênh của hệ thống MIMO trong kênh truyền fading đa đường tán xạ cao Các phân tích về hệ thống MIMO bị giới hạn ở hệ thống băng hẹp, vì vậy kết hợp với kỹ thuật OFDM sẽ giúp cho hệ thống MIMO có thể ứng dụng vào hệ thống băng rộng tốc độ cao Cấu trúc mã hóa, nguyên lý giải mã của mã Turbo cùng giải thuật giải mã lập MAP, Log-MAP, Max-Log-Map, SOVA được trình bày trong chương 4 Chương 5 sẽ dùng các phân tích về kỹ thuật OFDM trong chương 2 và hệ thống MIMO trong chương 3 làm tiền đề đi vào phân tích

và thiết lập mô hình của hệ thống MIMO-OFDM tiêu biểu là MIMO-OFDM Alamouti và MIMO-OFDM V-BLAST, sau đó ứng dụng bộ mã hóa Turbo vào hệ thống MIMO-OFDM VBLAST nhằm tăng khả năng sửa sai, giảm BER cho hệ thống thông tin không dây Chương

6 sẽ đưa ra kết luận và một số hướng phát triển đề tài Cuối chương 2, 3, 4 và 5 là kết quả mô phỏng kỹ thuật OFDM, hệ thống MIMO, mã Turbo, hệ thống MIMO-OFDM và hệ thống Turbo MIMO-OFDM nhằm kiểm chứng các phân tích lý thuyết

Mục Lục

Tóm Tắt Luận Văn v

Mục Lục vi

Danh Sách Từ Viết Tắt vii

Danh Sách Hình Vẽ và Bảng Biểu ix

Chương 1 Giới Thiệu Chung 1

1.1Kênh Truyền Vô Truyến 2

1.2Các Phương Thức Ghép Kênh 11

1.3Mô Hình Hệ Thống Thông Tin Không Dây 12

1.4Mã Hóa Kênh Truyền 14

Chương 2 Kỹ Thuật OFDM 16

1.1Giới Thiệu 16

1.1.1Sự phát triển của OFDM 16

1.1.2Ưu điểm và khuyết điểm của OFDM 18

1.2Nguyên Lý Của Kỹ Thuật OFDM 19

1.2.1Sóng mang trực giao 19

1.2.2Mô hình OFDM 21

2.3Mô Phỏng Hệ Thống OFDM 30

Mô phỏng hệ thống OFDM 36

Chương 3 Hệ Thống MIMO 45

3.1Giới Thiệu 45

3.1.1Khái niệm hệ thống MIMO 45

3.1.2Lịch sử hệ thống MIMO 45

3.1.3Các độ lợi trong hệ thống MIMO 46

3.2Mã Hóa Không Gian-Thời Gian STC 47

3.2.1Mô hình hệ thống MIMO 48

3.2.3Mã hóa không gian-thời gian khối STBC 53

3.2.4Mã hóa không gian-thời gian lưới STTC 60

3.2.5Mã hóa không gian-thời gian lớp BLAST 63

3.3Mô Phỏng Hệ Thống MIMO 75

3.3.1Sơ đồ Alamouti 75

3.3.2V-BLAST 77

Chương 4 Mã Turbo 79

4.1Mã Turbo – PCCC 79

4.1.1Tổng quan về mã Turbo 79

4.1.2Đường bao xác suất lỗi của mã Turbo 84

4.1.3Bộ xáo trộn 89

4.1.4Kết thúc Trellis 95

4.1.5Kỹ thuật xóa bit 96

4.1.6Các ứng dụng của mã Turbo .97

4.2Iterative Decoding of Turbo Codes 100

4.2.1Tổng quan về các giải thuật giải mã 100

4.2.2Likelihood 101

4.2.3Giải thuật MAP 105

4.2.4Giải thuật Log-MAP 107

4.2.5Giải thuật Max-Log-MAP 111

4.2.6Bộ giải mã SISO 113

4.2.7Giải thuật SOVA 118

4.2.8Tiêu chí ngừng giải mã 131

4.3Mô Phỏng Mã Turbo 132

Chương 5 Hệ Thống Turbo MIMO-OFDM 135

5.1Giới Thiệu 135

5.2Hệ Thống Turbo MIMO–OFDM 138

5.2.1Mô hình hệ thống MIMO–OFDM 138

5.2.2Mô hình hệ thống Turbo MIMO–OFDM 140

5.2.3Mô hình hệ thống Turbo MIMO-OFDM Alamouti 141

5.2.4Mô hình hệ thống Turbo MIMO-OFDM V-BLAST 145

5.3Mô Phỏng Hệ Thống Turbo MIMO-OFDM 149

5.3.1Hệ thống MIMO-OFDM V-BLAST 149

5.3.2Hệ thống Turbo MIMO-OFDM V-BLAST 150

5.3.4Hệ thống Turbo MIMO-OFDM V-BLAST với bộ xáo trộn kênh 152

Chương 6 Kết Luận Và Hướng Phát Triển Đề Tài 157

6.1Kết Luận 157

6.2Hướng Phát Triển Đề Tài 158

Tài Liệu Tham Khảo 159

Danh Sách Từ Viết Tắt

3GPP 3rd-Generation Partnership Project

A/D Analog to Digital

ACF Auto-Correlation Function

ADSL Asymmetric Digital Subscriber Line

AEX Average Excess delay

APP A Posteriori Probability

AWGN Additive White Gaussian Noise

BER Bit Error Rate

BLAST Bell-Laboratories Layered Space-Time Code

BPF Band Pass Filter

BPSK Binary Phase Shift Keying

BSC Binary Symmetric Channel

CCSDS Consultative Committee for Space Data Systems

CDM Code Division Multiplexing

CRC Cyclic Redundancy Check

CSI Channel State Information

CWEF Conditional Weight Enumerate Function

D/A Digital to Analog

DAB Digital Audio Broadcasting

D-BLAST Diagonal – Bell-Laboratories Layered Space-Time

DFT Discrete Fourier Transform

DPSK Differential Phase Shift Keying

DVB Digital Video Broadcasting

DVB - H DVB - Handheld

DVB - RCS DVB - Return Channel via Satellite

DVB - RCT DVB - Return Channel via Terrestrial

DVB - T DVB - Terrestrial

ETSI European Telecommunications Standards Institute

FDM Frequency Division Multiplexing

FEC Forward Error Correction

FFT Fast Fourier Transform

FIR Finite Impulse Response

GPP Generation Partnership Project

GOD Generalized Orthogonal Design

GSM Global System for Mobile Communication

HDSL High-bit-rate Digital Subscriber Line

ICI InterCarrier Interference

IDFT Inverse Discrete Fourier Transform

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IFFT Inverse Fast Fourier Transform

I.I.D Independent and Identically Distributed

ISI InterSymbol Interference

LAN Local Area Network

LLR Log-Likelihood Ratio

LOS Light Of Sight

LPF Low Pass Filter

MAP Maximum A Posteriori Probability

Mbps Mega Bit Per Second

MIMO Multiple Input Multiple Output

MISO Multiple Input Single Output

MMSE Minimum Mean Square Error

MMSE-IC MMSE – Interference Cancellation

MRRC Maximal-Ratio Receive Combining

MSps Mega Symbol Per Second

NLOS NonLight Of Sight

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

P/S Parallel to Serial

PAM Pulse Amplitude Modulation

PAPR Peak to Average Power Ratio

PCBC Parallel Concatenated Block Code

PCCC Parallel Concatenated Convolutional Code

PDF Probability Density Function

PEF Parity-check Enumarating Function

PRK Phase Reversal Keying

QAM Quadrature Amplitude Modulation

QPSK Quadrature Phase Shift Keying

RSC Recursive Systematic Convolutional

S/P Serial to Parallel

S-DMB Satellite - Digital Multimedia Broadcasting

SC Singlecarrier Communication

SCR Sign Change Ratio

SDR Sign Difference Ratio

SIMO Single Input Multiple Output

SINR Signal to Interference plus Noise Ratio

SISO Single Input Single Output

SISO Soft-In Soft-Out

SLL Side Lobe Level

SLVA Serial List Viterbi Algorithm

SNR Signal to Noise Ratio

SOVA Soft-Output Viterbi Algorithm

STC Space-Time Code

STBC Space-Time Block Code

STMLD Space-Time Maximum Likelihood Decoder

STTC Space-Time Trellis Code

T-DMB Terrestrial - Digital Multimedia Broadcasting

TDM Time Division Multiplexing

TCC Telemetry Channel Coding

V-BLAST Vertical – Bell-Laboratories Layered Space-Time

V-OFDM Vector – Orthogonal Frequency Division Multiplexing

Wi-Fi Wireless – Fidelity

WiMAX Worldwide Interoperability for Microwave Access

WLAN Wireless Local Area Network

WSSUS Wide Sense Stationary Uncorrelated Scatter

ZF-IC Zero-Forcing – Interference Cancellation

Danh Sách Hình Vẽ và Bảng Biểu

Hình 1.0.1 Sơ đồ hệ thống thông tin không với các khối cơ bản 1

Hình 1.1-1 Các hiện tượng xảy ra trong quá trình truyền sóng 2

Hình 1.1-2 Tín hiệu gốc và 2 thành phần multipath 3

Hình 1.1-3 Kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian .3

Hình 1.1-4 Đáp ứng tần số của kênh truyền 4

Hình 1.1-5 Tín hiệu tới phía thu theo L đường 5

Hình 1.1-6 Kênh truyền thay đổi theo thời gian 8

Hình 1.1-7 Hàm mật độ xác suất Rayleigh và Ricean 11

Hình 1.3-1 Phân loại hệ thống thông tin không dây 13

Hình 1.1-1 FDM truyền thống 16

Hình 1.1-2 Hệ thống thông tin đa sóng mang MC 17

Hình 1.1-3 Băng thông được sử dụng hiệu quả trong OFDM 18

Hình 1.1-4 Các sóng mang con chồng lấn nhau trong OFDM 18

Hình 1.2-1 Ba tín hiệu sin trực giao 20

Hình 1.2-2 Sơ đồ khối hệ thống OFDM 21

Hình 1.2-3 Bộ S/P và P/S 22

Hình 1.2-4 Bộ Mapper và Demapper 22

Hình 1.2-5 Bộ IFFT và FFT 23

Hình 1.2-6 Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal 24

Hình 1.2-7 Đáp ứng xung của kênh truyền frequency selective fading 25

Hình 1.2-8 Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ 26

Hình 1.2-9 Bộ D/A và lọc thông thấp và bộ A/D 27

Hình 1.2-10 Bộ RF phía phát và thu 28

Hình 1.2-11 Bộ Equalizer miền tần số 30

Hình 2.3-1 Đáp ứng xung của kênh truyền 30

Hình 2.3-2 Đáp ứng tần số của kênh truyền 31

Hình 2.3-3 Sơ đồ khối hệ thống SC 31

Hình 2.3-4 Đáp ứng tần số của mạch lọc thông dải 31

Hình 2.3-5 Tín hiệu SC trước mạch lọc thông dải 32

Hình 2.3-6 Tín hiệu SC sau mạch lọc thông dải 32

Hình 2.3-7 Tín hiệu SC bị fading chọn lọc tần số 32

Hình 2.3-8 Tín hiệu SC bị fading và nhiễu Gauss 33

Hình 2.3-9 Tín hiệu SC sau bộ lọc thông dải phía thu 33

Hình 2.3-10 Tín hiệu SC 34

Hình 2.3-11 Phổ tín hiệu SC 34

Hình 2.3-12 Đồ thị Ber của hệ thống hệ thống đơn sóng mang 35

Hình 2.3-13 Hệ Thống OFDM dùng để mô phỏng .36

Hình 2.3-14 Đáp ứng tần số của mạch lọc thông thấp 37

Hình 2.3-15 Tín hiệu OFDM trên kênh I trước mạch lọc thông thấp 37

Hình 2.3-16 Tín hiệu OFDM trên kênh I phát ra kênh truyền 37

Hình 2.3-17 Tín hiệu OFDM trên kênh I bị fading 38

Hình 2.3-18 Tín hiệu OFDM trên kênh I bị fading và nhiễu Gauss 38

Hình 2.3-19 Tín hiệu OFDM trên kênh I sau bộ lọc thông thấp phía thu 38

Hình 2.3-20 Tín hiệu OFDM kênh I miền thời gian .39

Hình 2.3-21 Phổ tín hiệu OFDM kênh I 39

Hình 2.3-22 Tín hiệu OFDM kênh Q miền thời gian .40

Hình 2.3-23 Phổ tín hiệu OFDM kênh Q 40

Hình 2.3-24 Đồ thị Ber của hệ thống OFDM 42

Hình 2.3-25 Đồ thị Ber của hệ thống SC và OFDM 42

Hình 2.3-26 BER hệ thống OFDM ứng với bộ Mapper BPSK và QPSK 44

Hình 2.3-27 BER hệ thống OFDM ứng với bộ Mapper 16-PSK và 16-QAM 44

Hình 2.3-28 BER hệ thống OFDM ứng với bộ Mapper 64-QAM 44

Hình 3.1-1 Beamforming giúp tăng hiệu suất công suất và độ bao phủ 46

Hình 3.1-2 Ghép kênh không gian giúp tăng tốc độ truyền 46

Hình 3.1-3 Phân tập không gian giúp cải thiện SNR 47

Hình 3.2-1 N kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song 49

Hình 3.2-2 Hệ kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song tương đương 50

Hình 3.2-3 Sơ đồ hệ MIMO khi biết CSI tại nơi phát và thu 51

Hình 3.2-4 Định lý Waterfilling 51

Hình 3.2-5 Phân phối công suất khi mức SNR cao 52

Hình 3.2-6 Phân phối công suất khi mức SNR thấp 52

Hình 3.2-7 Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu 54

Hình 3.2-8 Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti 54

Hình 3.2-9 Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và M anten thu 57

Hình 3.2-10 Sơ đồ mã lưới 61

Hình 3.2-11 Bộ mã lưới k= 1 , K = 3 và n= 2 61

Hình 3.2-12 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k= 1 , K = 3 và n= 2 61

Hình 3.2-13 Lưới mã STTC 4-PSK 4 trạng thái với 2 anten phát 62

Hình 3.2-14 Lưới mã STTC 8-PSK 8 trạng thái với 2 anten phát 62

Hình 3.2-15 STTC 16-QAM 16 trạng thái với 2 anten phát 63

Hình 3.2-16 Hệ thống V-BLAST 65

Hình 3.2-17 Máy thu V-BLAST Zero-forcing 69

Hình 3.2-18 Máy thu V-BLAST MMSE 74

Hình 3.3-1 Đồ thị BER sơ đồ Alamouti và MMRC với bộ mapper BPSK và QPSK 75

Hình 3.3-2 Đồ thị BER sơ đồ Alamouti và MMRC với bộ mapper 8-PSK và 16-PSK 76

Hình 3.3-3 Đồ thị BER hệ thống MIMO với bộ mapper BPSK 77

Hình 3.3-4 Đồ thị BER hệ thống MIMO với bộ mapper QPSK 77

Hình 3.3-5 Đồ thị BER hệ thống MIMO với bộ mapper 16-PSK 78

Hình 4.1-1 Hệ thống thông tin với các khối cơ bản 79

Hình 4.1-2 Hàm E( )r tăng khi r tăng hoặc C tăng 81

Hình 4.1-3 Sơ đồ mã hóa Turbo tốc độ R = 1/3 83

Hình 4.1-4 Sơ đồ mã hóa Turbo tổng quát 83

Hình 4.1-5 Bộ mã hóa mã chập r= 1 / 2 , m= 2 84

Hình 4.1-6 Bộ mã hóa RSC r= 1 / 2 , m= 2 84

Hình 4.1-7 Sơ đồ mã hóa Turbo R=1/3 90

Hình 4.1-8 Bộ xáo trộn giả ngẫu nhiên với chiều dài N=8 91

Hình 4.1-9 Bộ xáo trộn khối 4 4 × 91

Hình 4.1-10 Cách chọn vị trí hoán vị cho bộ xáo trộn Semi-random 93

Hình 4.1-11 Hình kỹ thuât xoá luân phiên từng bit parity 93

Hình 4.1-12 Bộ xáo trộn khối 3 3 × 94

Hình 4.1-13 Mỗi bit thông tin có một bit Parity tương ứng 94

Hình 4.1-16 Sơ đồ bộ mã hóa Turbo 3GPP tốc độ R = 1/3 99

Hình 4.1-17 Sơ đồ mã hóa Turbo trong chuẩn DVB và Wimax 100

Hình 4.2-1 Hàm Likelihood 102

Hình 4.2-2 mã hóa RSC tổng quát tốc độ R = 1/2 105

Hình 4.2-3 Trellis của bộ mã hóa mã chập hệ thống có hồi tiếp 106

Hình 4.2-4 Sơ đồ giải mã Turbo sử dụng giải thuật Log-MAP 111

Hình 4.2-5 Bộ giải mã SISO 113

Hình 4.2-6 Sơ đồ giải mã Turbo sử dũng bộ giải mã SISO 117

Hình 4.2-7 Bộ mã hóa RSC và Trellis tương ứng 119

Hình 4.2-8 Trellis mã hóa chuỗi bit 1011 119

Hình 4.2-9 Trellis giải mã chuỗi bit thu được dùng giải thuật Viterbi 120

Hình 4.2-10 Đường sống sót và đường bị loại bỏ trong Treliss 121

Hình 4.2-11 Sơ đồ giải mã Turbo sử dụng giải thuật SOVA 131

Hình 4.3-1 Đồ thị BER mã Turbo ứng với số lần giải mã lập từ 1 đến 10 133

Hình 4.3-2 Đồ thị BER mã Turbo ứng với kích thước Frame 256, 1024 và 4096 133

Hình 4.3-3 Đồ thị BER mã Turbo dùng RSC 4 trạng thái và RSC 8 trạng thái 134

Hình 5.2-1 Sơ đồ khối hệ thống MIMO-OFDM 138

Hình 5.2-2 Sơ đồ khối điều chế OFDM 138

Hình 5.2-3 Sơ đồ khối giải điều chế OFDM 138

Hình 5.2-4 Ma trận kênh truyền 139

Hình 5.2-5 Sơ đồ khối hệ thống Turbo MIMO-OFDM 140

Hình 5.2-6 Sơ đồ khối hệ thống Turbo MIMO-OFDM Alamouti 141

Hình 5.2-7 Sơ đồ khối hệ thống Turbo MIMO-OFDM Alamouti 141

Hình 5.2-8 Máy phát MIMO-OFDM VBLAST 145

Hình 5.2-9 Sơ đồ khối điều chế OFDM 145

Hình 5.2-10 Máy thu MIMO-OFDM VBLAST 148

Hình 5.2-11Sơ đồ khối giải điều chế OFDM 148

Hình 5.2-12 ZF/MMSE Decoder 148

Hình 5.3-1 Đồ thị BER hệ thống MIMO-OFDM VBLAST với bộ mapper BPSK 149

Hình 5.3-2 Đồ thị BER hệ thống MIMO-OFDM VBLAST với bộ mapper QPSK 150

Hình 5.3-3 Đồ thị BER hệ thống MIMO-OFDM VBLAST với bộ mapper 16-PSK 150

Hình 5.3-4 Đồ thị BER hệ thống Turbo MIMO-OFDM, với mã Turbo m = 2, N = 512 151

Hình 5.3-5 Hệ thống phát MIMO-OFDM V-BLAST với bộ xáo trộn kênh liên luồng 152

Hình 5.3-6 Hệ thống thu Turbo MIMO-OFDM V-BLAST với bộ giải xáo trộn kênh liên luồng 153

Hình 5.3-7 BER hệ thống Turbo MIMO-OFDM V-BLAST với bộ xáo trộn kênh 153

Hình 5.3-8 BER hệ thống Turbo MIMO-OFDM V-BLAST, R = 1/2 1/3 154

Hình 5.3-9 Hệ thống phát Turbo MIMO-OFDM với bộ giải xáo trộn kênh và bộ cân bằng độ tin cậy 155

Hình 5.3-10 BER hệ thống Turbo MIMO-OFDM V-BLAST với bộ xáo trộn kênh 155

Hình 5.3-11 BER hệ thống Turbo MIMO-OFDM V-BLAST, R = 1/2, 1/3 155

Bảng 4.1.1 Hàm xáo trộn ngẫu nhiên chiều dài N=8 91

Bảng 4.1.2 Hàm xáo trộn dịch vòng với N = 8 , a= 5 , r= 0 92

Bảng 5.1.1 Các chuẩn thông tin vô tuyến hiện tại và tương lai 136

Bảng 5.1.2 Một số chuẩn không dây băng rộng sử dụng MIMO-OFDM 137

Bảng 5.3.1 Thông số kênh truyền Pedestrian B của ITU 151

Chương 1 Giới Thiệu Chung

Thông tin không dây phát triển đã phát triển rất mạnh mẽ trở thành một phần vô cùng quan trọng của ngành công nghiệp truyền thông Công nghệ không dây được ứng dụng khắp nơi trong cuộc sống như thông tin vệ tinh, thông tin mặt đất, hệ thống di động tế bào, mạng LAN không dây, Sensor network… Một hệ thống thông tin không dây với các khối chính được minh họa như trong hình 1.0.1, quá trình truyền thông tin như sau: dữ liệu số nhị phân cần được truyền đi sẽ được mã hóa sửa sai, sau đó biến đổi thành dạng tương tự và được đưa ra hệ thống Anten phát truyền qua môi trường vô tuyến, hệ thống Anten phía thu sẽ nhận tín hiệu và xử lý sau đó thực hiện giải điều chế, giải mã sửa sai trả lại thông tin gốc ban đầu

Hình 1.0.1 Hệ thống thông tin không dây

Chương 1 sẽ giới thiệu những kiến thức nền tảng cho từng khối trong sơ đồ trên, chương 2, 3, 4 sẽ lần lượt đi vào tìm hiểu phân tích cụ thể kỹ thuật điều chế OFDM, hệ thống Anten MIMO, mã hóa kênh truyền Turbo, chương 5 mô ta hệ thống kết hợp các

kỹ thuật trình bày trong chương 2, 3, 4 và cuối cùng đi đến kết luận trong chương 6

1.1 Kênh Truyền Vô Truyến

Hiện tượng Shadowing và Multipath

Tín hiệu vô tuyến truyền qua không gian theo một quãng đường dài hay sóng đi xuyên qua các vật thể có kích thước lớn, công suất tín hiệu trung bình tại phía thu sẽ bị suy hao tỷ lệ theo quãng đường mà sóng đi qua Hiện tượng này gọi là Shadowing hay Large-scale Fading, và máy thu trong trường hợp này bị che khuất (shadowed)

Bên cạnh hiện tượng Shadowing còn có hiện tượng Multipath hay còn gọi là Scale Fading Tín hiệu truyền qua kênh truyền vô tuyến sẽ lan tỏa và va chạm vào các vật cản phân tán rải rác trên đường truyền và gây ra các hiện tượng:

Hình 1.1-1 Các hiện tượng xảy ra trong quá trình truyền sóng

• Phản xạ: khi sóng đập vào các bề mặt bằng phẳng.(Hình 1.1.1a )

• Tán xạ: khi sóng đập vào các vật có bề mặt không bằng phẳng và các vật này có chiều dài so sánh được với chiều dài bước sóng.(Hình 1.1.1b )

• Nhiễu xạ: khi sóng va chạm với các vật có kích thước lớn hơn nhiều chiều dài bước sóng.(Hình 1.1.1c )

Khi sóng va chạm vào các vật cản sẽ tạo ra vô số bản sao tín hiệu, một số bản sao này

sẽ tới được máy thu theo nhiều đường khác nhau (Multipath) (hình 1.1.2) Do các bản sao phản xạ, tán xạ, nhiễu xạ trên các vật khác nhau và theo các quãng đường dài ngắn khác nhau nên: thời điểm các bản sao này tới máy thu cũng khác nhau, tức là độ trễ pha giữa các thành phần này là khác nhau và sự suy hao khác nhau, tức là biên độ giữa các thành phần này là khác nhau Tín hiệu tại máy thu là tổng của tất cả các bản sao này, tùy thuộc vào biên độ và pha của các bản sao mà tín hiệu thu được tăng cường

hay cộng tích cực khi các bản sao đồng pha hay tín hiệu thu bị triệt tiêu hay cộng tiêu cực khi các bản sao ngược pha [1]

Hình 1.1-2 Tín hiệu gốc và 2 thành phần multipath

Các kênh truyền có thể được phân loại theo nhiều các khác nhau dựa trên các tiêu chí khác nhau Tuỳ theo đáp ứng tần số của mỗi kênh truyền mà ta có kênh truyền chọn lọc tần số (frequency selective fading) hay kênh truyền phẳng (frequency nonselective fading), kênh truyền biến đổi nhanh (fast fading channel) hay kênh truyền biến đổi chậm (slow fading channel) Tuỳ theo đường bao của tín hiệu sau khi qua kênh truyền

có phân bố xác suất theo hàm phân bố Rayleigh hay Rice mà ta có kênh truyền Rayleigh hay Ricean

Hình 1.1-3 Kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian

Hình 1.1.3 mô tả đáp ứng của kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian, khi ta lần lượt phát các xung vuông ra kênh truyền tại những thời điểm khác nhau, tín hiệu thu được có hình dạng khác xung ban đầu và khác nhau khi thời điểm kích xung khác nhau

Kênh truyền chọn lọc tần số là kênh truyền có đáp ứng tần số khác nhau, không bằng phẳng trên một dải tần số, do đó tín hiệu tại các tần số khác nhau khi qua kênh truyền

sẽ có sự suy hao và xoay pha khác nhau Một kênh truyền có bị xem là chọn lọc tần số hay không còn tùy thuộc vào băng thông của tín hiệu truyền đi Nếu trong toàn khoảng băng thông của tín hiệu đáp ứng tần số là bằng phẳng, ta nói kênh truyền không chọn lọc tần số, hay kênh truyền phẳng (flat fading channel), ngược lại nếu đáp ứng tần số của kênh truyền không phẳng, không giống nhau trong băng thông tín hiệu, ta nói kênh truyền là kênh truyền chọn lọc tần số Mọi kênh truyền vô tuyến đều không thể có đáp ứng bằng phẳng trong cả dải tần vô tuyến, tuy nhiên kênh truyền có thể xem là phẳng trong một khoảng nhỏ tần số nào đó

Hình 1.1-4 Đáp ứng tần số của kênh truyền

Hình 1.1.4 cho ta thấy kênh truyền sẽ là chọn lọc tần số đối với tín hiệu truyền có băng thông lớn nằm từ 32 MHz đến 96 MHz, tuy nhiên nếu tín hiệu có băng thông nhỏ khoảng 2 MHz thì kênh truyền sẽ là kênh truyền fading phẳng

Vừa rồi ta mới mô tả định tính kênh truyền, bây giờ ta sẽ xét định lượng các thông số của kênh truyền [2]

Hình 1.1-5 Tín hiệu tới phía thu theo L đường

Tín hiệu tại máy thu là tổng các thành phần tín hiệu đến từ L đường như hình 1.1.5 (chưa tính đến nhiễu) có dạng :

τ = thời gian trễ có giá trị thực

Tổng quát tín hiệu tới máy thu có dạng sau

) h(t,

* x(t) )

, ( ).

( )

∞

−

d t h t x t

)e h(t, f)

, ( [ )]

, ( ).

, ( [ ) , , ,

(

2 2 1 1

* 2

1 2 1

Hàm tự tương quan ACF quá phức tạp (theo 4 biến t1, t2, τ 1, τ 2 ) nên để đơn giản trong phân tích ta giả sử các thành phần phản xạ là dừng theo nghĩa rộng và không tương quan WSSUS (Wide Sense Stationary Uncorrelated Scatter)

WSS: quá trình dừng theo nghĩa rộng tức là ACF chỉ phụ thuộc vào Δt=t2−t1

US: các thành phần phản xạ là độc lập nhau

Khi quá trình là WSSUS ta có hàm tự tương quan ACF:

) ( ).

, ( P ) , ( R ) ,

, , (

Rh t1 t1+ Δtτ1τ1+ Δτ = h Δtτ = h Δtτ1 δ τ1−τ2 (1.7) Với Ph( Δt,τ1) là mật độ phổ công suất chéo trễ (Delay Cross PDF)

Khi Δt = 0 , Ph(τ) = Ph( Δt,τ) được gọi là profile trễ công suất (Power Delay Profile hay Multipath Delay Profile hay Multipath Intensity Profile), mô tả công suất trung bình của tín hiệu sau khi qua kênh truyền Do đó công suất ra của tín hiệu được tính theo công thức

Lấy biến đổi Fourier (1.7) ta được:

τ

τ e π τd t

h

Ta sẽ dùng công thức này để phân loại kênh truyền chọn lọc tần số hay kênh truyền phẳng (Frequency Nonselective Fading), kênh truyền biến đổi nhanh hay biến đổi chậm

Nếu Δt= 0 ta có hàm tương quan ACF phân tán theo tần số, mô tả tương quan giữa các khoảng tần số Δf của kênh truyền

τ

τ e π τd f

∞

∫

= Δ

=

h H

Mọi kênh truyền đều có một khoảng tần số (Δf)C, tại đó tỉ số

) 0 (

) (

• Nếu kênh truyền có (Δf)C nhỏ hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc tần số Tín hiệu truyền qua kênh truyền này sẽ bị méo nghiêm trọng

• Nếu kênh truyền có (Δf)C lớn hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc tần

số hay kênh truyền phẳng

Tương tự như Coherence bandwith, hai thông số quan trọng thường được dùng khi xét kênh truyền có chọn lọc tần số hay không người ta thường xét tới thời gian trễ giới hạn trung bình TAEX (Average Excess delay) và thời gian trải trễ hiệu dụng τRMS(RMS delay spread) của kênh truyền [5]:

L k k k AEX

P

P T

L k

k AEX k RMS

P

P T

1

1

2 ) (τ

Với Tk thời gian trễ của bản sao thứ k, Pk là công suất của bản sao thứ k Thông thường kênh truyền là chọn lọc tần số nếu τRMS so sánh được với Tsymbol

Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm

Kênh truyền vô tuyến sẽ có đáp ứng tần số không đổi theo thời gian nếu như cấu trúc của kênh truyền không đổi theo thời gian Tuy nhiên mọi kênh truyền đều biến đổi theo thời gian, do các vật thể tạo nên kênh truyền luôn luôn biến đổi Hình 1.1.6 cho thấy công suất tín hiệu thu được thay đổi theo thời gian dù tín hiệu phát đi có công suất không đổi tức là kênh truyền đã thay đổi theo thời gian

Tương tự như khái niệm kênh truyền chọn lọc hay không chọn lọc theo tần số, khái niệm kênh truyền chọn lọc thời gian hay không chọn lọc thời gian chỉ mang tính tương đối, nếu kênh truyền không thay đổi trong khoảng thời gian truyền một kí tự Tsymbol ,

Nonselective Fading) hay kênh truyền biến đổi chậm (Slow Fading), ngược lại nếu kênh truyền biến đổi trong khoảng thời gian Tsymbol , thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc thời gian (Time Selective Fading), hay kênh truyền biến đổi nhanh (Fast Fading)

t 0

Cường Độ Tín Hiệu

Hình 1.1-6 Kênh truyền thay đổi theo thời gian

Môi trường trong nhà ít thay đổi nên có thể xem là Slow Fading, môi trường ngoài trời thường xuyên thay đổi nên được xem là Fast Fading Trong các cell di động, khi thuê bao di chuyển, sẽ liên tục làm thay đổi vị trí giữa thuê bao và trạm gốc theo thời gian, tức là địa hình liên tục thay đổi Điều này có nghĩa là kênh truyền của ta liên tục thay đổi theo thời gian gây ra hiệu ứng Doppler làm dịch tần sóng mang của máy phát tại máy thu một lượng tần số

c

v f

t +∞∫

∞

Δ

=Δ

h

∞

Δ +

=Δ

-2 H

Mọi kênh truyền đều có một khoảng thời gian (Δt)C, tại đó

) 0 (

) (

• Nếu kênh truyền có (Δt)C lớn hơn nhiều so với chiều dài của một ký tự Tsymbolcủa tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc thời gian (time nonselective channel) hay kênh truyền chậm (slow channel)

Kênh truyền Rayleigh và kênh truyền Ricean

Tuỳ theo địa hình kênh truyền mà giữa máy phát và máy thu có thể tồn tại hoặc không tồn tại đường truyền thẳng LOS (Light Of Sight), đường LOS là đường mà ánh sáng

có thể truyền trực tiếp từ máy phát tới máy thu mà không bị cản trở Nếu kênh truyền không tồn tại LOS, bằng thực nghiệm và lý thuyết người ta chứng minh được đường bao tín hiệu truyền qua kênh truyền có phân bố Rayleight nên kênh truyền được gọi là kênh truyền Rayleigh fading Khi này tín hiệu nhận được tại máy thu chỉ là tổng hợp của các thành phần phản xạ, nhiễu xạ và khúc xạ Nếu kênh truyền tồn tại LOS, thì đây

là thành phần chính của tín hiệu tại máy thu, các thành phần không truyền thẳng NLOS (NonLight Of Sight) không đóng vai trò quan trọng, tức là không có ảnh hưởng quá xấu đến tín hiệu thu, khi này đường bao tín hiệu truyền qua kênh truyền có phân

bố Rice nên kênh truyền được gọi là kênh truyền Ricean fading [2]

Ta đã biết tín hiệu tại máy thu có dạng (1.1)

y(t) αx t τi

Các hệ số suy hao αilà các hệ số phức nên có thể viết dưới dạng:

Biên độ a(t) = αr(t) +αi (t) (1.16) Góc pha φ(t)=

) (

) (

1

t

t tg

Nếu có rất nhiều bản sao tín hiệu đến từ rất nhiều đường khác nhau tại máy thu, thì ta

có thể áp dụng thuyết giới hạn trung tâm (central limit theorem), khi này có thể xem các hệ số αr (t) và αi (t) là các quá trình ngẫu nhiên Gauss

Nếu αr (t) và αi (t) là các quá trình Gauss có giá trị trung bình bằng 0 thì

• a (t)sẽ có đặc tính thống kê theo hàm phân bố xác suất PDF Rayleigh

phương sai của quá trình Gauss là σ2 = var(αr(t) ) = var(αi (t)) (1.19)

• φ(t)=

) (

) (

1

t

t tg

r

i

α

α

Ta nói kênh truyền là Rayleigh fading.

Nếu αr (t) và αi (t) là các quá trình Gauss có giá trị trung bình khác 0 thì

• a (t)sẽ có đặc tính thống kê theo hàm phân bố xác suất PDF Rice

2 2

2 2 0

α

σ

ασ

αα

A

e

A I p

A2 là công suất của đường LOS của kênh truyền

Ta nói kênh truyền là Ricean fading.

0 0.2 0.4 0.6

) ( α

p

α

Phân phối Rayleigh

Phân phối Ricean

Ghép kênh theo tần số FDM

Kỹ thuật FDM (Frequency Division Multiplexing)ra đời đầu tiên, một băng thông lớn

sẽ được chia nhỏ thành nhiều băng thông nhỏ hơn không chồng lấn, giữa các khoảng tần số này cần có một khoảng bảo vệ để có thể sử dụng bộ lọc lọc lấy khoảng tần số mong muốn Mỗi kênh dữ liệu sẽ chiếm một tần số với băng thông nhỏ này toàn trục thời gian dù có sử dụng hay không sử dụng, điềy này dẫn tới lãng phí băng thông Đây

là phương thức được sử dụng sớm nhất, lâu nhất, và kém hiệu quả nhất

Ghép kênh theo thời gian TDM

Tiếp theo sau kỹ thuật FDM, kỹ thuật TDM (Time Division Multiplexing) ra đời với hiệu suất sử dụng kênh truyền cao hơn Với TDM trục thời gian được chia thành nhiều khe thời gian Mỗi một kênh dữ liệu sẽ chiếm giữ toàn bộ trục tần số ở những khoảng thời gian nhất định Luồng bit tốc độ thấp của mỗi kênh sẽ được ghép lại thành một

luồng bit tốc độ cao duy nhất, và đưa lên kênh truyền Do đó TDM cần sự đồng bộ chính xác để có thể ghép kênh và tách kênh ở nơi phát và thu

Ghép kênh theo mã CDM

Trong kỹ thuật CDM (Code Division Multiplexing) tất cả kênh sẽ sử dụng đồng thời cùng một băng thông và khoảng thời gian, bằng cách sử dụng một tập mã trực giao, mỗi kênh sẽ được gán một mã duy nhất Dữ liệu của cáck kênh trước khi phát đi sẽ được nhân với một mã trải phổ để giãn phổ của tín hiệu ra toàn băng thông, ở phía thu

dữ liệu sẽ được khôi phục bằng cách nhân lại với mã trải phổ tương ứng CDM là một

kỹ thuật ghép kênh khá phức tạp đòi hỏi sự đồng bộ mã trải phổ và kỹ thuật điều khiển công suất chính xác

Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM

OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một kỹ thuật ghép kênh ra đời từ khá lâu, tương tự như kỹ thuật ghép kênh theo tần số FDM, một băng thông lớn

sẽ được chia thành nhiều băng thông nhỏ hơn Trong FDM giữa các băng thông nhỏ này phải có một khoảng tần số bảo vệ, điều này dẫn tới lãng phí băng thông vô ích do các dải bảo vệ này hoàn toàn không chứa đựng tin tức OFDM ra đời đã giải quyết vấn

đề này, bằng cách sử dụng tập tần số trực giao, do đó không cần dải bảo vệ, nên sử dụng hiệu quả và tiết kiệm băng thông hơn hẳn FDM

1.3 Mô Hình Hệ Thống Thông Tin Không Dây

Dựa trên số anten ở phía phát và phía thu, các hệ thống thông tin không dây có thể được phân loại thành 4 hệ thống cơ bản: SISO, SIMO, MISO và MIMO (hình 1.3.1.)

Hình 1.3-1 Phân loại hệ thống thông tin không dây

( log2 SNR

Hệ thống SIMO

Hệ thống SIMO sử dụng một anten phát và đa anten thu, máy thu có thể lựa chọn hoặc kết hợp tín hiệu từ các anten thu nhằm tối đa tỷ số tín hiệu trên nhiễu thông qua các giải thuật beamforming hoặc MMRC (Maximal-Ratio Receive Combining) Khi máy thu biết thông tin kênh truyền, dung lượng hệ thống tăng theo hàm logarit của số anten thu, có thể xấp xỉ theo biểu thức sau [4]

) 1

( log2 N SNR

Hệ thống MISO

Hệ thống sử dụng nhiều anten phát và một anten thu được gọi là hệ thống MISO Hệ

kỹ thuật này trong chương 3) từ đó cải thiện chất lượng tín hiệu hoặc sử dụng Beamforming để tăng hiệu suất phát và vùng bao phủ Khi máy phát biết được thông tin kênh truyền, dung lượng hệ thống tăng theo hàm Log của số anten phát và có thể được xác định gần đúng theo biểu thức sau [4]

) 1

( log2 N SNR

Hệ thống MIMO

Hệ thống MIMO là hệ thống sử dụng đa anten tại cả nơi phát và nơi thu Hệ thống có thể cung cấp phân tập phát nhờ vào đa anten phát, cung cấp phân tập thu nhờ vào đa anten thu nhằm tăng chất lượng hệ thống hoặc thực hiện Beamforming tại nơi phát và nơi thu để tăng hiệu suất sử dụng công suất, triệt can nhiễu Ngoài ra dung lượng hệ thống có thể được cải thiện đáng kể nhờ vào độ lợi ghép kênh cung cấp bởi kỹ mã hoá thuật không gian-thời gian như V-BLAST Khi thông tin kênh truyền được biết tại cả nơi phát và thu, hệ thống có thể cung cấp độ phân tập cực đại và độ lợi ghép kênh cực đại, dung lượng hệ thống trong trường hợp đạt được phân tập cực đại có thể xác định theo biểu thức sau [4]

) 1

( log2 N N SNR

Dung lượng hệ thống trong trường hợp đạt được độ lợi ghép kênh cực đại có thể xác định xấp xỉ theo biểu thức sau

) 1

( log ) ,

Với các ưu điểm về hiệu suất, triệt can nhiễu, dung lượng và chất lượng hệ thống MIMO đang được tích cực nghiên cứu để ứng dụng vào các hệ thống thông tin tương lai Tuy nhiên hệ thống MIMO không có khả năng chống lại fading chọn lọc tần số, vì vậy kỹ thuật kết hợp giữa MIMO và OFDM cũng đang được tích cực nghiên cứu trong các chuẩn thông tin không dây như IEEE 802.11n (WLAN), IEEE 802.16e (WIMAX)

1.4 Mã Hóa Kênh Truyền

Để kiểm soát được độ tin cậy của thông tin khi truyền qua môi trường không dây, mã hóa kênh truyền được sử dụng để phát hiện và sửa các lỗi sai, có hai phương thức mã

hóa kiếm soát sai cơ bản phương thức phát hiện sai và truyền lại ARQ (Automatic repeat-request) và phương thức phát hiện và sửa sai FEC (Forward error correction) ARQ là phương thức kiểm soát sai có khả năng phát hiện lỗi sai và yêu cầu phía phát truyền lại cho tới khi nhận được thông tin đúng, ARQ họat động dựa trên việc xác nhận ACK (Acknowledgement) và định thì (Timer) Có ba phương thức ARQ cơ bản

là Stop-and-wait ARQ, Go-Back-N ARQ, và Selective Repeat ARQ Ngoài ra còn có một biến thể của ARQ là Hybrid-ARQ Trong ARQ chỉ có các bit phát hiện sai được thêm vào thông tin gốc, trong Hybird-ARQ các bit sửa sai FEC cũng được thêm vào cùng với các bit phát hiện sai Dữ liệu mã hóa phía thu nhận được sẽ được giải mã và sửa sai, sau đó phía thu sẽ kiểm tra các bit phát hiện sai Nếu kênh truyền sau thông tin sau khi giải mã vẫn còn bị sai, phía thu loại bỏ dữ liệu thu được và yêu cầu phía phát truyền lại

Trong phương thức sửa sai thuận FEC, phía phát sẽ thực hiện mã hóa dữ liệu, chèn thêm các thông tin dư thừa (Redanduncy) vào để phía thu có thể phát hiện và sửa sai tất cả các lỗi có thể Dựa trên cách thức chèn các thông tin dư thừa các phương thức

mã hóa sửa sai FEC được chia là hai loại là mã khối (Block Code) và mã chập (Convolutional Code) Trong khi mã khối mã hóa từng khối thông tin độc lập, mã chập

mã hóa từng từng bit hoặc khối thông tin dựa trên bit hay khối thông tin và trạng thái hiện tại của bộ mã Gần đây ranh giới giữa mã khối và mã chập thu ngày càng phai nhạt, đặc biệt sau khi những kiến thức về Trellis cho mã khối và kết thức Trellis cho

mã chập được đưa ra

Dựa trên giải thuật giải mã mềm và giải mã lặp một số loại mã mới có chất lượng mã hóa tốt hơn đã được phát minh tiểu biểu là LDPC (Gallager1963 [6]), Turbo (Berrou1993 [7]) hay còn gọi là mã kết nối song song, Block Product Code (Lodge

1993 [8]), mã kết nối nối tiếp (Benedetto1996 [9]) Mã Turbo, cơ sở cho nguyên lý giải

mã lặp, với chất lượng cận tối ưu sẽ được tìm hiểu sâu hơn trong chương 4

Chương 2 Kỹ Thuật OFDM

1.1.1 Sự phát triển của OFDM

Kỹ thuật ghép kênh theo tần số FDM

Kỹ thuật ghép kênh theo tần số FDM (Frequency Division Multiplexing), hình 2.1.1,

đã được sử dụng một thời gian dài nhằm ghép nhiều kênh tín hiệu để truyền qua một đường dây điện thoại Mỗi kênh được xác định bằng một tần số trung tâm và các kênh được phân cách bởi các dải bảo vệ nhằm đảm bảo phổ của mỗi kênh không chồng lấn lên nhau Dải bảo vệ này là nguyên nhân dẫn tới việc sử dụng không hiệu quả băng thông trong FDM

Hình 1.1-1 FDM truyền thống Truyền dẫn đa sóng mang

Truyền dẫn đa sóng mang MC (Multicarrier Communication) là một dạng FDM,

nhưng được dùng cho một luồng dữ liệu phát và một luồng dữ liệu thu tương ứng MC không được dùng để ghép kênh các tín hiệu khác nhau như FDM, mà được dùng để chia nhỏ một luồng dữ liệu thành các luồng dữ liệu song song Dạng MC đơn giản nhất

chia luồng dữ liệu vào thành N luồng tín hiệu nhỏ để truyền qua N kênh truyền con trực giao (hình 2.1.2) Sau đó, N luồng này được điều chế tại N tần số sóng mang khác nhau rồi được ghép kênh và đưa ra kênh truyền Ở phía thu thì làm ngược lại phân kênh, giải điều chế, và ghép các luồng tín hiệu song song thành một luồng duy nhất như ban đầu N được chọn đủ lớn sao cho độ rộng một symbol lớn hơn nhiều trải trễ của kênh truyền hoặc băng thông từng luồng nhỏ hơn coherence bandwidth của kênh

truyền, nhằm đảm bảo các luồng con không bị ISI nghiêm trọng

s bit N

M

/

s Mbit /

Hình 1.1-2 Hệ thống thông tin đa sóng mang MC

Kỹ thuật ghép kênh theo tần số trực giao OFDM

MC là cơ sở của OFDM, điểm khác biệt đó là OFDM sử dụng tập các sóng mang trực giao nhau Tính trực giao có ý nghĩa là các tín hiệu được điều chế sẽ hoàn toàn độc lập với nhau Tính trực giao đạt được do các sóng mang được đặt chính xác tại các vị trí null của các phổ tín hiệu đã điều chế, điều này cho phép phổ của các tín hiệu có thể chồng lấn lên nhau tức là hoàn toàn không cần dải bảo vệ, nên tiết kiệm băng thông đáng kể so với FDM truyền thống [10] Hình 2.1.3 và 2.1.4 cho ta thấy ưu thế của OFDM trong việc sử dụng hiệu quả băng thông

Mặc dù OFDM được phát minh từ những năm 1950, nhưng hệ thống không thể hiện thực vào thời điểm đó, do việc điều chế dữ liệu lên các sóng mang một cách chính xác, cũng như việc tách các sóng mang phụ quá phức tạp, các thiết bị bán dẫn phục vụ cho việc hiện thực hệ thống chưa phát triển Tuy nhiên sau 20 năm được phát minh, kỹ thuật OFDM đã có thể dễ dàng hiện thực với chi phí rẻ và được ứng dụng rộng rãi nhờ vào sự phát triển của phép biến đổi Fourier nhanh FFT và IFFT Cũng giống như kỹ thuật CDM, kỹ thuật OFDM được ứng dụng đầu tiên trong lĩnh vực thông tin quân sự Đến những năm 1980 kỹ thuật OFDM được nghiên cứu nhằm ứng dụng trong modem

Hình 1.1-3 Băng thông được sử dụng hiệu quả trong OFDM

Hình 1.1-4 Các sóng mang con chồng lấn nhau trong OFDM

Đến những năm 1990 OFDM được ứng dụng trong truyền dẫn thông tin băng rộng như HDSL, ADSL, VHDSL sau đó OFDM được ứng dụng rộng rãi trong phát thanh số DAB và truyền hình số DVB Những năm gần đây OFDM đã sử dụng trong các chuẩn truyền dẫn mạng vô tuyến 802 của IEEE và tiếp tục được nghiên cứu ứng dụng trong chuẩn đi động 3.75G và 4G

1.1.2 Ưu điểm và khuyết điểm của OFDM

Ưu điểm

Kỹ thuật OFDM có nhiều lợi ích mà các kỹ thuật ghép kênh không có được OFDM cho phép thông tin tốc độ cao bằng cách chia kênh truyền fading chọn lọc tần số thành các kênh truyền con chỉ chịu fading phẳng Nhờ việc sử dụng tập tần số sóng mang trực giao nên các sóng mang nên hiện tượng nhiễu liên sóng mang ICI có thể được loại

bỏ, do các sóng mang phụ trực giao nhau nên các sóng mang này có thể chồng lấn lên

nhau mà phía thu vẫn có thể tách ra được dẫn đến hiệu quả sử dụng băng thông hệ thống rất hiệu quả Khi sử dụng khoảng bảo vệ có tính chất cyclic prefix lớn hơn trải trễ lớn nhất của kênh truyền đa đường thì hiện tượng nhiễu xuyên ký tự ISI sẽ được loại bỏ hoàn toàn Nhờ vào khoảng bảo vệ có tính chất cyclic prefix nên hệ thống sử dụng kỹ thuật OFDM chỉ cần bộ cân bằng miền tần số khá đơn giản IFFT và FFT giúp giảm thiệu số bộ dao động cũng như giảm số bộ điều chế và giải điều chế giúp hệ thống giảm được độ phức tạp và chi phí hiện thực, hơn nữa tín hiệu dược điều chế và giải điều chế đơn giản, hiệu quả hơn nhờ vào FFT và IFFT

Khuyết điểm

OFDM là một kỹ thuật truyền dẫn đa sóng mang nên nhươc điểm chính của kỹ thuật này là tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) lớn Tín hiệu OFDM là tổng hợp tín hiệu từ các sóng mang phụ, nên khi các sóng mang phụ đồng pha, tín hiệu OFDM sẽ xuất hiện đỉnh rất lớn khiến cho PAPR lớn Điều này khiến cho việc sử dụng không hiệu quả bộ khuyếch đại cống suất lớn HPA (high-power amplifier) Có nhiều phương pháp giúp giảm PAPR, một số phương pháp được trình bày trong [11] Một nhược điểm khác của OFDM là rất nhạy với lệch tần số, khi hiệu ứng dịch tần Doppler xảy ra tần số sóng mang trung tâm sẽ bị lệch, dẫn đến bộ FFT không lấy mẫu đúng tại đỉnh các sóng mang, dẫn tới sai lỗi khi giải điều chế các symbol

1.2 Nguyên Lý Của Kỹ Thuật OFDM

Trong hệ thống MC, nhằm thoả mãn tính trực giao ta sử dụng N tone có dạng Re(Ae j( 2 πk t+ ϕ )) những sóng mang (tone) này có tần số f k =kΔf cách đều nhau một khoảng Δf = 1 Hình 2.2.1 cho ta thấy dạng sóng của 3 tín hiệu sin trực giao

Hình 1.2-1 Ba tín hiệu sin trực giao

Ví dụ hệ thống sử dụng 3 sóng mang có tần số kΔf k=1,2,3 tín hiệu trong khoảng thời gian T có dạng:

xsymbol(t)= ( )[sin( ft) sin( 2 ft) sin( 3 ft) sin( 4 ft)]

− Δ

[ 2

1

* ) (

k

f k f f k f j fT

T

k

Δ +

− Δ

Tín hiệu sau điều chế là tổng của tất cả các sóng mang bị điều chế, băng thông của tín hiệu sẽ tỉ lệ với tần số sóng mang lớn nhất

f

Nhờ tính trực giao của các sóng mang trong khoảng thời gian T mà phía thu có thể tách các tin hiệu tương ứng với mỗi sóng mang này dễ dàng

Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song S/P và P/S

Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho một kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN (không có fading) là:

) 1 ( log2

S B

Với B là băng thông của kênh truyền [Hz]

S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền

Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng dữ liệu tốc

độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song Serial/Parallel

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài kxb bit k≤N, với b là

số bit trong mô hình điều chế số, N số sóng mang k, N sẽ được chọn sao cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ hẹp, sao cho

hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng Bằng cách sử dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền từ fading chọn lọc tần số thành kênh truyền flat fading

Hình 2.2.3 cho thấy tác dụng chuyển đổi của bộ chuyển đổi từ nối tiếp sang song song

và ngược lại từ song song sang nối tiếp

Từng symbol b bit sẽ được đưa vào bộ mapper (hình 2.2.4), mục đích là để nâng cao

dung lượng kênh truyền Một symbol b bit sẽ tương ứng một trong M=2b trạng thái hay một vị trí trong constellation (giản đồ chòm sao)

• BPSK sử dụng symbol 1 bit, bit 0 hoặc 1 sẽ xác định trạng thái pha 0o hoặc

180o, tốc độ Baud hay tốc độ chuỗi sẽ bằng tốc độ bit Baud=Rb

• QPSK sử dụng symbol 2 bit (Dibit), Baud=Rb/2

• 8-PSK hay 8-QAM sử dụng symbol 3 bit (Tribit), Baud=Rb/3

• 16-PSK hay 16-QAM sử dụng symbol 4 bit (Quabit), Baud=Rb/4

Số bit được truyền trong một symbol tăng lên (M tăng lên), thì hiệu quả băng thông

b M B

Nyquist đã đưa ra công thức dung lượng kênh tối đa trong môi trường không nhiễu:

hề đơn giản một chút nào

~ ,

~

−

N

X X

k

kn N j

f n N

[x0 ,x1 , L ,x N−1] chính là các mẫu rời rạc của tín hiệu OFDM x(t) trong miền thời gian

Phía thu làm ngược lại so với phía phát, phép biến đổi FFT được áp dụng cho symbol

~ ,

~

−

N

X X

N 2 j n

Lý tưởng thì dữ liệu phía thu sẽ giống dữ liệu phía phát : X~k =X k

Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal

x~

Hình 1.2-6 Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal

Hai nguồn nhiễu giao thoa (interference) thường thấy trong các hệ thống vô tuyến số, cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI

• ISI (Intersymbol interference): nhiễu giao thoa liên kí tự, được định nghĩa là xuyên nhiễu (crosstalk) giữa các symbol trong khoảng thời gian Tsymbol của các frame FFT liên tiếp (trong miền thời gian)

• ICI (Inter-carrier interference): nhiễu giao thoa liên sóng mang, được định nghĩa là xuyên nhiễu (crosstalk) giữa các kênh sóng mang phụ (subchannels) của cùng một frame FFT (trong miền tần số)

Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập tần số trực giao làm tập tần số của các kênh phụ Nhiễu ISI sẽ gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu ta sử dụng số lượng sóng mang N đủ lớn, khi đó băng thông của mỗi kênh sẽ đủ nhỏ so với coherence bandwith, tức là độ rộng một symbol ts sẽ lớn hơn trải trễ của kênh truyền Tuy nhiên

do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng, nên N phải được chọn tối ưu,

bộ Guard Interval Insertion (hình 2.2.6) được sử dụng nhằm kéo dài độ rộng symbol ts

mà vẫn giữ nguyên số sóng mang Bộ Guard Interval Insertion sẽ chèn thêm một

khoảng bảo vệ ΔG (Guard Interval) gồm μ mẫu vào mỗi symbol, khi này độ rộng một symbol sẽ là

s G

Hình 1.2-7 Đáp ứng xung của kênh truyền frequency selective fading

a) Không có khoảng bảo vệ

Hình 2.2.8a cho ta thấy tín hiệu không chèn thêm khoảng bảo vệ ΔG nên tín hiệu trễ

từ symbol i-1, lấn sang symbol i gây nên ISI Hình 2.2.8b, tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ rỗng ΔG đủ lớn so với trải trễ hiệu dụng τRMS của kênh truyền thì nhiễu ISI sẽ được loại bỏ Tuy nhiên khoảng bảo vệ rỗng ΔG sẽ tạo gây nên sự thay đổi đột ngột của tín hiệu sẽ làm bề rộng phổ của kênh truyền tăng lên làm mất đi tính trực giao Do

đó trong thực tế khoảng bảo vệ ΔG có tính chất cyclic prefix (CP), tức là một “phần cuối” tín hiệu của chính symbol được chèn khoảng bảo vệ sẽ được sao chép và đưa lên phía trước của symbol làm khoảng bảo vệ Hình 2.2.8c, tín hiệu được chèn khoảng bảo

vệ ΔG có tính chất cyclic prefix nhằm duy trì tính trực giao do bộ IFFT tạo ra Nếu chiều dài μ được chèn vào symbol là

s

Symbol sn sẽ được đưa vào bộ D/A để tái tạo tín hiệu thời gian s(t)

Giả sử kênh truyền có đáp ứng xung c(t), tín hiệu tại phía thu sẽ là

*)()(t x t c t

Ký hiệu c n =[c1,c2, Lcμ] và r n =[r0 ,r1 , L ,r N+μ−1] là các mẫu rời rạc khi lấy mẫu c(t) và

r(t) tại các thời điểm

N

t

n s , r n=[r0 ,r1 , L ,r N+μ−1] là kết quả của phép chập giữa cn và sn

Bộ Guard Interval Removal ở phía thu sẽ loại bỏ μ mẫu đầu tiên bị ISI của rn, thu được symbol [~0,~1, ,~ 1]

−

N

x x

x L Sau đó tín hiệu số rời rạc này sẽ được đưa vào bộ FFT, để lấy lại chuỗi dữ liệu ban đầu

Băng thông OFDM [2]

Tốc độ symbol của hệ thống OFDM sử dụng N sóng mang:

OFDM

T

N T

B

) 1 (

1 2

α

−

− +

1 1

1

) 1

1 2 ( )

1 (

2 ) 1 (

1 2

G G

s

G s

s G s

s G s

OFDM

R T

N

N T

N T

N T

T

N T

B

αα

αα

≈

− +

≈

−

− +

Hình 1.2-9 Bộ D/A và lọc thông thấp và bộ A/D

Chuỗi symbol x n sau khi được chèn khoảng bảo vệ ΔG cho chuỗi symbol s n, sẽ được đưa vào bộ biến đổi từ số sang tương tự D/A và bộ lọc thông thấp (hình 2.2.9) tạo ra