Nghiên cứu và thực nghiệm điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha dựa trên bộ biến đổi ma trận

sử dụng bộ biến đổi ma trận đã được ứng dụng vào thực tế một cách rộng rãi và hứa hẹn sẽ trở thành một mô hình hoàn thiện theo đà phát triển của công nghệ.Bộ biến đổi ma trận là một bộ c

TRƯỜG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA KHOA ĐIỆ ĐIỆ TỬ - BỘ MÔ CUG CẤP ĐIỆ



BÁO CÁO ĐỀ TÀI KHC CẤP TRƯỜG

NGHIÊN CỨU VÀ THỰC NGHIỆM ĐIỀU KHIỂN TỐC ĐỘ ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA

DỰA TRÊN BỘ BIẾN ĐỔI MA TRẬN

Chủ nhiệm đề tài: ThS GUYỄ XUÂ BẮC

Thành phố Hồ Chí Minh – Tháng 12/2011

Trang CHƯƠG 1 GIỚI THIỆU ĐỀ TÀI

1.1 Đặt vấn đề

1.2 Nhiệm vụ và mục tiêu của đề tài

1.3 Những nghiên cứu trong và ngoài nước

1.4 Kết quả đạt được của đề tài

CHƯƠG 3 ỨG DỤG THUẬT TOÁ ĐIỀU KHIỂ TRƯỢT VÀ

DTC VÀO ĐIỀU KHIỂ TỐC ĐỘ ĐCKĐB VỚI GUỒ UÔI LÀ BỘ

BIẾ ĐỔI MA TRẬ

3.1 Tổng quan các phương pháp điều khiển ĐCKĐB

3.2 Mô hình ĐCKĐB trong hệ tọa độ tĩnh anpha-bêta

3.3 Điều khiển DTC và ứng dụng trong điều khiển tốc độ ĐCKĐB

3.4 Điều khiển trượt và ứng dụng trong điều khiển tốc độ ĐCKĐB

CHƯƠG 4 KẾT QUẢ MÔ PHỎG VÀ THỰC GHIỆM

5.2 Hướng phát triển của đề tài

TÀI LIỆU THAM KHẢO

PHIẾU ĐĂG KÝ, THUYẾT MIH, DỰ TOÁ KIH PHÍ ĐỀ TÀI

PHỤ LỤC CÁC BÀI BÁO CỦA TÁC GIẢ ĐÃ THỰC HIỆN LIÊN QUAN

CHƯƠG 1: GIỚI THIỆU ĐỀ TÀI

1.1 Đặt vấn đề

Trong công nghiệp hiện nay, hầu hết các ứng dụng đều có liên quan đến các máy điện xoay chiều, đặc biệt là động cơ không đồng bộ (ĐCKĐB) như máy quạt, máy bơm, máy may, máy hàn, máy tiện…do kết cấu động cơ không đồng bộ đơn giản, dễ chế tạo, dễ bảo trì, độ tin cậy cao…tuy nhiên, do mô hình toán phức tạp, phi tuyến nên việc điều khiển động cơ không đồng bộ gặp rất nhiều khó khăn Vì vậy, việc nghiên cứu tìm ra những phương án tối ưu điều khiển động cơ không đồng bộ luôn là đề tài hấp dẫn cho tất cả các nhà khoa học chuyên ngành Ta có thể kể ra một số công trình tiêu biểu như sau:

- Điều khiển định hướng trường (FOC) [16], [17]

- Điều khiển trực tiếp mô-men (DTC) [3], [4], [18], [26], [27],[39]

- Điều khiển dựa vào tính thụ động (PBC)

- Điều khiển tuyến tính hóa vào ra

- Điều khiển dùng logic mờ và mạng nơron [10],[13], [20], [37]

- Điều khiển mô hình nội (IMC) [26]

- Điều khiển trượt…

Mặc dù mỗi phương pháp từ khi xuất hiện đều đã đưa ra những kết quả nhất định nhưng đa số đều có những khuyết điểm riêng và cần khắc phục hơn nữa nhằm nâng cao chất lượng điều khiển

Trên thế giới đã có nhiều nhà khoa học nghiên cứu và thử nghiệm thành công một số phương pháp điều khiển ĐCKĐB Các công trình có thể tham khảo trong phần “tổng quan” Ở nước ta cũng đã có nhiều đề tài nghiên cứu về điều khiển ĐCKĐB, tuy nhiên các kết quả chưa thực sự khả quan và vẫn đang dừng lại ở môi trường phòng thí nghiệm

Có nhiều nguyên nhân cả về chủ quan lẫn khách quan Nhưng việc nghiên cứu và ứng

dụng các phương pháp điều khiển ĐCKĐB vào thực tế vẫn là khát khao của các nhà khoa học trong và ngoài nước

Mục tiêu của đề tài là xây dựng giải thuật điều khiển trượt điều khiển ĐCKĐB, sau

đó thử nghiệm trên hệ thực trên cơ sở nguồn nuôi cho động cơ là bộ biến tần ma trận Ngoài ra, để có sự so sánh đối chiếu rõ ràng hơn, đề tài cũng tiến hành thử nghiệm với phương pháp điều khiển kinh điển DTC (Direct Torque Control)

Một trong những ưu điểm của phương pháp điều khiển trượt là cho phép tính đến ảnh hưởng của sai số mô hình Ngoài ra, phương pháp này cũng được đánh giá là có tính đơn giản, dễ thiết kế Tuy nhiên, điều khiển trượt ĐCKĐB cũng có một số hạn chế nhất định:

Do thời gian trễ của khâu chấp hành, quĩ đạo pha có thể dao động quanh mặt trượt với tần

số cao (hiện tượng chattering), dẫn đến chất lượng mô-men quay không cao Để cải thiện điều này, đề tài này đề xuất sử dụng hàm saturation thay cho hàm sign trong biểu thức xác định luật điều khiển Ngoài ra, trên các bộ điều khiển trượt ĐCKĐB truyền thống sử dụng

bộ nghịch lưu (BNL) 2 bậc còn gặp một hạn chế nữa là thành phần hài bậc cao xuất hiện trên dòng điện và điện áp tải với tỉ lệ cao, gây ra một số hiệu ứng không mong muốn làm giảm tuổi thọ động cơ Một trong những phương pháp để khắc phục điều này là sử dụng các bộ nghịch lưu với họa tần áp và dòng thấp hơn Để đạt được điều này, chúng ta có thể

sử dụng bộ nghịch lưu đa bậc hoặc bộ biến tần trực tiếp ma trận Trong phần nghiên cứu này tập trung vào thử nghiệm với bộ biến tần trực tiếp ma trận

Bộ biến tần ma trận có những ưu điểm rõ rệt so với các bộ nghịch lưu VSI truyền thống như:

o Không cần sử dụng tụ DC – Link như trong bộ nghịch lưu VSI

o Cho phép tải hoạt động trong cả 4 góc phần tư mặt phẳng V-A của tải quadrant operation)

(four-o Ngăn chặn đặc tính nguồn ngõ và(four-o và làm tăng mật độ công suất ở ngõ ra D(four-o đó,

độ méo dạng tổng do sóng hài (THD) của dòng ngõ vào nhỏ hơn 7% và mật độ công suất ngõ vào đạt trên 98% mà không cần ứng dụng các kỹ thuật phức tạp

khác

o Tạo ra luồng công suất hai chiều bất chấp số pha của ngõ vào và ngõ ra, cho phép nâng cao hiệu suất hoạt động lên nhiều lần so với các bộ biến đổi AC-AC thông thường

o Bằng cách sử dụng các phương pháp điều biên thích hợp, biến tần ma trận có thể tạo nhiều dạng sóng ngõ ra bất chấp các loại tải và nguồn ngõ vào

o Có thể thay đổi hệ số công suất ngõ vào tùy ý

Các kết quả của đề tài sẽ tạo tiền đề cho các nghiên cứu chuyên sâu về ứng dụng bộ

biến đổi ma trận trong truyền động điện xoay chiều cũng như trong các ứng dụng liên quan đến vấn đề kết lưới từ các nguồn năng lượng tái tạo

Kết quả của đề tài cũng sẽ là tài liệu nghiên cứu bổ ích cho sinh viên đại học, học viên sau đại học, nghiên cứu sinh, tạo bước tiền đề cho nghiên cứu các giải thuật tối ưu điều khiển ĐCKĐB ba pha bộ biến đổi ma trận, sử dụng hiệu quả cơ sở vật chất của Phòng thí nghiệm “Nghiên cứu điện tử công suất”

1.2 hiệm vụ và mục tiêu của đề tài

- Nghiên cứu kỹ thuật điều chế sóng mang dùng trong điều khiển các bộ biến đổi ma trận với tối ưu tổn hao đóng cắt các khóa bán dẫn và nâng cao chất lượng ngõ ra, tạo tiền

đề cho các nghiên cứu sâu hơn về ứng dụng bộ biến đổi ma trận trong truyền động điện

xoay chiều cũng như trong các ứng dụng liên quan đến vấn đề kết lưới từ các nguồn năng lượng tái tạo

- Nghiên cứu ứng dụng bộ biến đổi ma trận trong điều khiển tốc độ động cơ không đồng

bộ (ĐCKĐB) ba pha, nhằm nâng cao chất lượng điều khiển

- Tiến hành thực nghiệm điều khiển tốc độ ĐCKĐB ba pha trên bộ biến đổi ma trận với card điều khiển DSP kết hợp FPGA Đánh giá chất lượng điều khiển dựa trên các chỉ tiêu về thời gian xác lập, độ vọt lố, sai số xác lập, mômen cực đại, chất lượng điện áp tải, dòng điện tải, tính bền vững với sự thay đổi các tham số động cơ khác nhau…

- Sau khi có kết quả thực nghiệm và đánh giá chất lượng điều khiển, sẽ tiến hành viết bài báo khoa học gửi hội nghị quốc tế cũng như tạp chí uy tín trong và ngoài nước Kết quả thực nghiệm sẽ giúp tăng thêm giá trị cho các bài báo khoa học

1.3 hững nghiên cứu trong và ngoài nước

1.3.1 hững nghiên cứu trong nước

Các nghiên cứu về điều khiển ĐCKĐB sử dụng bộ biến đổi ma trận trong nước rất hạn chế Đa số các nghiên cứu tập trung vào điều khiển ĐCKĐB trên cơ sở là các bộ nghịch lưu VSI thông thường Hiện nay, nhóm nghiên cứu do PGS TS Nguyễn Văn Nhờ dẫn đầu đang tiến hành một số nghiên cứu và thử nghiệm với bộ biến tần ma trận

1.3.2 hững nghiên cứu ngoài nước

Động cơ không đồng bộ (ĐCKĐB) từ khi ra đời đã cho thấy ưu điểm rõ rệt so với các loại động cơ khác do kết cấu đơn giản, dễ chế tạo và bảo trì, giá thành thấp, độ tin cậy cao Tuy nhiên, do tính phức tạp trong mô hình toán nên việc điều khiển tốc độ ĐCKĐB trở nên khó khăn hơn nhiều so với động cơ DC Ngày nay, với sự phát triển của điện tử công suất cũng như kỹ thuật vi xử lý đã cho phép áp dụng các giải thuật điều khiển phức tạp trong thời gian thực điều khiển ĐCKĐB Do vậy, nhiều nhà nghiên cứu trên khắp thế giới đã đề xuất nhiều phương pháp điều khiển khác nhau Hai phương pháp kinh điển điều khiển

ĐCKĐB có thể kể đến là phương pháp điều khiển định hướng từ thông (Field Oriented Control: FOC) [16]-[18] và phương pháp điều khiển trực tiếp mô-men (Direct Torque

Control: DTC) [19]-[21] Cả hai phương pháp đều đã xuất hiện từ rất lâu và vẫn luôn là đề tài thú vị cho các nhà khoa học hiện đại Các phương pháp này thường được kết hợp với

các phương pháp điều khiển hiện đại như điều khiển mờ, mạng nơ-ron, điều khiển thích nghi … nhằm nâng cao chất lượng điều khiển

Ngoài hai phương pháp kinh điển nêu trên, trong những năm gần đây, nhiều nhà nghiên cứu đã đề xuất nhiều phương pháp điều khiển ĐCKĐB khác, đặc biệt là các

phương pháp điều khiển phi tuyến, có thể kể đến như: Điều khiển dùng mô hình nội ( Internal Model Control: IMC) [22]-[23], điều khiển tuyến tính hóa vào ra ( Input Output Linearization Control: IOLC) [24], đặc biệt là điều khiển trượt (Sliding Mode Control:

SMC) Phương pháp điều khiển trượt là một trong những phương pháp điều khiển phi tuyến được áp dụng để điều khiển động cơ không đồng bộ với độ bền vững cao với sự thay đổi của mô hình động cơ Các nghiên cứu về điều khiển trượt ĐCKĐB được liệt kê trong [7]-[15] đã chứng tỏ những ưu điểm rõ rệt của điều khiển trượt trong điều khiển ĐCKĐB

so với các phương pháp khác Tuy nhiên, nhược điểm của những công trình này chính là

Trang 5

chất lượng điện áp và dòng điện tải thấp do sử dụng bộ nghịch lưu hai bậc truyền thống trong phần thực nghiệm Những hạn chế này có thể khắc phục được bằng cách sử dụng bộ biến tần ma trận thay thế cho các bộ nghịch lưu truyền thống

1.3.3 Danh mục các công trình liên quan

a Của chủ nhiệm và những người tham gia thực hiện đề tài

[1] D.T.H.Tham, D.H.Nghia Sliding Mode Control of Induction Motor.2007 The 2007 International Symposium on Advanced Science and Engineering,

[2]

D.H.Nghia,N.V.Nho,H.H.Lee Control of induction motor using IMC

approach 2007 ICPE’07 Conference in Daegu, Korea

• Bài báo trình bày kỹ thuật điều khiển ĐCKĐB dùng mô hình nội, bao gồm mô hình thuận (process model) là mô hình toán học hệ thống và

mô hình ngược (inverse model) là nghịch đảo của mô hình thuận Các kết quả mô phỏng đã chứng minh tính hiệu quả của phương pháp đề xuất Tuy nhiên, tương tự [1], bài báo cũng dừng lại ở mô phỏng mà chưa có thực nghiệm để kiểm chứng

[3]

P.Q.Dzung, L.M.Phuong, P.Q.Vinh, N.M.Hoang, N.X.Bac A New Switching Technique for Direct Torque Control of Induction Motor using

Four Switch Three-Phase Inverter PEDS'07 Thailand, p227

• Bài báo đề xuất một phương pháp điều khiển trực tiếp mô-men cho

bộ nghịch lưu 3 pha 4 khoá với nguồn DC cân bằng Luật đóng cắt các khoá bán dẫn được điều khiển trực tiếp nhờ vào bảng so sánh các tín hiệu từ thông và mô-men đặt và ước lượng từ tín hiệu dòng, áp stator đo được Giải thuật được kiểm chứng bằng thực nghiệm trên

[5] P.Q.Dzung, T.P.Hoa, L.M.Phuong, N.X.Bac.Fault Detection using ANN

for Four Switch Three Phase Inverter fed Induction Motor Drive ICSET’08 Singapore,p1385-1389

[6]

[7]

[8]

[9]

Trần Công Binh, Dương Hoài Nghĩa Điều khiển động cơ không đồng bộ

dùng mô hình nội Tạp chí Khoa học Công nghệ, số 54, pp.64-67, 2005

Nguyen Xuan Bac, Duong Hoai Nghia, Nguyen Van Nho A Sliding Mode Controller for Induction Motor fed with Three-Level Inverter ICIA’09 June

22-24, 2009 China pp 489-494

D.H.Nghia, N.V.Nho, N.X.Bac “Điều khiển trượt động cơ không đồng bộ

ba pha nuôi bởi bộ nghịch lưu áp ba mức” Tạp chí khoa học và công nghệ các trường đại học kỹ thuật, số 74-2009, p12-18

N.V.Nho, N.X.Bac, H.H.Lee “An Optimized Discontinuous PWM Method

to Minimize Switching Loss for Multilevel Inverters” IEEE Transactions

on Industrial Electronics, Vol.58, No 9, pp 3958 – 3966, Sep 2011

b Của những người khác

[10] Sachit Rao, Martin Buss, and Vadim Utkin, “An Adaptive Sliding Mode

Observer for Induction Machines”, American Control Conf.,Jun 2008, Washington,USA

• Ý tưởng của bài báo là sử dụng mô hình thích nghi để ước lượng các thông số dòng và từ thông của động cơ theo phương pháp trượt sau

đó điều khiển cũng dùng phương pháp này Kết quả được kiểm chứng bằng mô phỏng trên Matlab/Simulink với sai số ước lượng nhỏ và đáp ứng tốc độ tương đối tốt Hạn chế của bài báo là chưa có thực nghiệm để kiểm chứng lý thuyết

[11] K K Shyu and H J Shieh, “A new switching surface sliding-mode speed

control for induction motor drive systems,” IEEE Trans Power Electron.,

vol 11, no 4, pp 660-667, Jul 1996

• Tác giả đã đề xuất một phương pháp thiết lập mặt trượt cho bộ điều khiển tốc độ động cơ KĐB mà chỉ phụ thuộc vào sai số tốc độ và tích phân sai số tốc độ Ý tưởng của phương pháp dựa trên bộ điều khiển PID truyền thống Tuy nhiên, tác giả đã khéo léo chọn luật điều khiển để giữ cho từ thông bám theo từ thông đặt (mặc dù mặt trượt không chứa yếu tố dòng điện hay từ thông) Bài báo được kiểm chứng bằng mô phỏng và thực nghiệm với động cơ công suất nhỏ 0.8kW, tốc độ 2000 vòng/phút, giải thuật được cấy trên chip Intel

486 và sử dụng sensor LEM để đo dòng, áp Kết quả tốc độ đáp ứng rất tốt, tuy nhiên tác giả không đề cập đến đáp ứng từ thông và mô men

[12] Z Yan, C Jin, and V I Utkin, “Sensorless sliding-mode control of

induction motors,” IEEE Trans Ind Electron., vol 47, pp 1286-1297,

Dec 2000

• Tác giả đã thực hiện ước lượng tốc độ từ các thông số dòng, áp stator nhờ bộ ước lượng sliding mode Sau đó đưa ra bộ điều khiển với 3 mặt trượt hướng đến điều khiển các tham số từ thông, mô men và cả điện áp 3 pha! Đây chính là điểm mới trong ý tưởng Kết quả được kiểm chứng bằng thực nghiệm trên DSPACE DS1102 Kết quả đáp ứng từ thông bám rất tốt theo tín hiệu đặt với dao động không đáng

kể Ngoài ra, dòng điện cũng tương đối sin

[13] Lin, F.-J Shen, P.-H ,” Robust Fuzzy Neural Network Sliding-Mode Control for Two-Axis Motion Control System”, IEEE Trans Ind Electro., Vol 53, pp.1209- 1225, Jun 2006

• Bài báo đề xuất sử dụng mô hình mờ nơron để huấn luyện các thông

số của bộ điều khiển trượt trên cơ sở định hướng từ thông động cơ Một mô hình tham chiếu được sử dụng để so sánh đưa ra tín hiệu điều khiển Mặc dù mô hình rất phức tạp nhưng tác giả đã khéo léo cấy được giải thuật vào DSP TMS320C32 và thực nghiệm thành công

[14] V I Utkin, “Sliding mode control design principles and applications to

electric drives,” IEEE Trans Ind Electron., vol 40, pp 23-36, Feb 1993

[15] M Tursini, R Petrella, and F Parasiliti, “Adaptive sliding mode observer

for speed sensorless control of induction motors,” IEEE Trans Ind Applicat., vol 36, pp 1380-1387, Sept./Oct 2000

[16] Li Ying, Zou Jingxiang, Fu Xi, Zhang Xinzheng and Li Xiuhua, “The Self-Adjustable Fuzzy Sliding Mode Control for AC Speed Drive

Systems”, Proceeding of the American Control Conference Chicago, illinois,June 2000

[17] A Derdiyok, M K Guven, H Rehman, N Inanc, and L Xu, “Design and implementation of a new sliding-mode observer for speed-sensorless

control of induction machine,” IEEE Trans Ind Electron., vol 49, no 5,

pp 1177-1182, Oct 2002

[18] H J Shieh and K K Shyu “Nonlinear sliding-mode torque control with

adaptive backstepping approach for induction motor drive,” IEEE Trans Ind Electron., vol 46, pp 380, Apr 1999

M.Trzynadlowski, “ Stator Resistance Tuning in an Adaptive Direct

Field-Orientation Induction Motor Drive at Low Speeds”, Conf of the IEEE Ind Electron Socie., Pov 2004, Busan, Korea

[20] Fodor D., Katona Z., Szesztay E., “Field-oriented control of induction

motors using DSP”, Computing & Control Engineering Journal, p.61 Apr

1994

[21] S Doki, S Sangwongwanich, and S Okuma, “Implementation of sensor-less field-oriented vector control using adaptive sliding observer,”

speed-in Conf Rec IEEE IECOP'92, vol 1, 1992, pp 453-458

[22] C Lascu, I Boldea, and F Blaabjerg, “Direct torque control of sensorless

induction motor drives: A sliding-mode approach,” IEEE Trans Ind Appl., vol 40, no 2, pp 582-590, Mar./Apr 2004

• Mục đích của tác giả nhằm giảm nhấp nhô dòng điện, từ thông, mô men của động cơ khi động cơ đã đạt xác lập, điều mà phương pháp DTC thông thường luôn gặp phải Tác giả đã rất khéo léo lồng bộ giám sát trượt vào trong bộ ước lượng từ thông và mô men để tăng

độ chính xác của việc ước lượng Cũng nhờ phương pháp ước lượng trượt này mà bộ điều khiển có thể đáp ứng tốt ngay cả khi thay đổi thông số động cơ Kết quả được kiểm chứng bằng thực nghiệm với chip điều khiển DSP ADSP-21062 DSP Kết quả từ thông và mô ment ít dao động hơn khi xác lập.Tuy nhiên tốc độ vẫn còn dao động mạnh Tác giả cũng không đề cập đến chất lượng dòng stator trong báo cáo của mình

[23] T G Habetler, F Profumo, M Pastorelli, and L M Tolbert, “Direct

torque control of induction machines using space vector modulation,”

IEEE Trans Ind Applicat., vol 28, pp 1045-1053, Sept./Oct 1992

[24] C Lascu, I Boldea, and F Blaabjerg, “A modified direct torque control

for induction motor sensorless drive,” IEEE Trans Ind Applicat., vol 36,

pp 122-130, Jan./Feb 2000

[25] Kefsi.L,Chrifi.L,Mahieddine.S.M,Pinchon.D,Castelain.J.M Multivariable

CGPC based internal model control: application to induction motor

control, IEEE ICIT’04 p.444 - 448 Vol.1

1.4 Kết quả đạt được của đề tài

Sau khi thực hiện đề tài NCKH này, tác giả cùng nhóm nghiên cứu đã đạt được những kết quả như sau :

• 01 Bài báo khoa học tại hội nghị quốc tế ASAC 2011

Nguyen Xuan Bac, Duong Hoai Nghia, Nguyen Van Nho, Phan Quoc Dzung

Simulation of Induction Motor Control with SMC approach fed by Matrix Converter ASAC 2011 pp 152-156

• Mô hình bộ biến tần ma trận trực tiếp 3x3, điều khiển ĐCKĐB sử dụng card DSP 28335 và FPGA Spartan 3E

• Chương trình mô phỏng và thực nghiệm điều khiển trượt và điều khiển DTC tốc

độ động cơ không đồng bộ

Điểm mới của đề tài này là tiến hành điều khiển tốc độ ĐCKĐB với nguồn nuôi là

bộ biến tần ma trận trực tiếp Do thời gian có hạn nên đề tài còn nhiều hạn chế về việc thử nghiệm trên hệ thực, đồng thời đưa ra những đánh giá xác thực hơn dựa trên các kết quả thực nghiệm này Đề tài dừng lại ở kết quả thực nghiệm điều khiển tốc độ ĐCKĐB với giải thuật DTC và các kết quả mô phỏng điều khiển tốc độ ĐCKĐB với giải thuật DTC và điều khiển trượt (SMC)

sử dụng bộ biến đổi ma trận đã được ứng dụng vào thực tế một cách rộng rãi và hứa hẹn sẽ trở thành một mô hình hoàn thiện theo đà phát triển của công nghệ.

Bộ biến đổi ma trận là một bộ chuyển đổi AC-AC có khả năng chuyển đổi dạng sóng điện

áp ngõ vào thành điện áp ngõ ra thay đổi với tần số ngõ ra không hạn chế trong những giới hạn yêu cầu bởi tần số đóng ngắt Hệ thống ba pha của bộ biến đổi ma trận gồm 9 công tắc hai chiều được phân bố theo ma trận 3x3 như hình 2.1 Việc phân bố các công tắc 2 chiều như vậy để các pha ngõ vào có thể được kết nối với các pha ngõ trong bất kì khoảng thời gian đóng ngắt nào Các công tắc được điều khiển sao cho điện áp ngõ ra trung bình có dạng sóng sin với biên độ và tần số mong muốn

Hình 2.1: Mô hình đơn giản hóa của MC

Việc phát triển một mô hình thực tế của bộ biến đổi ma trận bắt đầu từ công trình của Venturini và Alesina vào năm 1980 Họ đã trình bày mạch công suất của bộ biến đổi như một ma trận của các công tắc 2 chiều và đặt tên là “ matrix converter” Một trong những đóng góp chính của Venturini và Alesina là việc phát triển một sự phân tích toán học chặt chẽ để biểu diễn hoạt động ở tần số thấp của bộ biến đổi, đưa ra quan niệm về “ma trận điều biến tần

số thấp” Trong phương pháp điều biến của họ, được biết đến như là một phương pháp hàm chuyển đổi trực tiếp, các điện áp ngõ ra mong muốn có được từ phép nhân của ma trận điều biến với các điện áp ngõ vào Một phương pháp điều khiển khác dựa trên ý tưởng “ liên kết dc ảo” được giới thiệu bởi Rodriguez vào năm 1983 Trong phương pháp này việc đóng ngắt được sắp xếp sao cho mỗi đường ra được chuyển đổi giữa các đường ngõ vào dương nhất và âm nhất

sử dụng kĩ thuật điều biến PWM vốn được sử dụng trong các bộ biến đổi nguồn áp chuNn Khái niệm này còn được biết đến như là một phương pháp hàm “chuyển đổi gián tiếp” Vào năm 1985-1986, Ziogas et al đã xuất bản 2 bài báo để mở rộng ý tưởng liên kết dc ảo của Rodriguez kèm theo một giải thích toán học chặt chẽ Vào năm 1983 Braun và năm 1985 Kastner và Rodriguez đã đề cập đến việc sử dụng vector không gian vào việc nghiên cứu và điều khiển bộ biến đổi ma trận Bằng thực nghiệm Kastner và Rodriguez đã cho thấy bộ biến đổi ma trận với

9 công tắc điện có thể được sử dụng một cách hiệu quả trong việc điều khiển vectơ của một động cơ không đồng bộ với chất lượng của dòng điện ngõ ra và ngõ vào cao N ăm 1989, một số bài báo được xuất bản đã vận dụng nguyên tắc của điều biến vector không gian để điều khiển

bộ biến đổi ma trận cùng với các vấn đề về điều biến

Các phương pháp điều biến dựa trên phương pháp Veturini được xem như “các phương pháp trực tiếp” Trong khi các phương pháp dựa trên liên kết dc ảo được biết đến như “các phương pháp gián tiếp”

N gày nay, việc nghiên cứu chủ yếu tập trung vào các khía cạnh kĩ thuật và hoạt động như: vấn đề thực thi một cách tin cậy của các phương pháp chuyển mạch, các vấn đề bảo vệ,

hoạt động của bộ biến đổi ma trận trong điều kiện điện áp ngõ vào bất thường, thiết kế bộ lọc…

Đối với các biến tần thông dụng, cấu tạo có thể được chia thành 2 bộ phận riêng biệt sau:

Bộ nghịch lưu (inverters): được dùng để chuyển đổi điện áp (dòng điện) DC ra điện áp (dòng

điện) AC

Bộ chỉnh lưu (Rectifiers): được dùng để chuyển đổi điện áp hay dòng điện AC ( thường từ

nguồn cấp điện lưới tần số 50 hoặc 60 hz) thành điện áp hay dòng điện DC

Bộ chỉnh lưu và nghịch lưu thường được kết hợp để tạo ra bộ chuyển đổi gián tiếp AC-AC như hình 1.2 bên dưới:

Hình 2.2: Sơ đồ của một bộ chuyển đổi AC-AC thông dụng

Đối với các biến tần kiểu này, ngoài hai bộ phận chỉnh lưu và nghịch lưu còn yêu cầu bắt buộc phải có tụ điện đủ lớn để tích lũy năng lượng Các tụ điện loại này trong công nghiệp thường cồng kềnh, đắt tiền, có tính dung nạp thấp đối với nhiệt độ cao và tuổi thọ tương đối ngắn

Bộ biến đổi ma trận có thể được xem là “ giải pháp toàn silic” của vấn đề chuyển đổi công suất AC-AC So với mô hình Chỉnh lưu/nghịch lưu thông thường, bộ biến đổi ma trận có nhiều ưu điểm Cấu trúc của nó không đòi hỏi bộ lưu trữ năng lượng bằng liên kết DC Điều này loại trừ được các nhược điểm do tụ điện gây ra, do đó một hệ thống chuyển đổi gọn nhẹ và hiệu quả có thể được thiết kế Bằng cách điều khiển các thiết bị đóng ngắt một cách hợp lí, điện áp ngõ ra

và dòng điện ngõ vào là sin với các sóng hài chỉ tương đương hoặc cao hơn tần số đóng ngắt của các thiết bị bán dẫn

Với việc giảm giá thành của các sản phNm bán dẫn trong những năm gần đây bộ biến đổi ma trận đã trở thành một sự thay thế hấp dẫn cho các bộ chuyển đổi đấu lưng (back to back converter) N hững giải pháp hiệu quả và cải tiến cho bộ biến đổi ma trận sẽ đNy mạnh quá trình thương mại hóa của bộ chuyển đổi này trong các ứng dụng như các thiết bị động cơ liền máy,

hàng không vũ trụ và các ứng dụng thủy lực nơi mật độ công suất, không gian và khối lượng đóng vai trò chính Quan điểm này được củng cố hơn bởi khả năng bộ biến đổi ma trận có thể trở thành một mô hình chuyển đổi lí tưởng khi sử dụng kỉ thuật tương lai như các linh kiện cacbit silic chịu nhiệt cao bởi chúng có thể làm việc trong môi trường có khoảng biến đổi nhiệt

độ rộng Hơn nữa, sự vắng mặt của các tụ điện hóa lớn góp phần giải quyết vấn đề của các thiết

bị điện làm việc trong các điều kiện môi trường khác nhau

2.2 Bộ biến tần ma trận trực tiếp

2.2.1 Cấu trúc bộ biến tần ma trận trực tiếp

Hệ thống ba pha của bộ biến đổi ma trận gồm 9 công tắc hai chiều được phân bố theo ma trận 3x3 như hình 2.3 Việc phân bố các công tắc 2 chiều như vậy để các pha ngõ vào (A, B,C)

có thể được kết nối với các pha ngõ ra (a, b, c) trong bất kì khoảng thời gian đóng ngắt nào Các công tắc được điều khiển sao cho điện áp ngõ ra trung bình có dạng sóng sin với biên độ và tần

số mong muốn

Hình 2.3: Mô hình đơn giản hóa của bộ biến đổi ma trận

Trong suốt quá trình đóng ngắt các công tắc, 2 qui luật cơ bản quan trọng nhất cần tuân theo là:

- Các pha ngõ vào không được ngắn mạch

- Vì bản chất cảm điện của tải, các pha ngõ ra không được hở mạch

Do đó, nếu chức năng đóng ngắt của một công tắc trên hình 2.1 được định nghĩa:

-N hóm thứ nhất gồm sáu kết hợp mà mỗi pha ngõ ra được kết nối với pha ngõ vào khác nhau

- N hóm thứ hai, gồm 18 kết hợp có 1 áp dây ngõ ra bằng 0

- Ở nhóm 3, có 3 kết hợp mà các áp dây ngõ ra đều bằng 0

Bảng 2.1: Các kết hợp đóng ngắt của bộ biến đổi công suất

Các điện áp ngõ ra và các điện áp nguồn trong hình 2.1 có thể được biểu diễn bởi các vectơ :

= , = (2.3)

Mối liên hệ giữa các điện áp này được biễu biễn:

= (2.4)

= T (2.5)

Với T là ma trận chuyển đổi tức thời

Tương tự, ta cũng có các mối liên hệ giữa các dòng điện ngõ ra và ngõ vào:

= , = (2.6)

= (2.7)

Với là ma trận chuyển vị của T

Các đẳng thức (2.4) và (2.6) cho thấy các mối quan hệ giữa các đại lượng ngõ vào và ngõ

ra Để rút ra được các qui tắc điều biến, cần xem xét các biểu đồ đóng ngắt được sử dụng Các biểu đồ này cơ bản tuân theo qui luật ở giản đồ đóng ngắt trên hình 2.2

Hình 2.4: Dạng chung của giản đồ đóng ngắt

Xem như các công tắc điện 2 chiều làm việc ở tần số cao, lúc đó điện áp ngõ ra tần số thấp của các biên độ và tần số thay đổi có thể được tạo ra bởi việc điều biến chu kì nhiệm vụ của các công tắc sử dụng các hàm đóng ngắt tương ứng của chúng.Chu kì nhiệm vụ điều biến được định nghĩa cho mỗi công tắc để xác định trạng thái trung bình cho dạng sóng điện áp ngõ

ra, chu kì nhiệm vụ điều biến được định nghĩa bởi:

= (2.11)

= (2.12)

Lúc này biểu thức ràng buột cho bộ biến đổi ma trận có thể được viết lại:

= 1 , j (2.13)

2.2.2 Các phương pháp điều biến cơ bản

Giả sử điện áp pha ngõ vào và dòng điện pha ngõ ra được biểu diễn bởi:

=

Với =( - ) (2.18)

=

Với =( + ) (2.19)

Với ma trận điều biến ở đẳng thức (2.18) độ dịch chuyển pha ngõ vào bằng ngõ ra = ,

trong khi ma trận điều biến ở đẳng thức (2.19) độ dịch chuyển pha ngõ vào ngược pha với ngõ ra

= N ếu 2 giải pháp được kết hợp, sẽ cho ra một ma trận điều biến có góc dịch chuyển pha ngõ vào điều khiển được

= + (2.20)

Với + = 1

Bất chấp mọi giá trị của góc dịch pha tải, nếu = , góc dịch pha ngõ vào sẽ là duy nhất N hững trường hợp khác, thông qua cách chọn các thông số , , góc dịch chuyển pha ngõ vào có thể thay đổi dựa vào các kết hợp của 2 nhân tố sớm và trễ pha của góc dịch pha tải

N ếu = , các hàm điều biến có thể được viết ở dạng thu gọn:

= = ( 1+ ), với K , j (2.21)

là giá trị biên độ của điện áp pha ngõ vào

Thuật toán điều biến trong đẳng thức (2.21) phù hợp với sự thực thi trong thời gian thực

nhưng trong thực tế nó thường không được sử dụng bởi sự hạn chế về tỉ số truyền dẫn 50%

2.2.2.1 Phương pháp điều biến Venturini tối ưu

Phương pháp Veturini với giới hạn tỉ số truyền dẫn 50% có thể được cải tiến bằng cách

thêm các sóng hài bậc ba của các tần số ngõ vào và ngõ ra vào ma trận điện áp ngõ ra

như ở đẳng thức (2.22)

Chú ý rằng thành phần sóng hài bậc ba ở tần số ngõ vào cũng như ngõ ra được đưa vào Khi đó đẳng thức (2.21) với góc dịch pha ngõ vào duy nhất sẽ là

K , j = 0 , , Với k =A, B, C tương ứng

Phương pháp này được biết đến như là phương pháp Veturini tối ưu Lúc này hệ số truyền dẫn điện áp tối đa, q ,có thể tăng lên đến 86% Hệ số truyền dẫn điện áp có thể được định nghĩa

là hệ số giữa thành phần cơ bản giữa ngõ vào và ngõ ra, giá trị tối đa lúc này là 0.866

Hình 2.5: Dạng sóng lí thuyết minh họa giới hạn hệ số truyền dẫn điện áp 50%

Hình 2.6: Dạng sóng lí thuyết mô tả việc thêm sóng hài bậc ba

để đạt được tỉ số truyền dẫn điện áp tối ưu 86%

Vấn đề thực thi này được giải quyết bằng các vi xử lí hiện đại có tần số làm việc đến

hàng chục Mhz, việc điều khiển góc dịch pha ngõ vào có thể được đưa vào đẳng thức (2.22)

bằng cách thêm vào một độ dịch pha giữa các điện áp ngõ vào thực tế và các điện áp ngõ vào N ếu góc dịch pha ngõ vào không còn đơn nhất, giới hạn tỉ số truyền dẫn của điện áp ngõ ra

sẽ giảm từ 0.866 đến một giá trị nhỏ hơn phụ thuộc vào góc dịch pha đạt được ở ngõ vào Do

đó, giá trị của điện áp ngõ ra sẽ nhỏ hơn 86% điện áp ngõ vào

2.2.2.2 Phương pháp điều biến véc-tơ không gian

Phương pháp vectơ không gian là một phương pháp nổi tiếng và được sử dụng rộng rãi trong các bộ nghịch lưu thông thường, ứng dụng của phương pháp này trong việc điều khiển bộ biến đổi ma trận về nguyên lý cũng tương tự như trong các bộ nghịch lưu nhưng có phần phức tạp hơn Điều biến vectơ không gian được sử dụng trong việc điều khiển điện áp ngõ ra và cả dòng ngõ vào của bộ biến đổi ma trận Phương pháp này rất trực quan và linh hoạt trong việc điều khiển các đại lượng ngõ ra và dòng ngõ vào bộ biến đổi ma trận khi qui đổi các đại lượng biến thiên theo thời gian thực của này thành các vectơ không gian dòng điện và điện áp

Để phân tích chi tiết phương pháp điều biến vectơ không gian, cần xem xét mối liên hệ giữa các đại lượng ngõ vào và ngõ ra bộ biến đổi ma trận, từ đó rút ra được ma trận điều biến phù hợp

Ở đẳng thức (2.14) ta đã có được vectơ điện áp pha ngõ vào:

Với 0 m 1 là chỉ số điều biến và là góc bất kì, (2.23), (2.24) và (2.25) thỏa mãn (2.11) với:

= m (2.26)

Biểu thức (2.26) cho thấy nếu = 0, m = 1 thì sẽ có được độ lợi điện áp lớn nhất là

Đẳng thức (2.25) trình bày phương pháp hàm chuyển đổi gián tiếp (ITF) Ma trận chuyển đổi này bằng tích của hai ma trận:

= (2.27)

Bằng các nhân ma trận với vectơ điện áp ngõ vào (2.23), ta có được một

điện áp không đổi:

= = const (2.28)

Điều này tương đương với hoạt động của một bộ chỉnh lưu điện áp (VSR)

Kết hợp (2.27), (2.28) và (2.11) ta được:

= (2.29)

Điều này tương đương với hoạt động của một bộ nghịch lưu điện áp (VSI).Do đó phương pháp

chuyển đổi gián tiếp (ITF) tương đương với sự chuyển đổi VSR-VSI như hình 2.7 bên dưới:

Hình 2.7: Minh họa chuyển đổi VSR-VSI

Dựa trên phương pháp chuyển đổi gián tiếp, điều biến vectơ không gian được sử dụng đồng

thời trong cả 2 phần VSR và VSI của bộ biến đổi ma trận:

- Điều biến vectơ không gian điện áp ngõ ra VSI (VSI-VSM):

Xem phần VSI của mạch hình 2.5 là một VSI độc lập được cung cấp bởi một nguồn DC,

Vectơ không gian của các điện áp dây ngõ ra được định nghĩa:

= ( + + ) (2.30)

Các công tắc trong phần VSI của hình 2.5 chỉ có thể có 6 kết hợp cho phép mà các điện

áp ngõ ra khác không và 2 kết hợp mà các điện áp ngõ ra bằng không Do vậy vectơ không gian điện áp ngõ ra chỉ có 7 giá trị - , gọi là các vectơ chuyển đổi trạng thái điện áp

Bảng 2.2 Các vectơ chuyển đổi trạng thái điện áp

Với và tương ứng là thời gian tác dụng của 2 vectơ và

là thời gian tác dụng của vectơ không

Các vùng trên hình lục giác VSI trên hình 2.10 tương ứng trực tiếp đến các phân đoạn 60 trong

1 chu kỳ các điện áp dây ngõ ra mong muốn trên hình 2.10

t - + 30 ( )

Hình 2.10: Các phân đoạn 60 của điện áp dây ngõ ra

Hình 2.11: Tổng hợp các điện áp dây ngõ ra VSI trong 1 chu kì lấy mẫu

Sự tổng hợp các điện áp dây ngõ ra cho 1 chu kì đóng ngắt trong phân đoạn 60 đầu tiên,

dựa trên sự phân bố thời gian tác dụng của các vectơ (p,n,n) , (p,n,p) và ( (n,n,n) hoặc

(p,p,p)) được minh họa trên hình 2.11 Các điện áp dây ngõ ra trung bình là:

Ma trận là ma trận chuyển đổi tần số thấp của VSI, thay thế tỉ số điều biến ở

đẳng thức (2.33) vào (2.36) ta được các điện áp dây ngõ ra mong muốn như (2.24)

- Điều biến vectơ không gian dòng điện ngõ vào VSR (VSR-VSM):

Xem phần VSR trong mạch hình 2.5 là một phần chỉnh lưu độc lập với ngõ ra

= Phương pháp điều biến dòng ngõ vào VSR hoàn toàn tương tự với phương pháp điều biến áp ngõ ra VSI

là vectơ không gian của dòng điện pha ngõ vào

Ta có các tất cả các kết hợp đóng ngắt cho phép của khối VSR trong hình 2.5 và vectơ không

gian tương ứng với các kết hợp đóng ngắt đó trên bảng 2.3 bên dưới:

Bảng 2.3 Các vectơ chuyển đổi trạng thái dòng điện

Các chỉ số VSI là , và được thay thế tương ứng bởi các chỉ số VSR là , và

Thay tỉ số điều biến từ (2.39) vào (2.42) ta có được các dòng pha ngõ vào mong

muốn điện áp ngõ ra trung bình được xác định:

Điều biến vectơ không gian dòng điện ngõ vào và điện áp ngõ ra bộ biến đổi ma trận:

Vì các điện áp ngõ ra trung bình của khối SVM VSR, và dòng ngõ vào trung bình của khối SVM

VSI là không đổi nên có thể liên kết trực tiếp 2 khối này lại với nhau Thay từ đẳng thức

(2.43) cho (2.36) và sử dụng từ (2.42), ta có được cùng một biểu thức cho ma

trận chuyển đổi tần số thấp của bộ biến đổi ma trận như ở biểu thức (2.25) với m = Để

đơn giản, ta chọn = 1 và m =

Thuật toán điều biến được được rút ra từ ma trận chuyển đổi tần số thấp (2.25) với cùng

một cách thức như với SVM VSI (2.34) – (2.36)và SVM VSR (2.40)– (2.42).Vì cả lục giác VSI

và VSR đều chứa 6 sector nên có tất cả 36 kết hợp hoặc chế độ hoạt động N ếu ở 1 thời điểm đặc

biệt, phân đoạn 60 đầu tiên của điện áp ngõ ra và phân đoạn 60 đầu tiên của dòng điện ngõ vào

hoạt động, lúc này bằng cách sử dụng (2.35) và (2.41), ma trận chuyển đổi tần số thấp (2.25) trở

Có thể thấy được, trong trường hợp phân đoạn 60 đầu tiên của điện áp ngõ ra và phân

đoạn 60 đầu tiên của dòng điện ngõ vào hoạt động, như ví dụ trên, điện áp dây ngõ ra có thể

được tổng hợp bên trong mỗi chu kì đóng ngắt từ những lấy mẫu của 2 điện áp dây ngõ vào

và .So sánh (2.47) và (2.34), có thể kết luận rằng điều biến vectơ không gian (VSM) của điện

áp ngõ ra và dòng điện ngõ vào tức thời có thể đạt được bằng cách sử dụng điều biến vectơ không

gian (VSI SMV) chuNn một cách liên tục vào 2 liên kết VSI của bộ biến đổi ma trận

N gõ vào tương ứng của mỗi liên kết VSI là và Khi VSI VSM chuNn được áp dụng

vào liên kết VSI thứ nhất, = , chu kì nhiệm vụ của 2 vectơ không gian tổng hợp điện áp

kế cận là và , như được xác định ở (2.48) VSI VSM chuNn trong liên kết VSI thứ hai,

= , chu kì nhiệm vụ của 2 vectơ không gian tổng hợp điện áp kế cận là và , cũng

đã được xác định ở (2.48).Trong suốt những phần còn của chu kì đóng ngắt :

điện áp dây ngõ ra bằng không, bằng cách sử dụng vectơ tổng hợp điện áp không Các

biểu thức về chu kì nhiệm vụ (2.48) là giống nhau cho tất cả các chế độ hoạt động Từ đótrình tự

đóng ngắt của các công tắc trong một chu kì đóng ngắt được xác định Điều này đòi hỏi sự quyết

định những kết hợp nào trong nhóm III, bảng 2.1 được sử dụng làm vectơ không gian tổng hợp

zero (zero SSV), và 5 kết hợp đóng ngắt được sắp xếp như thế nào trong chu kì đóng ngắt Trong những kết hợp có thể, nên sử dụng những kết hợp chỉ đòi hỏi mỗi công tắc thay đổi trạng thái một lần duy nhất trong suốt chu kì đóng ngắt Sử dụng trình tự đóng ngắt

và zero SSV tối ưu được chọn cho từng chế độ hoạt động trong 36 chế độ hoạt động

Hình 2.11: Tổng hợp các điện áp dây ngõ ra của bộ biến đổi ma trậncho 2 trường hợp

Sự tổng hợp dạng sóng điện áp dây ngõ ra cho 2 trường hợp = 0 và = 30 được minh họa trên hình 2.11 Dạng sóng của 2 điện áp dây ngõ ra còn lại, với dấu ngược lại, được chỉ ra trên hình

Các dòng pha ngõ vào, cho ví dụ trên, được tổng hợp như sau:

= ( ) + ( ) + ( ) + ) (2.49)

Một bảng đặc biệt của 5 kết hợp đóng ngắt được lựa chọn, phụ thuộc vào chế độ hoạt động hiện thời Bằng cách quan sát đồng thời vectơ điện áp tần số thấp mong muốn trong lục giác

chỉnh lưu và vectơ dòng điện tần số thấp mong muốn trong lục giác nghịch lưu bộ biến đổi ma

trận, phương pháp điều biến vectơ không gian MC SVM) có thể dễ dàng thực hiện

Giả sử, tại một thời điểm nào đó vectơ không gian điện áp pha ngõ vào thuộc sector thứ nhất của lục giác nghịch lưu, vectơ không gian tổng hợp điện áp hiện thời là = và = ,

và nếu cũng thuộc sector thứ nhất của lục giác nghịch lưu bộ biến đổi ma trận, vectơ không gian tổng hợp dòng điện hiện thời là = và = Các cặp vectơ không gian tổng hợp điện

áp – dòng điện được đưa vào 1 chuỗi kế tiếp - , - , - , - và - Mỗi cặp

vectơ không gian tổng hợp điện áp – dòng điện tương ứng với một kết hợp đóng ngắt với thời gian được xác định bởi (2.48)

Chẵng hạn, khi áp dụng , từ hình 2.10, ta có p =A và n = B, với ứng dụng đồng thời của

, từ hình 2.6 , ta có a = p, b = n, c = p Do đó, cặp vectơ không gian tổng hợp điện áp –

dòng điện - được thực hiện bởi kết hợp đóng ngắt a = A, b =B, c= C, trạng thái này được

giữ ON trong khoảng thời gian Thời gian ON của từng công tắc trong bộ biến đổi ma trận

ở cặp sector I-I của vectơ không gian điện áp dây ngõ ra và dòng điện pha ngõ vào có thể được xác định từ bảng 2.4

p n A B C

Thời gian O

Điện áp dây ngõ ra

Hình 2.15, 2.15, 2.16, 2.17, 2.18 minh họa các kết hợp đóng ngắt ABB, ABA, ACA, ACC

và CCC

Hình 2.14: Kết hợp I6 – V1 trong thời gian

Hình 2.16: Kết hợp I1 – V6 trong thời gian

Hình 2.18: Kết hợp I0 – V0 trong thời gian

2.3 Các phương pháp chuyển mạch trong bộ biến đổi ma trận

Trong điều khiển chuyển mạch của các bộ biến đổi ma trận thì tiêu chí được đặt

- Trạng thái đóng ngắt và điều khiển chuyển mạch phải đảm bảo dòng nguồn vào

là sin và các đại lượng dòng điện, điện áp ngõ ra dạng sin

2.3.1 Chuyển mạch 2 bước

Để minh họa cho giải thuật điều khiển đóng ngắt cho các phương pháp, ở đây

ta xét chuyển mạch đơn giản giữa 2 pha nguồn nối ra 1 pha tải

Xét sự chuyển mạch đơn giản giữa 2 khóa đôi, giữa 2 pha VA và VB, khi chuyển mạch từ pha A sang pha B:

Hình 2.19: Sơ đồ bộ biến đổi từ 2 pha sang 1 pha

- Các khóa SAa1 và SAa2 ngắt,

- Các khóa SBb1 và SBb2 đóng,

Ta có giản đồ đóng ngắt các khóa theo phương pháp 2 bước

Hình 2.20: Trạng thái đóng ngắt khóa bán dẫn lý tưởng

Do sự chuyển mạch trong các linh kiện bán dẫn không phải là lý tưởng, nên thường có một khoảng “thời gian trễ”, thời gian chuyển mạch của các linh kiện bán dẫn từ trạng thái đóng sang trạng thái ngắt, hay từ trạng thái ngắt sang trạng thái đóng khác nhau:

Trong quá trình chuyển mạch giữa hai linh kiện, khoảng thời gian trễ này có thể là nguyên nhân gây ra ngắn mạch, khi có một linh kiện được đóng ngay tức thì trong khi linh kiện kia chưa kịp ngắt

Để tránh tình trạng gây sự cố ngắn mạch đầu nguồn ta thường điều khiển các khóa bán dẫn đóng ngắt có thời gian chết (deadtime)

Cụ thể các trạng thái đóng ngắt các khóa chuyển mạch từ pha A sang pha B như sau:

Hình 2.21: Trạng thái đóng ngắt khóa bán dẫn theo phương pháp 2 bước có deadtime

Ưu khuyết điểm phương pháp chuyển mạch 2 bước:

Ưu điểm:

- Thuật toán điều khiển đóng ngắt cho các khóa bán dẫn đơn giản

- Kết cấu phần cứng đơn giản, dễ dàng

2.3.2 Chuyển mạch 4 bước

2.3.2.1 Chuyển mạch 4 bước theo dòng điện ngõ ra

Trạng thái chuyển mạch phụ thuộc vào chiều dòng điện ngõ ra của bộ biến đổi

ma trận ta có nguyên tắc chuyển mạch như sau:

Giả sử trong trường hợp này chiều dòng điện ngõ ra I L > 0 và V A > V B, hai

khóa S Aa1 , S Aa2 cùng đang đóng (on), hai khóa S Ba1 , S Ba2 cùng đang ngắt (off) và quá

trình chuyển mạch từ pha A sang pha B

Hình 2.22: Trạng thái đóng ngắt khóa bán dẫn theo phương pháp 4 bước theo dòng