Nghiên cứu thiết kế các phương pháp mã hóa không gian thời gian cho mạng di động 4g

Trình bày những vấn đề của kênh truyền vô tuyến băng rộng. Mã hóa không gian thời gian. Kiến trúc hệ thống và tham số kênh truyền 4GLTE hướng xuống. Kết quả mô phỏng và đánh giá. Trình bày những vấn đề của kênh truyền vô tuyến băng rộng. Mã hóa không gian thời gian. Kiến trúc hệ thống và tham số kênh truyền 4GLTE hướng xuống. Kết quả mô phỏng và đánh giá.

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI

-

Trần Quang Hào

NGHIÊN CỨU, THIẾT KẾ CÁC PHƯƠNG PHÁP

MÃ HÓA KHÔNG GIAN – THỜI GIAN

CHO MẠNG DI ĐỘNG 4G

Chuyên ngành : Kỹ thuật truyền thông

LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT

KỸ THUẬT TRUYỀN THÔNG

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC : PGS.TS NGUYỄN VĂN ĐỨC

Hà Nội – 2013

Mục lục

DANH SÁCH TỪ VIẾT TẮT 3

DANH MỤC HÌNH VẼ 5

DANH MỤC BẢNG BIỂU 7

LỜI NÓI ĐẦU 8

CHƯƠNG I: NHỮNG VẤN ĐỀ CỦA KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN BĂNG RỘNG 10

1.1 Giới thiệu 10

1.1.1 Mô hình hệ thống thu phát vô tuyến 11

1.2 Những thách thức của kênh vô tuyến băng thông rộng 13

1.2.1 Suy hao đường truyền 13

1.2.2 Hiệu ứng che khuất 16

1.2.3 Fading 17

1.3 Hệ thống MIMO 19

1.3.1 Mô hình MIMO 19

1.3.1 Dung lư ng hệ thống MIMO 20

1.3.2 Phân tập 23

CHƯƠNG II: MÃ HÓA KHÔNG GIAN THỜI GIAN 31

2.1 Mã khối không gian – thời gian (STBC) 31

2.1.1 S đồ Alamouti 32

2.1.2 Giải mã Maximum Likelihood 33

2.1.3 S đồ Alamouti mở rộmg 36

2.2 Mã lưới không gian – thời gian (STTC) 42

2.2.1 S đồ 42

2.2.2 Thiết kế từ mã không - thời gian 47

2.2.3 Mã hóa/giải mã STTC trong các kênh fading phẳng 49

2.3 Mã lớp không gian – thời gian (V-Blast) 52

2.3.1 Kiến trúc V-BLAST 52

2.3.2 Bộ thu V-Blast Zero-Forcing 54

2.3.3 Bộ thu V-Blast Minimum Mean-Squared Error 62

CHƯƠNG III: KIẾN TRÚC HỆ THỐNG VÀ THAM SỐ KÊNH TRUYỀN 4G-LTE HƯỚNG XUỐNG 68

3.1 Tổng quan 4G-LTE 68

3.1.1 Giới thiệu về công nghệ LTE 68

3.1.2 Những đặc điểm nổi bật của mạng di động 4G-LTE 72

3.2 Kiến trúc hệ thống 4G-LTE hướng xuống 73

3.3 Các tham số hệ thống 76

3.4 Tham số kênh truyền 76

3.5 Kỹ thuật đa truy nhập cho đường xuống OFDMA 77

3.5.1 Kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo tần số trực giao OFDMA 77

3.5.2 Nguyên lý c bản của công nghệ OFDMA 81

3.5.3 Ưu điểm của công nghệ OFDMA 83

CHƯƠNG IV : KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ ĐÁNH GIÁ 84

4.1 S đồ hệ thống MIMO OFDM đư c sử dụng 85

4.2 Các chuẩn 3GPP đã sử dụng trong hệ thống 86

4.2.1 Định dạng khung dữ liệu 86

4.2.2 Cấu trúc khe dữ liệu( Slot) 87

4.2.3 Tín hiệu quy chiếu( cell-specific reference signal) 88

4.3 Kết quả mô phỏng 89

KẾT LUẬN 94

DANH SÁCH TỪ VIẾT TẮT

1 MIMO Multiple Input Multiple

Output

Hệ thống đa anten phát thu

2 OFDM Orthogonal Frequency

Division Multiplexing

Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao

3 LTE Long Term Evolution Cải tiến lâu dài

4 4G The fourth Generation of

mobile communication Mạng di động thế hệ thứ 4

5 GSM Global System for Mobile

communications Hệ thống di động toàn cầu

6 CDMA Code Division Multiple

Likelyhood Decoder Bộ giải mã h p lẽ tối đa

11 PAPR Peak to Average Power Ratio Tỉ số đỉnh – công suất

trung bình

12 AWGN Additive White Gaussian

14 RMS Root Mean Square Trải trễ trung bình

15 CSI Information of the Channel

State

Thông tin về trạng thái kênh

16 DFT Discrete Fourier Transform Biến đổi Fourier rời rạc

17 FCF Frequency Correlation

Function Hàm tư ng quan tần số

18 CCF Cross Corelation Function Hàm tư ng quan chéo

19 FFT Fast Fourier Transform Biến đổi fourier nhanh

21 ICI Inter-carrier Interference Nhiễu liên sóng mang

22 IDFT Inverse Discrete Fourier

DANH MỤC HÌNH VẼ

Hình 1.1: Mô hình hệ thống thông tin số vô tuyến 12

Hình 1.2: Quá trình truyền trong không gian tự do 15

Hình 1.3: Hiệu ứng che khuất trên đường truyền tín hiệu 17

Hình 1.4: Thời gian trễ τ tương ứng với thời gian đáp ứng kênh truyền 18

Hình 1.5: Mô hình hệ thống MIMO sử dụng N t anten phát và N r anten thu 20

Hình 1.6 ênh truyền nhiễu Gauss tr ng song song 21

Hình 1.7 : Mô hình kết hợp lựa chọn 25

Hình 1.8: Mô hình kết hợp tối đa hóa tỷ lệ kết hợp 26

Hình 1.9: Mô hình phân tập phát vòng đóng 30

Hình 2.1 Sơ đ lamouti 2 anten phát v 1 anten thu 32

Hình 2.2 ác sym ol phát v thu trong sơ đ lamouti 33

Hình 2.3: Sơ đ hệ thống g m 2 anten phát v M anten thu 36

Hình 2.4: ết hợp Maximum Ratio với 1 v 2 anten 38

Hình 2.5: Sơ đ khối mã lưới STT 42

Hình 2.6 Sơ đ mã lưới 43

Hình 2.7 mã lưới k 1 3 v n 2 44

Hình 2.8 ưới mã v sơ đ tr ng thái với k 1 3 v n 2 44

Hình 2.9: Mã hóa lưới không - thời gian với 4-PSK 50

Hình 2.10 Hệ thống V-BLAST 53

Hình 2.11 Máy thu V-BLAST Zero-forcing 59

Hình 2.12 Máy thu V-BLAST MMSE 66

Hình 3.1 Sơ đ khối phía phát TE downlink 74

Hình 3.2 Sơ đ khối phía thu TE đường xuống 75

Hình 3.3 Sơ đ hệ thống thông tin sử dụng điều chế OFDM 79

Hình 3.4 Dải ăng tần sử dụng trong OFDM 80

Hình 3.5 ấp phát dữ liệu đến các user 81

Hình 3.6 Sơ đ khối hệ thống OFDM 82

Hình 4.1 Sơ đ hệ thống ên phát 85

Hình 4.2: Sơ đ hệ thống ên thu 85

Hình 4.3 ấu trúc frame cho chế đ FDD 86

Hình 4.4: ấu trúc frame cho chế đ TDD 86

Hình 4.5 ấu trúc mapping dữ liệu 87

Hình 4.6 ác vị trí tương tứng của tín hiệu pilot 89

Hình 4.7 SER của hệ thống TE MIMO-OFDM với Q M4 Q M16 Q M64 90

Hình 4.8 SER của phương pháp ước lượng tuyến tính v lọc S 90

Hình 4.9 SER của phương pháp lọc S v lọc MMSE 91

Hình 4.10 MSE của phương pháp lọc S v lọc MMSE 91

Hình 4.11 SER của các lo i mã hóa không gian thời gian ứng với tham số d s và d u khác nhau 92

DANH MỤC BẢNG BIỂU

ảng 1.1: ác kí hiệu các tham số của kênh truyền vô tuyến 14

ảng 3.1: ác đặc điểm chính của công nghệ TE 69

ảng 3.2: ác tham số hệ thống TE 76

ảng 3.3: ác tần số Doppler xác định cho mô hình kênh TE 76

ảng 3.4: ác đặc tính công suất trễ của mô hình kênh TE 76

LỜI NÓI ĐẦU

Với sự tích h p giữa Internet và các ứng dụng multimedia trong truyền dẫn không dây thế hệ mới yêu cầu tốc độ truyền dẫn dữ liệu cao trên nền băng tần rộng Nhưng tần số vô tuyến là hữu hạn nên để dẫn tốc độ cao chỉ đạt đư c khi kỹ thuật xử lý tín hiệu hiệu quả h n Hiện nay, mạng di động 4G đư c coi là hệ thống mạng di động mới nhất đư c triển khai Hệ thống đ i hỏi phải có dung lư ng cao h n tin cậy h n sử dụng băng thông hiệu quả h n khả năng kháng nhiễu tốt h n Hệ thống thông tin truyền thống và các phư ng thức gh p kênh c không c n có khả năng đáp ứng đư c các yêu cầu của hệ thống thông tin tư ng lai Những nghiên cứu về lý thuyết thông tin cho thấy hệ thống nhiều anten thu phát (MIMO) kết h p với kỹ thuật OFDM cho độ l i lớn về dung lư ng kênh vô tuyến Kênh MIMO đư c tạo với nhiều phần tử anten ở hai đầu kênh truyền Mã không gian thời gian là kỹ thuật xử lý tín hiệu nhằm mục đích đạt

đư c dung lư ng tốt nhất cho hệ thống MIMO

Công nghệ LTE đã đư c nghiên cứu chuẩn hóa của tổ chức 3GPP2 từ đầu những năm 2004 và hiện nay đã đư c chuẩn hóa công nhận rộng rãi trên toàn thế giới với chuẩn LTE và LTE Advanced theo nhiều phiên bản khác nhau Các nhà phát hành mạng, nhà sản xuất điện thoại trên thế giới c ng đã và đang dần có các sản phẩm thư ng mại 4G-LTE đầu tiên Ở Việt Nam việc triển khai mạng di động 4G-LTE vẫn chỉ dừng lại ở bước triển khai thử Do đó việc nghiên cứu, khảo sát đánh giá hiệu năng lựa chọn các thông số hệ thống LTE nhận đư c rất nhiều sự quan tâm của giới khoa học Để nâng cao kiến thức của mình về lĩnh vực này c ng như là tìm hiểu các phư ng pháp tối ưu ứng dụng cho mạng 4G đề tài sẽ trình bày về: Nghiên cứu thiết kế các phư ng pháp mã hóa không gian - thời gian cho mạng di động 4G

Sau những cố gắng nỗ lực học hỏi, nghiên cứu, luận văn đã thu đư c những kết

LTE, cùng với đó là kết quả mô phỏng phân tích tỷ lệ lỗi ký tự (SER), sai số kênh truyền (MSE) cho hệ thống 4G-LTE trong việc sử dụng các bộ lọc ước lư ng kênh truyền khác nhau, từ đó đưa ra khuyến nghị ứng dụng cho hệ thống

Tôi xin chân thành cảm ơn thầy PGS.TS Nguyễn Văn Đức đã tận tình chỉ bảo giúp đỡ tôi trong suốt thời gian hoàn thành luận văn Với thời gian và kiến thức còn hạn hẹp nên đồ án không tránh khỏi tồn tại nhiều thiếu sót Tôi mong sẽ nhận được sự chỉ bảo, góp ý của thầy cô và các bạn để phát triển đề tài này tốt hơn nữa

CHƯƠNG I: NHỮNG VẤN ĐỀ CỦA KÊNH TRUYỀN

VÔ TUYẾN BĂNG RỘNG

Trong chương n y chúng ta sẽ tìm hiểu những thách thức lớn của kênh truyền

vô tuyến ăng thông r ng phụ thu c v o thời gian hững ảnh hưởng n y ao g m có suy hao đường truyền hiệu ứng che khuất v fading đa đường go i ra tôi xin trình

y về kênh truyền MIMO

1.1 Giới thiệu

Những dịch vụ đang đư c phát triển phổ biến hiện nay như : truy cập Internet thư ng mại điện tử e-mail video theo yêu cầu Đối tư ng sử dụng thông tin di động rất đa dạng và nhu cầu ngày càng tăng dẫn đến yêu cầu bức thiết cho sự ra đời và phát triển của hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư 4G Fourth-Generation)

4G có yêu cầu kỹ thuật dung lư ng lớn và tốc độ dữ liệu cao trong khi băng thông cho ph p lại hữu hạn Yêu cầu đó đã th c đẩy những nghiên cứu về hệ thống đa đầu vào-đa đầu ra MIMO Multi Input Multi Output và đạt đư c nhiều thành công đáng kể Như ta đã biết môi trường truyền dẫn vô tuyến rất phức tạp do suy hao xen nhiễu fading hiệu ứng Doppler v.v gây ra nhiều khó khăn cho việc nhận dạng tín hiệu tại đầu thu Các kỹ thuật phân tập góp phần đáng kể trong trong việc giảm fading

đa đường MIMO là một hệ thống đa anten ở đầu phát đầu thu áp dụng kỹ thuật phân tập mã hoá nhằm tăng dung lư ng kênh truyền cải thiện hiệu quả phổ mà không phải tăng công suất phát hay băng thông Nhiều cấu tr c MIMO đã đư c đề xuất và đạt

đư c nhiều hiệu quả to lớn như cấu tr c không gian-thời gian lớp dọc của ph ng thí nghiệm Bell V-BLAST Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time mã hoá khối không gian-thời gian STBC Space-Time Block Coding mã hoá Trellis không gian-thời gian STTC Space-Time Trellis Coding

Khi tốc độ truyền dẫn tăng cao trên các kênh truyền băng rộng đặt biệt là các kênh fading lựa chọn tần số nhiễu liên ký tự Inter-Symbol Interference xuất hiện do

độ trễ của kênh truyền làm tăng tốc độ lỗi bit BER Bit Error Rate một cách đáng kể

Để giải quyết vấn đề này một kỹ thuật điều chế đa sóng mang mang tên gh p kênh phân chia theo tần số sóng mang trực giao OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing đư c áp dụng cho các hệ thống truyền dẫn OFDM chuyển kênh truyền băng rộng fading lựa chọn tần số thành nhiều kênh truyền fading phẳng băng h p và triệt ISI nhờ thêm khoảng bảo vệ có chiều dài lớn h n độ trễ của kênh truyền vào tín hiệu đã đư c điều chế Nhờ những ưu điểm nổi bật mà OFDM đã đư c ứng dụng rộng rãi trong phát thanh số DAB Digital Audio Broadcasting truyền hình số DVB Digital Video Broadcasting mạng cục bộ chất lư ng cao HIPERLAN High Performance Local Area Networks), mạng cục bộ vô tuyến WLAN Wireless Local Area Network theo chuẩn 802 .a

Nhận thấy những tiềm năng to lớn của MIMO và OFDM các nhà thiết kế đã kết

h p cả hai vào một hệ thống truyền dẫn để tận dụng ưu điểm của ch ng MIMO-OFDM làm nền tảng cho sự phát triển 4G Trong tư ng lai nhiều nghiên cứu sẽ đự c phát triển để cải tiến chất lư ng của hệ thống MIMO-OFDM như về thiết kế các bộ thu ước

lư ng kênh truyền đồng bộ v.v

1.1.1 Mô hình hệ thống thu phát vô tuyến

Tất cả các hệ thống thông tin số đều có thể mô hình hóa thành một s đồ khối

như hình 1.1) Ngay cả với các hệ thống mạng không dây phức tạp, toàn bộ hệ thống

có thể chia thành các khối liên kết với nhau bao gồm khối phát, kênh truyền và khối bên thu

Hình 1.1: Mô hình hệ thống thông tin số vô tuyến

Bên phát nhận các gói tin dưới dạng các bit từ các lớp giao thức cao h n và chuyển ch ng thành các sóng điện từ để đưa tới bên nhận Những bước quan trọng trong thông tin số là mã hóa và điều chế Bộ mã hóa thông thường thêm các bit dư thừa

để có thể sửa sai đư c lỗi ở bên nhận Bộ điều chế chuẩn bị tín hiệu dạng số cho kênh

vô tuyến và các thông tin điều khiển Tín hiệu số điều chế đư c chuyển thành các dạng

sóng tư ng tự qua bộ biến đổi số tư ng tự (DAC và sau đó lại đư c chuyển lên băng tần sóng vô tuyến (RF) Tín hiệu RF này khi đó đư c bức xạ thành sóng điện từ qua

anten thích h p

Ở bên thu thực hiện các bước ngư c lại với bên phát Sau khi chuyển các sóng

vô tuyến (RF) xuống tần số thích h p và lọc ra tín hiệu ở các tần số khác nhau, tín hiệu

ở băng tần c sở đư c chuyển thành tín hiệu số bởi bộ chuyển đổi tư ng tự thành số

(ADC) Tín hiệu số này có thể đư c giải điều chế và giải mã bởi một mạch số tích h p

để có thể khôi phục lại dạng bit như bên phát

Mục đích chính của phần này là giải thích những yếu tố c bản ảnh hưởng tới tín hiệu thu đư c trong hệ thống vô tuyến và làm thế nào để có thể mô hình hóa sử dụng tập các tham số Giá trị tư ng đối của các tham số này sẽ đư c chi tiết hóa trong

điểm khác nhau khi thiết kế một hệ thống thông tin vô tuyến Đồng thời trong phần này, chúng ta sẽ giới thiệu mô hình kênh truyền tổng quát và thảo luận về khả năng mở rộng mà ảnh hưởng đến mô hình

1.2 Những thách thức của kênh vô tuyến băng thông rộng

1.2.1 Suy hao đường truyền

Sự khác nhau đầu tiên và rõ nhận ra nhất giữa kênh truyền vô tuyến và hữu tuyến là độ lớn của công suất đến bên nhận là bao nhiêu Giả thiết chúng ta sử dụng một anten đẳng hướng như ở hình dưới năng lư ng của tín hiệu truyền đi dưới dạng

các mặt cầu song song nhau, vì vậy năng lư ng nhận đư c ở anten với khoảng cách d

sẽ tỉ lệ nghịch với diện tích của mặt cầu 4 d 2 Theo công thức tổn hao trong không

gian tự do, hoặc công thức Friis, công suất bên nhận đư c xác định như sau:

 2

2

4 d

G G P

bước sóng Xét với mô hình TDL của phư ng trình P r /P t là giá trị trung bình của

độ l i kênh có nghĩa là P r /P t = E||h||2 trong đó E[.] thể hiện cho giá trị mong muốn, hay ý nghĩa toán học Nếu anten định hướng đư c sử dụng ở bên phát hay bên thu, sẽ

có độ l i G t hay G r đạt đư c, và công suất bên máy thu sẽ tăng lên nhờ độ tăng ích này Mặt khác ta lại có c f cc/ f c như vậy công suất nhận đư c sẽ tỉ lệ nghịch với bình phư ng tần số sóng mang Mặt khác, với cùng một công suất phát, khoảng cách truyền tin sẽ giảm khi sử dụng tần số sóng mang cao h n Đây là một yếu tố quan trong có hệ thống thông tin tốc độ cao, bởi vì muốn có băng thông lớn thì tần số phải cao

Môi trường truyền sóng ở mặt đất không phải là không gian tự do Nó là sự phản xạ từ mặt đất hoặc các vật thể khác sẽ làm tăng công suất nhận đư c bởi vì có

nhiều tia sóng đến bên thu Tuy nhiên, bởi vì sóng phản xạ thường bị dịch pha 180 0, sự

phản xạ ở khoảng cách tư ng đối xa (vài km) nên tạo ra các nhiễu giao thoa và phư ng

trình xấp xỉ hai tia đư c sử dụng tính toán tổn hao đường truyền là:

4

2 2

d

h h G G P

Độ trải trễ của kênh lớn nhất

Độ trải trễ của kênh RMS a

Băng thông của kênh truyền

Độ trải góc RMS

ảng 1.1: ác kí hiệu các tham số của kênh truyền vô tuyến

Hình 1.2: Quá trình truyền trong không gian tự do

Tín hiệu truyền trong không gian tự do bị suy hao ở một vài điểm Đầu tiên, chiều cao của anten đóng một vai trò quan trọng trong quá trình truyền dẫn Bên phát luôn luôn đặt ở trạng thái sẵn sàng nhất Thứ hai bước sóng hay tần số sóng mang phụ thuộc không xuất hiện từ công thức điều này không thấy đư c ở trong thực tế Thứ ba,

và chủ yếu, khoảng cách độc lập thay đổi theo d -4 k o theo đó là sự suy hao năng

lư ng phụ thuộc nhiều h n vào khoảng cách trong hệ thống mặt đất h n là trong không gian tự do

Để có một cái nhìn tổng quát h n về môi trường truyền, mô hình thực nghiệm

đã đư c triển khai sử dụng các số liệu thực tế Một trong những công thức suy hao tổng quát và đ n giản nhất của thực nghiệm đó là:

(1.3)

Trong công thức (1.3) có thêm ba thành phần là P 0 , d 0 và α P 0 là công suất suy

hao đo đư c trên khoảng cách tham chiếu là d 0 và thường đư c chọn là 1m Trên thực

tế, P 0 thường đư c lấy xấp xỉ là một vài dB α là số m suy hao và đại lư ng này đư c

cho trong bảng trên

1.2.2 Hiệu ứng che khuất

Như ch ng ta đã thấy, mô hình suy hao cố gắng thiết lập mối quan hệ giữa công suất bên thu và bên phát theo khoảng cách Tuy nhiên, rất nhiều các yếu tố khác ngoài khoảng cách có thể ảnh hưởng lớn tới tổng công suất ở đầu bên thu Ví dụ như cây cối

và các tòa nhà ở giữa bên phát và bên thu có thể gây ra sự suy giảm tạm thời độ lớn của tín hiệu bên nhận Khi mô hình hóa sự xuất hiện của các đối tư ng vật chắn trong môi trường truyền tin là điều khá khó khăn phư ng pháp phư ng pháp tiêu chuẩn để đánh giá sự thay đổi của biên độ tín hiệu đư c giới thiệu là hiệu ứng thay đổi ngẫu nhiên gọi

là sự che khuất Với hiệu ứng che khuất, công thức suy hao đường truyền thực tế là:

Trong đó  là một mẫu của quá trình che khuất ngẫu nhiên Do đó công suất bên thu bây giờ đư c mô hình là một quá trình ngẫu nhiên Vì vậy, hình dáng quãng đường truyền tin có ý nghĩa quan trọng với công suất ở đầu vào máy thu trong đógây ra sự sai khác so với giá trị mong đ i Chúng ta có thể nhấn mạnh rằng vì hiệu ứng che khuất đư c gây ra bởi các vật thể lớn, cụ thể so với khoảng cách Do vậy, hiệu ứng che khuất thường đư c cho là fading tỷ lệ lớn

Giá trị hiệu ứng che khuất  tiêu biểu đư c mô hình như là biến số ngẫu nhiên loga chuẩn đó là:

10 / 10, ~ (0, 2),

s x

N x đó

phân tập tối đa biến thiên theo công suất phát

Hình 1.3: Hiệu ứng che khuất trên đường truyền tín hiệu

Xét trong vùng có phạm vi nhỏ thì hiện tư ng suy hao đường truyền và che chắn là không đáng kể và có giá trị cho phép mà không làm ảnh hưởng đến chất lư ng tín hiệu thu tại máy thu

1.2.3 Fading

Một trong những yếu tố ảnh hướng của kênh vô tuyến là fading Không giống như suy hao đường truyền hoặc hiệu ứng che khuất, gây ra sự suy hao tỷ lệ lớn do khoảng cách hoặc các vật cản, fading là do bên phía trạm thu nhận đư c rất nhiều

phiên bản khác nhau của cùng một tín hiệu Các mẫu tín hiệu khác nhau đến bên thu là

do ảnh hưởng của việc phản xạ, tán xạ hay c n gọi là hiệu ứng đa đường

Khi một số tia phản xạ đến gần nhau, hiệu ứng kết h p như mô tả ở hình dưới Phụ thuộc vào sự sai khác về pha giữa các tín hiệu đến, nhiễu có thể đư c gia tăng hoặc suy giảm điều này gây ra sự sai khác rất lớn về biên độ của tín hiệu nhận đư c cho dù khoảng cách là ngắn Mặt khác, khi di chuyển trạm phát và trạm thu một khoảng khá ngắn thì có thể ảnh hưởng rất lớn về biên độ của tín hiệu nhận đư c, ngay khả khi suy hao đường truyền và hiệu ứng che khuất có thể không thay đổi

Để làm rõ h n những xem xét này, chúng ta sử dụng mô hình kênh truyền như

phư ng trình h[k,t]=h 0 δ[k t] + h 1 δ[k-1 t] + … + h v δ[k-v,t] Khi trạm phát và trạm thu

có sự dịch chuyển tư ng đối nhau đáp ứng kênh truyền h(t) sẽ thay đổi Đáp ứng kênh truyền này có thể đư c xem xét phụ thuộc 2 biến: một biến trễ là τ và một biến thời gian t như hình 1.4) Vì kênh truyền thay đổi theo khoảng cách và thời gian, các giá trị của h 0 ,h 1 … h v có thể hoàn toàn khác ở thời điểm t và thời điểm t+Δt Bởi vị kênh truyền biến thiên theo cả τ và t, chúng ta phải sử dụng phư ng pháp thống kê để thảo

luận xem đáp ứng kênh truyền là gì

Một hàm quan trọng và nền tảng nhất sử dụng thống kê để mô tả kênh truyền

fading là hàm tự tư ng quan hai biến, (Δτ Δt) Mặc dù nó có nhiều h n hai biến và do

đó đ i hỏi phải sử dụng phư ng pháp vẽ 3 biến, hàm tự tư ng quan có thể sử dụng đầy

đủ như hàm hai biến đ n giản, A t (Δt) và A τ (Δτ) khi đó cả Δτ và Δt phải đư c thiết lập

giá trị 0 Hàm tự tư ng quan đư c định nghĩa như:

Một hệ thống thông tin điểm điểm đa anten băng h p gồm có NT anten phát và

Nr anten thu có thể đư c biểu diển bởi mô hình rời rạc thời gian như sau :

T R R

R

T T

N N

n n

x

x x

h h

h

h h

h

h h

h

y

y y

2 1

2 1

2 1

2 22

21

1 12

11

2 1

(1.7)

TX Nt

TX1

RX Nr RX2 RX1

H

1

x

t N

x

2

x

Hình 1.5: Mô hình hệ thống MIMO sử dụng N t anten phát và N r anten thu

Mô hình đư c biểu diễn đ n giản dưới dạng

1.3.1 ung ư ng hệ thống I

Giả sử rằng ch ng ta có N kênh truyền chiều song song bị các nguồn nhiễu Gauss có phư ng sai 2 2

1 , ,N

 có tác động như hình 1.8 Dung lư ng mỗi kênh đ n

đư c tính theo định lý Shanon dung lư ng của hệ các kênh song song là tổng dung

lư ng của các kênh đ n :

)(log)

(log)

1(log

2 2 2

2

2 2

n

P B

) , 0 ( 1

N

1

) , 0 ( N2

N

Hình 1.6 ênh truyền nhiễu Gauss tr ng song song

Ma trận kênh truyền H của kênh truyền MIMO định trước và đư c xem là bất biến suốt thời gian và tổng công suất phát tín hiệu từ NT anten phát phía thu đư c giữ không đổi là P

Dung lư ng của kênh truyền phụ thuộc vào ma trận H và có thể đư c tính thông qua việc phân tách H thành một tập các kênh truyền con song song theo phân bố Gauss độc lập và vô hướng

H

I V V I U

D  là ma trận đường ch o với các hệ số thực không âm d1d2  d N chính

là các giá trị đ n single value của ma trận H với N min NT,NR hạng của H bằng với số trị đ n khác không Bình phư ng các trị đ n chính là các trị riêng n của ma trận H.HH hay HHH

n n

R N n

 với y 0 là vector NR x 1) (1.12a)

n



0)(HH I y

T N n

 với y 0 là vector NT x 1) (1.12b)

Để đ n giản các trị riêng có thể đư c xác định theo biểu thức sau

0)(Wn I N y với y 0 là vector N (1.13)

T R H

N N H H

N N HH W

,

,

(1.14) Biểu thức kênh truyền sẽ đư c viết lại như sau

n x UDV n

Hx

Nhân hai vế của biểu thức với UH ta đư c biểu thức

n U x UDV U

y

Đặt ~yU H y,~xV H x,~nU H n, ta có biểu thức :

n x D

Nếu NT>NR: chỉ có NR tín hiệu đầu tiên thuộc x~ tách ra đư c Nếu NT<NR :chỉ

có NT tín hiệu đầu tiên thuộc x~ có ích NR-NT cuối c ng không chứa thông tin

Ngoài ra dung lư ng hệ thống có thể cải thiện đáng kể nhờ vào độ l i gh p kênh cung cấp bởi kỹ thuật mã hoá không gian thời gian V-BLAST Khi thông tin kênh truyền đư c biết tại cả n i phát và thu hệ thống có thể cung cấp độ l i phân tập cực cao và độ l i gh p kênh cực đại dung lư ng hệ thống trong trường h p phân tập cức đại có thể xác định theo:

C = log2(1+NT.NR.SNR) (1.18) Dung lư ng hệ thống trong trường h p đạt độ l i gh p kênh cực đại có thể xác định theo:

C = min(NT,NR) log2(1+SNR) (1.19)

1.3.2 Phân tập

1.3.2.1 Phân tập tần số

Trong phân tập tần số, một vài tần số đư c d ng để phát cùng một tín hiệu Các tần số cần cách nhau một khoảng lớn h n băng thông kết h p để tạo pha-đing độc lập Băng thông kết h p sẽ khác nhau với các môi trường khác nhau Trong những hệ truyền thông di động, những bản sao tín hiệu phát đư c đưa tới n i thu dưới dạng dư thừa trong miền tần số bằng tín hiệu trải phổ Các kỹ thuật trải phổ sẽ hiệu quả khi băng thông kết h p của kênh là nhỏ Tuy nhiên khi băng thông kết h p của kênh lớn

h n dải thông tin tín hiệu trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ so với chu kỳ ký hiệu (kênh phẳng Trong trường h p này, trải phổ sẽ không hữu hiệu trong việc phân tập tần số

C ng giống như phân tập thời gian, phân tập tần số làm hiệu suất phổ có dư thừa trong miền tần số

1.3.2.2 Phân tập thời gian

Phân tập thời gian có thể đạt đư c bằng cách phát những mẫu tín hiệu giống nhau trong các khe thời gian khác nhau, kết quả là có đư c các tín hiệu pha-đing không

tư ng quan tại đầu thu Yêu cầu của phư ng pháp này là khoảng thời gian giữa các lần phát bản sao phải ít nhất bằng thời gian kết h p của kênh Trong truyền thông di động,

mã sửa sai đư c kết h p với bộ xáo trộn để đạt đư c phân tập thời gian Trong trường

h p này, những bản sao của tín hiệu phát thường đư c đưa tới bên thu dưới dạng dư thừa trong miền thời gian bằng bộ mã sửa sai Khoảng thời gian tách biệt giữa các bản sao của tín hiệu phát đư c tạo ra bằng bộ xáo trộn để thu đư c pha-đing độc lập tại lối vào của bộ giải mã Vì thời gian xáo trộn dẫn tới giải mã trễ, kỹ thuật này thường rất hiệu quả với môi trường pha-đing nhanh tốc độ di chuyển lớn) khi mà thời gian kết

h p là nhỏ Với kênh pha-đing chậm, một bộ xáo trộn lớn có thể dẫn tới trễ rất lớn và không thể dùng cho những ứng dụng thời gian thực như video âm thanh Chính vì

vậy, phân tập thời gian không thể giúp giảm đư c suy hao pha-đing Một như c điểm

đó là mô hình này tạo ra sự dư thừa miền thời gian nghĩa là làm lãng phí băng thông

1.3.2.3 Phân tập không gian

Phân tập không gian là kỹ thuật phổ biến trong truyền thông không dây và còn gọi là phân tập anten Kỹ thuật này sử dụng nhiều anten hay những anten sắp xếp cùng nhau trong không gian để truyền nhận tín hiệu Những anten đư c đặt cách nhau một khoảng thích h p để các tín hiệu trên từng anten không tư ng quan Khoảng cách này thay đổi theo độ cao anten môi trường lan truyền tần số Thường thì khoảng cách này bằng một vài bước song là đủ để có đư c những tín hiệu không tư ng quan Trong phân tập không gian, những bản sao tín hiệu phát thường đư c gửi tới máy thu dưới dạng dư thừa trong miền không gian Không như phân tập thời gian và phân tập tần số, phân tập không gian không làm suy giảm hay mất mát về hiệu suất phổ Tính chất này cho thấy đây là kỹ thuật thích h p với sự phát triển công nghệ truyền thông vô tuyến tốc độ dữ liệu cao trong tư ng lai

Một ưu điểm lớn của phân tập không gian là khi các anten có khoảng cách thích

h p thì hệ thống có thể tránh đư c phần lớn hiện tư ng suy giảm sâu ( deep fades )

L i ích này có thể đạt đư c mà không cần sử dụng thêm băng thông hay tăng công suất truyền Ngoài ra, hệ thống MIMO c n có các ưu điểm khác:

- Tăng độ tin cậy của hệ thống giảm lỗi bit lỗi ký tự

- Tăng dung lư ng hệ thống

- Mở rộng v ng phủ sóng

- Giảm công suất phát yêu cầu

a Phân tập thu

Dạng phổ biến nhất của phân tập không gian chính là phân tập thu và thường sử dụng 2 anten thu Có thể thấy đư c các ví dụ của dạng phân tập này như là các anten của access point trong mạng wifi Trong kỹ thuật phân tập thu, không có một yêu cầu

cụ thể nào cho phía phát, tuy nhiên ở phía thu yêu cầu một quá trình xử lý N r luồng dữ liệu nhận đư c và kết h p chúng theo thuật toán nhất định

Trong mục này ch ng ta sẽ xem x t 2 thuật toán kết h p: kết h p lựa chọn SC

và tối đa hóa tỷ lệ kết h p MRC Mặc d phân tập thu mang lại hiệu quả cao trong cả môi trường fading phẳng và fading chọn lọc tần số tuy nhiên ch ng ta chỉ xem x t trong môi trường fading phẳng trong trường h p này tín hiệu nhận đư c bởi mỗi anten thu N r là không tư ng quan và có c ng công suất trung bình

Kết hợp lựa chọn

Kết h p lựa chọn là phư ng pháp kết h p đ n giản nhất Trong thuật toán này tại mỗi thời điểm sẽ chỉ lựa chọn một luồng có tín hiệu lớn nhất trong N r luồng tín hiệu nhận đư c

Phát

Lựa chọn anten

có tín hiệu tốt nhất

y

Hình 1.7 : Mô hình kết hợp lựa chọn

Do bỏ qua những luồng tín hiệu còn lại phư ng pháp kết h p này chưa phải là tối ưu Tuy nhiên do tính đ n giản, không yêu cầu cao về phần cứng, trong một số trường h p phư ng pháp này vẫn đư c lựa chọn

Tỷ số mã hóa kết hợp

Theo đ ng như tên gọi thuật toán này h p kết h p thông tin từ tất cả các nhánh

sao cho có đư c tỷ lệ thông tin trên nhiễu là lớn nhất

h x

q y

Hình 1.8: Mô hình kết hợp tối đa hóa tỷ lệ kết hợp

MRC làm việc bằng cách đánh trọng số cho mỗi nhánh j i

q  q e  , tín hiệu nhận đư c trên mỗi nhánh đư c biểu diễn dưới dạng x t h( ). i , với j i

h  h e  Tín hiệu tổng h p đư c biểu diễn theo biểu thức:

1

2 2

1

r r

Trong đó : x là năng lư ng truyền tín hiệu

Biểu thức đạt giá trị lớn nhất khi thỏa mãn điều kiện : q i* 2  h1 /2 Khi đó

ta có :

2 1 2

sự giao thoa tín hiệu trong không gian Phân tập phát thực sự hấp dẫn đối với các hệ thống phụ thuộc nhiều vào c sở hạ tầng như Wimax vì nó làm giảm bớt gánh nặng

cho hệ thống các anten phát (về mặt công suất c ng như kích thước)

Phân tập phát đư c chia làm 2 loại chính : vòng đóng và v ng mở Trong hệ thống vòng mở không yêu cầu phía phát phải có đầy đủ thông tin về kênh truyền Ngư c lại, trong hệ thống v ng đóng cần có một đường feedback để cung cấp thông tin

về kênh truyền cho phía phát

Phân tập phát vòng mở

Mô hình thường gặp của phân tập phát vòng mở là mã hóa không gian- thời gian( space time coding ) trong đó một đoạn mã đã đư c biết trước tại phía thu sẽ

đư c thêm vào tại phía phát Có rất nhiều dạng mã hóa nhưng ở đây ch ng ta chỉ tập trung vào dạng mã khối không gian – thời gian (STBC) STBC có thể đư c sử dụng một cách dễ dàng và đư c ứng dụng trong hệ thống Wimax

Dạng đ n giản nhất của STBC là hệ thống bao gồm 2 anten phát và 1 anten thu Giả sử có 2 symbol đư c phát đi là s1 và s2 mã Alamouti c ng đư c gửi kèm đi theo

2 symbol theo thời gian:

Antenna



Thay vì tăng trực tiếp tốc độ dữ liệu, mã hóa không gian – thời gian tận dụng

sự phân tập không gian của kênh truyền Xét với kênh fading phẳng, h t1( )là đáp ứng của kênh truyền từ anten 1 tới phía thu, h t2( ) là đáp ứng của kênh truyền từ anten 2 tới phía thu Do kênh là cố định nên trong thời gian phát đi 2 symbol ta có: h t1(  0)=

Như vậy với mã khối không gian–thời gian Alamouti, tốc độ dữ liệu không bị suy giảm nhưng ta vẫn đạt đư c độ l i phân tập tư ng đư ng với trường h p 2 anten thu

Với số lư ng anten thu > 1, tín hiệu ở từng anten thu sẽ đư c tổng h p như trên sau đó sẽ đư c tổng h p MRC lại với nhau (ta sẽ có thêm độ l i phân cực thu)

Phân tập phát v ng đóng

Nếu hệ thống có một đường feedback, phía phát sẽ có đư c thông tin về kênh truyền

Phía phát Phía thu

Hình 1.9: Mô hình phân tập phát vòng đóng

Thông tin có đư c về kênh truyền phục vụ nhiều mục đích khác nhau ở phía phát nhằm tăng chất lư ng truyền dẫn, ví dụ như thay đổi mức độ điều chế, giải mã tín hiệu dựa vào thông tin kênh truyền

CHƯƠNG II: MÃ HÓA KHÔNG GIAN THỜI GIAN

Trong chương I chúng ta thấy dung lượng của hệ thống thông tin không dây có thể tăng lên ằng cách sử dụng nhiều anten phát và anten thu M t hệ thống với nhiều anten phát và anten thu với 1 kênh fading phẳng đ c lập đã được xác định t i máy thu thì dung lượng tăng tuyến tính với số anten tối thiểu M t cách thực hiện tiếp cận với dung lượng của kênh không dây đa đầu vào-đa đầu ra (MIMO) là thực hiện mã hoá không gian – thời gian, m t kỹ thuật mã hoá được thiết kế để sử dụng với nhiều anten phát Việc mã hoá được thực hiện cả ở miền không gian và miền thời gian để t o ra sự tương đương giữa các tín hiệu được phát từ các anten khác nhau ở các chu kỳ nhau

Sự tương đương thời gian – không gian được sử dụng để lợi dụng kênh MIMO và tối thiểu hoá lỗi truyền dẫn ở máy thu Mã hoá không gian – thời gian có thể thực hiện phân tập phát v tăng ích công suất so với hệ thống không mã mà không làm thiệt h i ăng tần Có nhiều lo i mã không gian – thời gian nếu xét về cấu trúc mã, bao g m:

Mã khối không gian – thời gian (STBC), mã lưới không gian – thời gian (STTC), mã lớp không gian – thời gian (V-BLAST)

2.1 Mã khối không gian – thời gian (STBC)

Mã hóa khối là một kỹ thuật đ n giản và hiệu quả cho công nghệ MIMO STBC thực hiện mã hóa một khối các ký tự đầu vào thành một ma trận đầu ra với các hàng

tư ng ứng các anten phát không gian và cột tư ng ứng thứ tự phát thời gian STBC cho ph p phân tập đầy đủ và có độ l i nhỏ t y thuộc vào tốc độ mã của bộ mã quá trình giải mã đ n giản dựa trên các bộ giải mã tư ng quan tối đa ML Maximun Likelihood)

2.1.1 đ Alamouti

Trong s đồ Alamouti hình 2 bộ mã hóa space-time encoder sẽ mã hóa 2 ký

tự liên tiếp [c1 c2] với c1,c2 thuộc ch m sao điều chế S(c1,c2S{s1,s2, ,s M}) thành

* 2 1

c c

c c C

(2.1)

Ma trận C gọi là ma trận mã ma trận này là ma trận trực giao có tính chất

2 2 2 1 2 2 2 1

2 2 2 1

0

0

I c c c

c

c c

và 2 chu kì tiếp theo bộ phát sẽ phát 2 tín hiệu –c2* và c1* ra 2 anten và 2 hình 2

Bộ kết h p

Bộ ước lượng

Bộ Giải Mã H

* 2 1 2 1

c c

c c c c

n1 n2

Hình 2.1 Sơ đ lamouti 2 anten phát v 1 anten thu

Hình 2.2 ác sym ol phát v thu trong sơ đ lamouti

Giả sử kênh truyền quasi-static độ l i kênh truyền không đổi qua 2 chu kỳ symbol:

2 1

2 2 2

2

1 1 1

1

)()(

)()(

e h

T t h t h

e h T t h t h

1 2

* 2 1 2 1 2

c c

c c h h r

* 2 1 2

1 2 2 1 1 1

n c h c h r

n c h c h r

2.1.2 Giải mã Maximum Likelihood

Mã Alamouti cho ph p thu đư c đầy đủ độ l i phân tập mà không cần tín hiệu phản hồi CSI từ bên phát và hệ thống giải mã phía thu khá đ n giản Việc giải mã c1, 2

c dựa trên việc tìm 2 giá trị x x1, 2S s s{ , , 1 2 s M} sao cho tín hiệu thu đư c khi truyền

x1, x2 qua kênh truyền sẽ giống r1, r2 nhất

* 2 1 2 2 2 2 1 1 1 , 2

1

2 1

minarg)

~,

~

S x

2 1

* 2

* 2 1 2 1

* 2

* 2 1 2 2 2 2 2 1 2 2

* 1 2

* 2

* 1 1 1 1

* 1

* 2 2 2 1 2 2 2 1 2 1

* 1 2

* 2

* 2 1

* 2 1

* 2 2 2

* 1 2 2 1 2 2 2 1 2 2

2 2

* 1 1 1

* 1

* 2

* 2 1

* 1

* 1 1 2 2 2 2 1 1 2 1

2

* 1 2

* 2 1 2 2 2 2

* 1

* 2 1

* 2 1

* 1 2

* 2

* 2 1

* 2 1

* 2 2 2

* 1 2 2 1 2 2 2 1 2 2

*

* 1 2

* 2 1 2

* 1 2

* 2 1 2

2

* 1 2

* 1

* 2 1

* 2 1 2 2

* 1 1 1

* 1

* 2

* 2 1

* 1

* 1 1 2 2 2 2 1 1 2 1

* 2 2 1 1 1 2 2 1 1 1 2 2 2

1

1

1

)(

)(

)(

)(

))(

(

))(

(

x h r h r x h r h r x h h r

x h r h r x h r h r x h h r

x h r x h r x h r x h r x h x h r

x h r x h r x h r x h r x h x h r x h x h r x

x h x h r x h x h r x

x h x h r x h x h r x

* 1

* 2 2 2 1 2 2 2 1

2 1

* 1

* 2 2 2 1 2 1 1

* 1

* 2 2 2 1 2 2 2 1 2 1

* 1 2

* 2

* 1 1 1 1

* 1

* 2 2 2 1 2 2 2 1 2 1 1

)(

1min

arg

)(

)(

min

arg

)(

)(

h

h r h r x x h r h r x h h r

x h r h r x h r h r x h h r

* 1 2 2

* 1 2 2 2 2 2 1

2

* 1 2 2

* 1 2 2 2 2

* 1 2 2

* 1 2 2 2 2 2 1 2 2

* 2 1

* 2

* 2 1 2

* 1 2 2

* 1 2 2 2 2 2 1 2 2 2

)(

1min

arg

)(

)(

min

arg

)(

)(

h

h r h r x x h r h r x h h r

x h r h r x h r h r x h h r

(r h r h trong biểu thức tìm c1 Tư ng tự ta có thể bỏ qua 2

2

1 2 2

*

(r h r h trong biểu thức tìm c2

Bộ kết h p sẽ tạo ra các tín hiệu ước lư ng từ r1, r2 như sau

* 2

* 2 1

* 2 2

* 1 1

* 2 1

1

* 2 2

* 1 2

1 ~

r

r h h

h h x

* 1

* 2 1 2 2 2 2 1 2

1 1 2 2 2 1

* 2 2 1

* 1 1 2 2 2 1 1

n c h h n h n h c h h x

1 h

h 

Biểu thứa tìm trở thành :

2 2 2 2 1 2 2 2 2

2 1 2 2 2 1 2 1 1 1

)1(

~minarg

~

)1(

~minarg

~

2

1

x h

h x

x c

x h

h x

x c

s x

s x

2 1 1 1

~minarg

~

~minarg

~

2

1

x x c

x x c

s x

s x

~,

~ x

x

* 2 1 12 11 12

c c

c c h h r

* 2 1 22 21 22

c c

c c h h r

* 2 1 2 1 2

c c

c c h h r

* 2 1 2 1

c c

c c c c

Bộ kết hợp

Bộ ước lượng H

Bộ kết hợp

Bộ ước lượng H

Bộ kết hợp

Bộ ước lượng H 21

Bộ kết h p sẽ tạo ra các tín hiệu ước lư ng

1

* 2

2

* 1 2

1

* 22 21

21

* 22

22

* 21 22

21

* 12 11

11

* 12

12

* 11 12

M M

M M

M M

r

r h

h

h h

x x

r

r h h

h h

x x

r

r h h

h h x

1

* 2

2

* 1

* 22 21

21

* 22 22

* 21

* 12 11

11

* 12 12

* 11

2 1 22

21 12 11 2

1 ~ ] [~ ~ ] [~ ~ ] [~ ~ ]

~

[

M M

M M

M M

M M

r

r h

h

h h

r

r h

h

h h r

r h

h

h h

x x x

x x x x

* 2 1 21

* 22

* 22 21 11

* 12

* 12 11

2 2 2 2 1 2

22 2 21 2 12 2 11 2

* 2 2 1

* 1

* 22 22 21

* 21

* 12 12 11

* 11

1 2 2 2 1 2

22 2 21 2 12 2 11 1

~

~

M M M M

M M

M M M M

M M

n h n h n

h n h n h n h

c h h

h h

h h

x

n h n h n

h n h n h n h

c h h

h h

h h

1 1 1

2 2 2 1 1

n c h h x

M

i

i i

M

i

i i

Biểu thức tìm ~ c c1, ~2 trở thành :

2 2 2 1 2

2 2 2

2 1 1

2 2 2 1 2

1 1 1

1

~minarg

~

1

~minarg

~

2

1

x h

h x

x c

x h

h x

x c

M

i

i i S

x

M

i

i i S

x

(2.16) STBC hoạt động trên việc thiết kế trực giao ma trận mã S đồ Alamouti chính

là s đồ STBC c bản và tiêu biểu nhất cho thiết kế trực giao orthogonal design với tốc độ mã R độ phân tập D 2

Kết hợp Maximum Ratio

Trong trường h p Maximum Ratio như hình vẽ, kết quả tín hiệu nhận đư c là:

Hình 2.4: Kết hợp Maximum Ratio với 1 và 2 anten

Đặc điểm của mã Alamouti

- Không có phản hồi từ bên thu về bên phát

- Không tốn băng tần vì đây là một kỹ thuật phân tập theo không gian với

nhiều anten chứ không phải miền thời gian hoặc tần số )

- Bộ giải mã đ n giản

- Không cần thiết kế lại hệ thống khi hệ thống thay đổi hay mở rộng Do đó

mã Alamouti đư c sử dụng phổ biến cho hệ thống nhiều anten

Thiết kế t ực giao o thogonal sign

Thiết kế trực giao NN cung cấp độ l i phân tập đầy đủ tốc độ mã cực đại

R C là thiết kế trực giao khi và chỉ khi C-C khả đảo với mọi '

C

C  Thiết kế trực giao thực chỉ tồn tại với N 2 4 và 8 và chỉ tồn tại thiết kế trực giao phức với N 2

Thiết kế trực giao tổng quát GOD Generalized Orthogonal Design nới lỏng điều kiện khắt khe của thiết kế trực giao K symbol thực [x1,x2 xk] đư c mã hóa bằng ma trận mã C kích thước NT x NC (N T N C C có tính chất sau:

T N