Kỹ thuật điều chế vector không gian cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp với ngõ ra kép

Đồng thời, trong luận văn cũng đề xuất phương pháp Zero common mode voltage giú p triê ̣t tiêu điê ̣n áp commonmode, giúp giảm thiểu tác đô ̣ng xấu của dòng điê ̣n common mode l

ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP.HCM

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA

CÔNG TRÌNH ĐƯỢC HOÀN THÀNH TẠI TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA – ĐHQG – HCM

Cán bộ hướng dẫn khoa học:

(Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị và chữ ký) Cán bộ chấm nhận xét 1:

(Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị và chữ ký) Cán bộ chấm nhận xét 2:

(Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị và chữ ký) Luận văn thạc sỹ được bảo vệ tại Trường Đại Học Bách Khoa, ĐHQG Tp HCM ngày…… tháng………năm………

Thành phần Hội đồng đánh giá luận văn thạc sĩ gồm: (Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị của Hội đồng chấm bảo vệ luận văn thạc sĩ) 1

2

3

4

5

6

Xác nhận của Chủ tịch Hội đồng đánh giá LV và Trưởng Khoa quản lý chuyên ngành sau khi luận văn đã được sửa chữa (nếu có) CHỦ TỊCH HỘI ĐỒNG TRƯỞNG KHOA………

ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP.HCM

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA

CỘNG HÒA XÃ HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM

Độc lập – Tự do – Hạnh phúc

NHIỆM VỤ LUẬN VĂN THẠC SĨ

Họ tên học viên: Nguyễn Chấn Viết MSHV: 1670031

Ngày, tháng, năm sinh: 29/04/1993 Nơi sinh: TP Hồ Chí Minh Chuyên nghành: Kỹ thuật điện Mã số: 60520202

BỘ BIẾN ĐỔI MA TRẬN GIÁN TIẾP VỚI NGÕ RA KÉP

II NHIỆM VỤ VÀ NỘI DUNG:

1 Tìm hiểu cấu hình bộ biến đổi ma trận gián tiếp ngõ ra kép (Dual Indirect Matrix Converter)

2 Giải thuật điều chế vector không gian zero common mode voltage cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp ngõ ra kép

3 Mô phỏng bộ biến đổi ma trận gián tiếp ngõ ra kép bằng phần mềm PSIM

4 Thiết kế mô hình thực nghiệm bộ biến đổi ma trận gián tiếp

III Ngày giao nhiệm vụ: 16/01/2017

IV Ngày hoàn thành nhiệm vụ: 10/06/2017

V Cán bô hướng dẫn: PGS TS Phan Quốc Dũng

LỜI CẢM ƠN



Tôi xin gửi lời cảm ơn chân thành nhất đến quý Thầy, Cô trong Trường Đại Học Bách Khoa Tp Hồ Chí Minh đã nâng đỡ và dìu dắt, truyền đạt cho tôi những kiến thức và kinh nghiệm quý báu nhất trong suốt quá trình tôi học tập ở trường Tôi xin trân trọng gửi lời cảm ơn đến tất cả quý Thầy, Cô trong khoa Điện – Điện Tử, Bộ Môn Cung Cấp Điện, PTN Nghiên cứu Điện Tử Công Suất và đặc biệt

là thầy Phan Quô ́c Dũng và thầy Nguyễn Đình Tuyên đã tận tình hướng dẫn, giúp

đỡ, tạo mọi điều kiện thuận lợi cho tôi hoàn thành tốt luận văn tốt nghiệp này Tôi xin cảm ơn gia đình, những người thân đã cho tôi những điều kiện tốt nhất

để học tập trong thời gian dài Ngoài ra tôi xin gửi lời cảm ơn đến tất cả những người bạn của tôi, những người đã cùng gắn bó, cùng học tập và giúp đỡ tôi trong những năm qua cũng như trong suốt quá trình thực hiện luận văn tốt nghiệp

TP Hồ Chí Minh, tháng 6/2017

Nguyê ̃n Chấn Viê ̣t

TÓM TẮT LUẬN VĂN

Luận văn nghiên cứu về cấu trúc của bộ biến đổi ma trận gián tiếp ngõ ra kép, giải thuật điều chế độ rộng xung PWM (Pulse Width Modulation) Đồng thời, trong luận văn cũng đề xuất phương pháp Zero common mode voltage giú p triê ̣t tiêu điê ̣n áp commonmode, giúp giảm thiểu tác đô ̣ng xấu của dòng điê ̣n common mode lên

đô ̣ng cơ và các thiết bi ̣

Trên cơ sở nghiên cứu, phương pháp điều chế vector không gian được phân tích, tính toán và áp dụng để thực hiện việc xuất xung điều khiển cho cả phần chỉnh lưu và nghịch lưu của bộ biến đổi ma trận gián tiếp Kết quả được kiển chứng thông qua mô phỏng và thực nghiệm

Luận văn gồm 4 chương:

- Chương 1: Giới thiệu tổng quan về đề tài

- Chương 2: Trình bày cấu hình và kỹ thuật điều chế vector không gian cho bộ

Dual indirect matrix converter

- Chương 3: Mô hình hóa và mô phỏng bộ indirect matrix converter bằng phần mềm PSIM

- Chương 4: Thiết kế mô hình thực nghiệm và trình bày phương pháp sử dụng các module epwm của DSP để xuất xung điều khiển bộ indirect matrix

converter

ABSTRACT

This paper presents a modulation scheme for the Dual Indirect Matrix Converter (IMC) topology The proposed method uses the space vector modulation (SVPWM) technique to control the converter’s rectifier stage and inverter stage This method achieved the maximum modulation ratio of 0.866 with sinusoidal input/output current waveforms The common mode voltage is analysed and a Zero common mode voltage method is proposed

The thesis includes four chapters:

- Chapter 1: Introduce the thesis overview

- Chapter 2: Present the structure and Space Vector Pulse Width Modulation method of the Indirect Matrix Converter

- Chapter 3: Perform simulations by PSIM software

- Chapter 4: Design experimental model to estimate and verify the theory and present an implementation method that uses only the epwm modules of the DSP

LỜI CAM ĐOAN

Tác giả xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của bản thân tác giả Các kết quả nghiên cứu và các kết luận nêu trong luận văn là trung thực và không sao chép

từ bất kỳ một nguồn nào và dưới bất kỳ hình thức nào Việc tham khảo tài liệu đã được thực hiện trích dẫn và ghi nguồn tài liệu tham khảo đúng theo yêu cầu

Tác giả luận văn

Nguyễn Chấn Viê ̣t

Mục Lục

CHƯƠNG 1 1

TỒNG QUAN 1

Sơ lượt về ngành điê ̣n tử công suất 1

1 Li ̣ch sử phát triển của khóa công suất 1

2 Ý nghĩa của ngành điê ̣n tử công suất trong đời sống 2

Đi ̣nh hướng nghiên cứu 2

Lý do chọn đề tài 2

3 Đối tượng và mục tiêu nghiên cứu 5

4 Phạm vi và phương pháp nghiên cứu: 6

5 Ý nghĩa khoa học của đề tài 6

6 Ý nghĩa thực tiễn của đề tài 7

CHƯƠNG 2 8

CẤU HÌNH CỦA BỘ BIẾN ĐỔI MA TRẬN GIÁN TIẾP VỚI NGÕ RA KÉP 8

Cấu trúc của bộ biến đổi ma trận gián tiếp với ngõ ra kép 8

1 Phương pháp điều rô ̣ng xung sine 10

2 Ứng dụng phương pháp điều chế vector không gian cho IMC (SV-PWM) 11 Điều chế vector không gian cho tầng chỉnh lưu 11

Đi ̣nh nghĩa sector và phân tích ma ̣ch cho tầng chỉnh lưu 11

3 Thời gian đóng ngắt của các khóa tầng chỉnh lưu 15

Điều chế vector không gian cho tầng nghịch lưu 17

Định nghĩa sector của tầng nghịch lưu 17

4 Thời gian đóng ngắt của các khóa ở phía nghịch lưu 26

Sự kết hợp thứ tự đóng ngắt tầng chỉnh lưu và tầng nghịch lưu 28

phân tích điện áp common mode (CMV) 32

CHƯƠNG 3 37

THIẾT KẾ VÀ MÔ PHỎNG BỘ BIẾN ĐỔI MA TRẬN KIỂU GIÁN TIẾP VỚI NGÕ RA KÉP 37

Tính toán thiết kế bô ̣ biến đổi ma trâ ̣n kiểu gián tiếp với ngõ ra kép 37

Mô phỏng biến đổi ma trâ ̣n kiểu gián tiếp với ngõ ra kép sử du ̣ng phần mềm psim 40

Giới thiê ̣u phần mềm mô phỏng 40

5 Giới thiệu chung về sơ đồ mô phỏng 41

6 Kết quả mô phỏng 44

CHƯƠNG 4 55

THỰC NGHIỆM BỘ BIẾN ĐỔI MA TRẬN GIÁN TIẾP VỚI NGÕ RA KÉP 55 Mô hình thực nghiệm 56

Lựa chọn linh kiện và thi công phần cứng 56

7 Cho ̣n linh kiê ̣n cho ma ̣ch đô ̣ng lực 57

8 Ma ̣ch đê ̣m 65

9 Mạch lọc LC 68

10 Mạch cảm biến áp 68

Phương pháp thực nghiệm cho bộ Indirect Matrix Converter 77

1 Giới thiệu về module ePWM 78

4.3.2 Lập trình tạo xung PWM cho bộ Indirect Matrix Converter 81

2 Điều khiển tầng chỉnh lưu 83

3 Điều khiển tầng nghịch lưu 84

Kết quả thực nghiệm 86

1 So sánh kết quả thực nghiệm với kết quả mô phỏng 88

KẾT LUẬN 98

Những hạn chế 98

2 Hướng phát triển của đề tài 98

Mục Lục Hình

Hình 1 Bộ chỉnh lưu hồ quang thủy ngân 1

Hình 2 Sơ đồ kết nối và tủ điện của một biến tần truyền thống với các thiết bị phụ kiện 3

Hình 3 Sơ đồ kết nối và tủ điện của bộ biến đổi ma trận cùng với các phụ kiện 4

Hình 4 Sơ đồ Indirect Matrix Converter 8

Hình 5 Tầng Chỉnh lưu 11

Hình 6 Đi ̣nh Nghĩa sector phần chỉnh lưu 12

Hình 7 Tầng chỉnh lưu ta ̣o điê ̣n áp Vac 13

Hình 8 Tầng chỉnh lưu ta ̣o điê ̣n áp Vab 13

Hình 9 Cách ta ̣o ra điê ̣n áp ở DC-Link cho sector 1 14

Hình 10 Biểu đồ vector không gian của tầng chỉnh lưu 15

Hình 11 Định nghĩa sector phía nghịch lưu 18

Hình 12 Tầng chỉnh lưu 18

Hình 13 giảng đồ vector ba bâ ̣c 22

Hình 14 Trường hợp possitive 22

Hình 15 Trường hợp tầng nghi ̣ch lưu ta ̣o ra 0V 23

Hình 16 Trường hợp tầng nghi ̣ch lưu ta ̣o ra 0V 23

Hình 17 Trường hợp tầng nghi ̣ch lưu ta ̣o ra điê ̣n áp negative 24

Hình 18 giảng đồ để thiết kế chuyển ma ̣ch 25

Hình 19 Nguyên tắc chuyển ma ̣ch 26

Hình 20 Sub-sector 28

Hình 21 Các trường hợp ngắn ma ̣ch 30

Hình 22 Sự phối hợp giữa trạng thái đóng ngắt tầng chỉnh lưu và nghịch lưu 31

Hình 23 Đi ̣nh nghĩa điê ̣n áp common-mode 32

Hình 24 Đi ̣nh nghĩa CMV1 và CMV2 33

Hình 25 Tính toán tầng chỉnh lưu 37

Hình 26 ma ̣ch lo ̣c LC 39

Hình 27 Ma ̣ch đô ̣ng lực mô phỏng 41

Hình 28 ma ̣ch chỉnh lưu mô phỏng 42

Hình 29 ma ̣ch nghi ̣ch lưu kép mô phỏng 42

Hình 30 ma ̣ch điều kiển mô phỏng 43

Hình 31 Xung kích của các khóa hai chiều ở tần chỉnh lưu 44

Hình 32 Xung kích của khóa SAp (trên) Xung kích của khóa SAn (giữa) và sector (dưới) 45

Hình 33 Xung kích của khóa SBp (trên) Xung kích của khóa SBn (giữa) và sector (dưới) 46

Hình 34 Xung kích của khóa SCp (trên) Xung kích của khóa SCn (giữa) và sector (dưới) 46

Hình 35 Sơ đồ chuyển mạch an toàn 47

Hình 36 Điê ̣n áp ngõ vào (trên) Dòng điê ̣n ngõ vào trước lo ̣c (giữa) Và dòng điê ̣n ngõ vào sau lo ̣c (dưới) 48 Hình 37 Điê ̣n áp trên DC-Link (trên) dòng điện DC-Link (giữa) và sector (dưới)

Hình 38 dòng điê ̣n ngõ ra pha u (trên) điê ̣n áp dây pha u (giữa) và điê ̣n áp dây uv

(dưới) 49

Hình 39 Điê ̣n áp dây trừ nhau (trên) dòng điê ̣n pha v (dưới) 50

Hình 40 Điê ̣n áp common-mode (trên), điê ̣n áp CMV1 (giữa) và điê ̣n áp CMV2 (dưới) 51

Hình 41 Phân tích FFT của dòng điện ngõ vào (trên) dòng điện ngõ ra (dưới) 52

Hình 42 đă ̣c tuyến điê ̣n áp, dòng ngõ ra theo tỷ số điều chế m 53

Hình 43 đă ̣c tuyến THDi, THDv theo tham số điều biên m 53

Hình 44 đă ̣c tuyến điê ̣n áp, dòng điê ̣n ngõ vào theo tỷ số điều chế m 54

Hình 45 Phần cứng của indirect maxtrix converter fed open-end winding load 55 Hình 46 Sơ đồ khối thực nghiệm bộ IMC 56

Hình 47 Cho ̣n sơ đồ tính toán 57

Hình 48 Khai báo thông số tính toán 59

Hình 49 Khai báo thông số tản nhiê ̣t 60

Hình 50 kết quả tính toán của phần mềm 62

Hình 51 Cấu ta ̣o và hình dáng của các loa ̣i khóa công suất được sử du ̣ng 63

Hình 52 DSP TMS320F28377D 64

Hình 53 Kit DSP TMS320F28377D 64

Hình 54 IC ULN2803 65

Hình 55 Sơ đồ mỗi cặp darlington 66

Hình 56 Sơ đồ nguyên lý mạch đệm 66

Hình 57 Sơ đồ layout mặt trên của mạch đệm 67

Hình 58 Sơ đồ layout mặt dưới của mạch đệm 67

Hình 59 Mạch thực tế của mạch đệm 68

Hình 60 Mạch lọc LC 68

Hình 61 LEM LV-25V 69

Hình 62 ma ̣ch nguồn và offset 69

Hình 63 Sơ đồ layout mặt trên mạch sensor 70

Hình 64 Sơ đồ layout mặt dưới mạch Sensor 70

Hình 65 Mô hình thực tế mạch sensor 71

Hình 66 Deadtime giữa các xung đóng ngắt 72

Hình 67 thiết lâ ̣p bảo vê ̣ ngắng ma ̣ch 74

Hình 68 Driver skyper pro 32 pro 75

Hình 69 Mạch lái thực tế 76

Hình 70 Mạch nghịch lưu của bộ IMC 76

Hình 71 Mạch IMC hoàn thành 77

Hình 72 Sơ đồ khối của module epwm 78

Hình 73 Sơ đồ giải thuật 82

Hình 74 Dạng xung kích của tầng chỉnh lưu thuộc sector 1 83

Hình 75 Dạng xung kích của hai khóa đối nghịch tầng nghịch lưu 85

Hình 76 Dạng xung kích của các khóa phía chỉnh lưu 87

Hình 77 Điê ̣n áp DC-Link (trên) và sector (dưới) 88

Hình 78 Điê ̣n áp nguồn vào (trên) dòng điê ̣n vào trước lo ̣c (giữa) dòng điê ̣n vào sau lo ̣c( dưới) 89

Hình 79 Dòng điê ̣n ngõ ra (trên), điê ̣n áp pha (giữa), điê ̣n áp dây (dưới) 90Hình 80 Điê ̣n áp CMV (trên), Điê ̣n áp CMV của inverter 1 (giữa), điê ̣n áp CMV của inverter 2 (dưới) 91Hình 81 Điê ̣n áp DC-Link (trên) và sector (dưới) 93Hình 82 Điê ̣n áp nguồn vào (trên) dòng điê ̣n vào trước lo ̣c (giữa) dòng điê ̣n vào sau lo ̣c( dưới) 94Hình 83 Dòng điê ̣n ngõ ra (trên), điê ̣n áp pha (giữa), điê ̣n áp dây (dưới) 95Hình 84 Điê ̣n áp CMV (trên), Điê ̣n áp CMV của inverter 1 (giữa), điê ̣n áp CMV của inverter 2 (dưới) 96

Mục Lục bảng

Bảng 1 Các khóa đóng cũng như điê ̣n áp ta ̣o ra trên hai phần 14

Bảng 2 Tỉ lệ thời gian đóng của 6 vector chuẩn ở phía chỉnh lưu 16

Bảng 3 Các vector chuẩn của tầng chỉnh lưu 17

Bảng 4 Các vector của tầng nghi ̣ch lưu 19

Bảng 5 Các vector của mỗi inverter nhỏ 21

Bảng 6 giới ha ̣n của các sector 27

Bảng 7 Công thức tính toán cho sub-sector 28

Bảng 8 Điê ̣n áp CMV của các trường hợp đóng cắt 34

Bảng 9 tổng kết tính toán cho mô hình 40

Bảng 10 Thông số mô phỏng 44

Bảng 11 Tổng kết các kết quả mô phỏng 52

Bảng 12 Thông số IC ULN2803 65

Bảng 13 Những sự kiện ngõ vào của submodul action-qualifier 80

Bảng 14 Mô tả các bit của thanh ghi AQCSFRC 80

Bảng 15 Giá trị thanh ghi so sánh trong 6 sector 86

Bảng 16 Thông số thực nghiê ̣m 86

CHƯƠNG 1 TỒNG QUAN

Sơ lươ ̣t về ngành điê ̣n tử công suất

1 Li ̣ch sử phát triển của khóa công suất

Hình 1 Bộ chỉnh lưu hồ quang thủy ngân Điê ̣n tử công suất bắt đầu từ viê ̣c Peter Cooper Hewitt phát minh ra bộ chỉnh lưu

hồ quang thủy ngân vào năm 1902 Nó được sử du ̣ng để biến đổi dòng điê ̣n xoay chiều (AC) thành dòng mô ̣t chiều (DC) Từ thâ ̣p niên những năm 1920s, những

nghiên cứu về những thiết bi ̣ đóng cắt có thể điều khiển được như thyratrons và Khóa

hồ quang thủy ngân rất được quan tâm Vào thời gian đó Uno Lamm đã phát minh ra một khóa thủy ngân với các điện cực biến đổi thích hợp cho truyền tải điện áp trực tiếp điện áp cao Năm 1933 bộ chỉnh lưu bằng selenium ra đời

Năm 1947, Bóng bán dẫn điểm lưỡng cực được phát minh bởi Walter H Brattain và John Bardeen ta ̣i Bell Labs Năm 1948 Shockley's phát minh ra BJT đã tăng cương

tính ổn đi ̣nh, hiểu suất và giảm giá thàng transistors Những năm 1950s, những con diode bán dẫn công suất lớn bắt đầu phổ biến ra thi ̣ trường và thay thế các loa ̣i đèn chân không Năm 1956 SCR được giới thiê ̣u bởi General Electric đã tăng mức công suất của các thiết bi ̣ biến đổi lên rất nhiều lần

Những năm 1960s là giai đoa ̣n cải thiê ̣n về tốc đô ̣ của BJT nhờ đó cho phép ta ̣o ra những bô ̣ DC/DC tầng số cao Kế đến là những năm 1976 MOSFETs ra đời và 1982 khi IGBT và được thương ma ̣i hóa đã ta ̣o nền tảng cho ngành điê ̣n tử công suất hiê ̣n

đa ̣i ngày nay

2 Ý nghi ̃a của ngành điê ̣n tử công suất trong đời sống

Hiện nay, điện tử công suất đang có mă ̣t trên hầu hết các thiết bi ̣ sử du ̣ng điê ̣n của chúng ta Điê ̣n tử công suất đã giúp cho việc sử dụng điện năng một cách hiệu quả,

an toàn và thuâ ̣n tiê ̣n hơn Điê ̣n tử công suất đóng vai trò quan trọng trong các mô hình công nghệ và được thiết kế để điều khiển năng lượng Dòng điện, điện áp và đặc tính đóng ngắt của các linh kiện bán dẫn liên tục được hoàn thiện, phạm vi ứng dụng ngày càng được mở rộng như trong chiếu sáng, bộ nguồn, điều khiển động cơ, tự động hóa công nghiệp, giao thông, lưu trữ năng lượng, truyền tải điện đi xa với hiệu suất cao với đặc điểm điều khiển chặt chẽ đã giúp cho điện tử công suất có lợi thế hơn nhiều trong điều khiển động cơ so với các hệ thống điều khiển cơ điện trước đây Ngoài ra ĐTCS còn được ứng dụng trong truyền tải điện DC (VHDC), trạm biến đổi công suất, hệ thống truyền tải AC mềm dẻo flexible ac transmission system (FACTS)

và bù công suất static-var compensators (SVC) Trong truyền tải sử dụng biến đổi DC/AC, bộ lọc tích cực, biến đổi tần số

Đi ̣nh hướng nghiên cứu

Lý do chọn đề tài

Ngày nay, biến tần ngày càng được sử du ̣ng phổ biến không chỉ giới ha ̣n trong pha ̣m vi công nghiê ̣p mà còn mở rô ̣ng sang các lĩnh vực dân du ̣ng, hàng không vũ tru ̣ Biến tầng kết hợp với đô ̣ng cơ không đồng bô ̣ ta ̣o thành mô ̣t khối truyền đô ̣ng điê ̣n cơ linh hoa ̣t và bền bỉ Chính nhờ những ưu điểm đó, biến tầng có rất nhiều ứng

du ̣ng như điều khiển các đô ̣ng cơ trong công nghiê ̣p, dân du ̣ng Giúp thay đổi tốc đô ̣, giảm dòng khởi đô ̣ng, giảm hao phí khi đô ̣ng cơ cha ̣y non tải Các loa ̣i biến tần nhiều pha cũng được sử du ̣ng cho các lĩnh vực đòi hỏi đô ̣ tin câ ̣y cao như điều khiển đô ̣ng

cơ nhiều pha công suất lớn trên các máy bay, tàu thủy và gần đây được ứng du ̣ng vào

xe điê ̣n Biến tần còn được sử du ̣ng trong các lò cảm ứng điê ̣n từ, trong các turbine để khai thác năng lượng gió và rất nhiều ứng du ̣ng khác

Bên ca ̣nh những ưu điểm thì biến tần truyền thống (biến tần ba pha hai bâ ̣c) còn tồn tai mô ̣t số khuyết điểm cần phải cải thiê ̣n như điê ̣n áp và công suất chưa cao bằng các loại biến tần đa bâ ̣c, ta ̣o ra sóng hài bâ ̣c cao ở nguồn vào, ta ̣o ra điê ̣n áp Common mode (CMV) làm giảm tuổi tho ̣ của đô ̣ng cơ Mô ̣t yếu điểm khác của biến tần truyền thống đó là phần tử tích trữ năng lượng giữa tầng chỉnh lưu và nghi ̣ch lưu thường là

tu ̣ điê ̣n, đây là thành phần nhanh bi ̣ lão hóa theo thời gian làm giảm đô ̣ tin câ ̣y của biến tần Hình 2 và Hình 3 cho ta sự so sánh về kích thước và số thiết bi ̣ cần phải lắp thêm của biến tần truyền thống và bô ̣ biến đổi ma trâ ̣n để sóng hài đầu vào thấp Trong đó, với biến tần truyền thống thì ta phải lắp thêm các thiết bi ̣ như

Hình 2 Sơ đồ kết nối và tủ điện của một biến tần truyền thống với các thiết bị phụ kiện

Hình 3 Sơ đồ kết nối và tủ điện của bộ biến đổi ma trận cùng với các phụ kiện

Bộ lo ̣c sóng hài chủ đô ̣ng, cuộn lọc đầu vào, bô ̣ chuyển đổi PWM Khi so sánh với biến tần ma trâ ̣n thì kích thước và tro ̣ng lượng lớn hơn rất nhiều

Biến tần ma trâ ̣n (Matrix converters (MCs)) lần đầu được giới thiê ̣u vào đầu những năm 1980’s bởi Alesia and Venturini Dựa vào cấu ta ̣o, ta có thể chia làm hai loa ̣i là

bô ̣ biến đổi ma trâ ̣n trực tiếp (direct matrix converter (DMC)) và bô ̣ biến đổi ma trâ ̣n gián tiếp (indirect matrix converter (DMC)) Bô ̣ biến đổi này ngày càng nhâ ̣n được nhiều sự quan tâm phát triển mô ̣t phần vì sự tiến bộ vượt bâ ̣c của các linh kiê ̣n bán dẫn cũng như các bô ̣ vi xử lý tốc đô ̣ cao trong nhửng năm gần đây Mă ̣t khác ở bô ̣ biến đổi này, ta thấy được những ưu điểm vượt trô ̣i như ta ̣o ra sóng hài thấp ở ngõ vào, có thể điều khiển được hê ̣ số công suất ở ngõ vào/ra, bô ̣ chuyển đổi có thể hoa ̣t

đô ̣ng ở cả bốn cung phần tư của đă ̣c tuyến momen-tốc đô ̣ nên có thể tái sinh năng lượng khi hãm Mô ̣t lợi điểm to lớn khác của bô ̣ biến đổi là viê ̣c các thành phần lưu điê ̣n trung gian được loa ̣i bỏ giúp thiết bi ̣ giảm về tro ̣ng lượng, kích thước cũng như tăng đô ̣ tin câ ̣y

Mă ̣c dù còn ít tuy nhiên các bô ̣ biến ma trâ ̣n trực tiếp đã được nghiên cứu và bán

ra thi ̣ trường Khi so sánh với cấu hình trực tiếp , cấu hình gián tiếp của bô ̣ biến đổi

ma trâ ̣n cho ta hiê ̣u quả tương tự như dòng điê ̣n đầu vào hình sine, có thể điều chỉnh được hê ̣ số công suất và đặc biệt có khâu DC-Link thực nhưng vẫn go ̣n nhe ̣ nhờ vào viê ̣c loa ̣i bỏ thành phần lưu trữ năng lượng trung giang [2] – [3]

Điê ̣n áp Common-mode gọi tắt là CMV được ta ̣o ra bởi các xung đóng cắt cao tần của các khóa bán dẩn, nó ta ̣o ra nhiều vấn đề cho hê ̣ thống tuyền đô ̣ng điê ̣n cơ như làm hao mòn cách điê ̣n, gây ra ăn mòn điê ̣n hóa ổ tru ̣c và nhiễu điện [4] – [5] mô ̣t vài phương pháp giúp giảm điê ̣n áp CMV được đề câ ̣p trong [6] – [7] tuy nhiên các phương pháp này vẫn dựa trên các bô ̣ biến tần truyền thống với phía DC được ta ̣o ra từ cầu chỉnh lưu diode Điều này vẫn tồn ta ̣i mô ̣t số ha ̣n chế như không tái sinh được năng lượng cũng như ta ̣o ra sóng hài bâ ̣c cao ở ngõ vào Gần đây nhất, nhiều nhóm nghiên cứu đã tâ ̣p trung vào cấu hình bô ̣ biến đổi mới, đó là sự kết hợp giữa tầng chỉnh lưu của bô ̣ biến đổi ma trâ ̣n và tầng nghi ̣ch lưu kép Tuy nhiên các kỹ thuâ ̣t điều khiển được đề xuất chỉ giảm mô ̣t phần điện áp CMV

Với những phân tích trên, luâ ̣n văn sẽ tâ ̣p trung vào viê ̣c nghiên cứu phương pháp điều khiển cho bô ̣ Indirect matrix converter fed open-end winding gọi tắt là IMC

nhằm triê ̣t tiêu hoàn toàn điện áp CMV cũng như vẫn phải đảm bảo được những đă ̣c tính ưu viêt của bô ̣ biến đổi ma trâ ̣n

3 Đối tượng và mục tiêu nghiên cứu

Đối tượng nghiên cứu của đề tài là bộ Indirect matrix converter fed open-end winding (IMC) Phân tích quá trình chuyển mạch của các khóa đóng ngắt trong IMC, phân tích nguyên nhân hình thành điê ̣n áp CMV để đi đến xây dựng thuật toán điều chế vector không gian Space Vector Modulation gọi tắt là SVPWM điều khiển 2 tầng chỉnh lưu Rectifier và nghịch lưu Inverter

Mu ̣c tiêu của đề tài là chứng minh được tính khả thi của bộ biến đổi IMC trong viê ̣c triê ̣t tiêu điê ̣n áp CMV cũng như những đă ̣c điểm vượt trô ̣i so với biến tần tuyền thống

4 Phạm vi và phương pháp nghiên cứu:

Pha ̣m vi của đề tài giới hạn trong việc xây dựng phần cứng và kiểm chứng lý thuyết

đề xuất bằng mô phỏng và thực nghiê ̣m trên phần cứng

Để thực hiện đề tài này cần kết hợp 3 phương pháp sau:

 Nghiên cứu lý thuyết: Dựa trên những bài báo đã được công bố trên các tập chí uy tín và những kiến thức nền tảng để xây dựng và đưa ra phương pháp điều khiển cho cấu hình IMC

 Mô phỏng: sử dụng phần mềm PSIM 9.1 kết hợp với ngôn ngữ lập trình C

để thiết kế, mô phỏng bộ biến đổi IMC (gồm 24 khóa IGBT) với thuật toán điều chế vector không gian zero common mode

 Thực nghiệm: xây dựng phần cứng từ các linh kiê ̣n cơ bản như IGBT, ma ̣ch lái, thiết kế board đê ̣m cho ma ̣ch lái, board cảm biến áp Lâ ̣p trình điều kiển hoa ̣t đô ̣ng của toàn bô ̣ hê ̣ thống dựa vào vi điều khiển DSP TMS320F28377D thế hê ̣ mới của Texas Instruments

Hướng phát triển đề tài:

 Do chỉ mới thử nghiê ̣m ở điê ̣n áp thấp nên bước tiếp theo của đề tài sẽ tâ ̣p trung vào viê ̣c tăng điê ̣n áp đầu vào lên giới ha ̣n định mức để đa ̣t được công suất như thiết kế Bên ca ̣nh đó, cần tăng cường thêm các cảm biến dòng để bảo vê ̣ hê ̣ thống trong quá trình thử nghiê ̣m

 Trong đề tài, bô ̣ IMC chỉ mới đóng vai trò như biến tần tức là biến đổi điê ̣n áp từ lưới cho tải mà chưa làm được viê ̣c ngược la ̣i Đó cũng chính là mô ̣t hướng để phát triển tiếp tu ̣c của đề tài

5 Ý nghĩa khoa học của đề tài

 Phân tích, diễn giải để đưa ra phương pháp điều chế không gian vector sao cho làm triê ̣t tiêu điện áp CMV cho cấu hình IMC

 Thực nghiê ̣m để chứng minh phương pháp điều chế không gian vector được đưa ra là khả thi trong khi vẫn giữ la ̣i được những điểm ma ̣nh của cấu hình IMC,

 Chỉ ra những điểm mạnh cũng như sự ha ̣n chế của cấu hình IMC và nêu ra

mô ̣t số hướng khắc phu ̣c

6 Ý nghĩa thực tiễn của đề tài

Kết quả của đề tài cung cấp một cái nhìn tổng quang về cấu hình IMC cũng như thấy được các đặc tính của bộ biến đổi Dựa vào kết quả trên, ta có thể thúc đẩy việc phát triển và ứng dụng bộ IMC vào thực tế

CHƯƠNG 2 CẤU HÌNH CỦA BỘ BIẾN ĐỔI MA TRẬN GIÁN TIẾP

VỚI NGÕ RA KÉP

Cấu trúc của bộ biến đổi ma trận gián tiếp với ngõ ra kép

DC-Link

Rect ifier stage Inverter 1 Inverter 2 Input filter

Vb

Vc

Hình 4 Sơ đồ Indirect Matrix Converter

Bộ biến đổi kiểu ma trận gián tiếp ngõ ra kép gồm hai phần:

 Tầng chỉnh lưu cấu tạo từ 6 khoá hai chiều, mỗi khoá được cấu tạo từ hai

bộ IGBT-Diode mắc đối đầu nhau như vù ng chú thích nhỏ trên Hình 4 Cấu tạo như vậy cho phép công suất có thể truyền theo hai hướng từ lưới vào phần DC-Link, hoặc ngược lại

 Tầng nghi ̣ch lưu cấu tạo từ 12 khóa mô ̣t chiều có chức năng chuyển đổi điện áp một chiều từ DC_Link thành điện áp xoay chiều cho tải

Với cấu hình này thì số khoá bán dẩn sẽ tăng lên từ 6 IGBT-12 Diode của bộ biến tần 2 bậc truyền thống hoặc 12 IGBT-18 Diode của biến tần 3 bậc NPC thành 24 IGBT-24 Diode Đây là một rào cản hiện tại của bộ IMC Tuy nhiên những ưu điểm của cấu hình này đó chính là việc loa ̣i bỏ được thành phần lưu trữ năng lượng ở phần DC-Link (trên tụ điện) Do đó, công suất có thể truyền theo hai hướng đồng thời tăng cường chất lượng điện áp ở ngõ ra cũng như giảm sóng hài ở ngõ vào

Điện áp xoay chiều từ lưới điện với tần số f1 đầu tiên được chuyển thành điện áp một chiều (Udc) có giá trị không đổi trong một chu kì đóng cắt nhờ tần chỉnh lưu điều

rô ̣ng xung, sau đó tần nghịch lưu sẽ biến trở lại điện áp xoay chiều với tần số f2 Hai tầng chỉnh lưu và nghịch lưu được nối với nhau qua khâu trung gian một chiều (DC-Link), tương đương với bộ biến đổi nguồn áp VSI có chỉnh lưu điều khiển ở đầu vào nhưng không có các phần tử tích trữ năng lượng nối một chiều

Trong Hình 4, IMC được xem như một bộ chỉnh lưu và một bộ nghịch lưu Các công thức điều biến được hình thành từ cả chỉnh lưu và nghịch lưu Đặc điểm của bộ biến đổi này là các tham số điện ở đầu này có thể được tạo thành từ các tham số ở đầu kia bằng cách nhân với một ma trận hàm truyền T Như vậy các giá trị tức thời của dòng điện và điện áp sẽ tính được nhờ ma trận hàm truyền T như sau:

V out1T V1* in Hay (1)

2 2*

Mà V Load V out1V out2(T1T2)*V in T V* in (3)

Trong đó, ma trận T  T1 T2 là ma trận hàm truyền củ a bô ̣ IMC, có các thành phần (Tij) thể hiện các hàm truyền biến đổi các điện áp vào tức thời thành các điện áp ra tức thời

(5) Trong đó:

S   là trạng thái đóng mở tầng chỉnh lưu (i = a,b,c; j = p,n)

1 Phương pha ́ p điều rô ̣ng xung sine

Phương pháp điều chế độ rộng xung sine dựa vào nguyên tắc cơ bản là so sánh

sóng tham chiếu hình sine và sóng mang cao tần Phương pháp sẽ cho ra một chuỗi

xung đóng cắt có tần số cố định nhưng Duty-cycle thay đổi liên tục Giá trị trung bình

của chuỗi xung tạo ra sẽ có dạng sine khi cho qua mạch lọc thông thấp

 Sóng tham chiếu: Ur thường có dạng hình sine, có tần số fr

 Sóng mang: Uc thường có dạng răng cưa hay tam giác có tần số fc>> fr

Tần số sóng mang càng cao, chất lượng điện áp và dòng điện ngõ ra sẽ

càng tốt Tuy nhiên, tần số đóng cắt cao làm cho tổn hao phát sinh do quá

trình đóng ngắt các khóa tăng theo

Vì tần số sóng hài cơ bản ngõ ra bằng tần số sóng tham chiếu, bằng cách thay đổi

tần số sóng tham chiếu, ta có thể điều khiển được tần số sóng hài cơ bản ngõ ra

Để thay đổi điện áp ngõ ra, ta thay đổi tỷ lệ biên độ giữ sóng tham chiếu và sóng

mang Ta có định nghĩa m là tỷ số điều biên r

c

U m U



Trong nhiều ứng dụng công nghiệp, phương pháp SPWM thường được sử dụng

điều khiển điện áp đầu ra của nghịch lưu nguồn áp (VSI) Ưu thế của phương pháp

này là đơn giản, chất lượng điện áp ngõ ra tốt, tuy nhiên phương pháp SPWM đạt

được chỉ số điều chế lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ sóng điều chế bằng

với biên độ sóng mang, và phạm vi điều chế tuyến tính tối đa là 0.78 Nếu chỉ số điều chế vượt quá giá trị này, mối quan hệ tuyến tính giữa chỉ số điều biến và điện áp ra

sẽ không được đảm bảo, lúc đó phải yêu cầu phương pháp quá điều chế

2 Ứng dụng phương pháp điều chế vector không gian cho IMC

(SV-PWM)

Luận văn này chọn phương pháp điều chế vector không gian cho cả hai tầng chỉnh lưu và nghịch lưu của bộ IMC để thực hiện Phương pháp điều chế độ rộng xung vector không gian (SVPWM) được sử dụng phổ biến nhờ các ưu điểm Như có đáp ứng đầu ra với sóng hài thấp, tầm điều khiển tuyến tính được mở rộng hơn phương pháp SPWM, dễ dàng thực hiện bởi các hệ thống số

IMC gồm có hai tầng biến đổi công suất là tầng chỉnh lưu và tầng nghịch lưu Cả hai tầng đều sử dụng phương pháp SVPWM để điều chế, tạo ra tín hiệu đóng cắt cho các khóa công suất Tuy nhiên, cách điều chế của hai tần là khác nhau nên phải có sự liên kết giữa hai tần chỉnh lưu và nghịch lưu Những vấn đề nêu trên sẽ được tuần tự

đề cập ở các mục bên dưới

Điều chế vector không gian cho tầng chỉnh lưu

Đi ̣nh nghĩa sector và phân tích ma ̣ch cho tầng chỉnh lưu

Để đơn giản cho quá trình phân tích, giả sử hệ số công suất của lưới điện vào bằng

1 Hệ quả là dòng điện và điện áp ngõ vào sẽ cùng pha với nhau

VaVbVc

Hình 5 Tầng Chỉnh lưu

Định nghĩa sector của tầng chỉnh lưu

Tầng chỉnh lưu được chia làm 6 sector dựa trên việc xác định góc của điện áp ngõ vào như Hình 6 Bởi điện áp nguồn ba pha cân bằng, nên trong một sector chỉ có duy nhất một điện áp pha ngõ vào với giá trị tuyệt đối lớn nhất Ví dụ, trong sector 1 Vsa

có trị tuyệt đối lớn nhất, trong sector 2 thì Vsc có trị tuyệt đối lớn nhất

Hai phần trong 1 sector và mạch tương đương mỗi phần

Để giữ giá trị trung bình là không đổi trong suốt quá trình đóng cắt, ta chia một chu kỳ đóng cắt làm hai phần tạm gọi là phần có điện áp cao và phần có điện áp thấp Điện áp DC được coi là điện áp trung bình trong một chu kỳ Vì giá trị điện áp pha thay đổi liên tục Bằng cách thay đổi thời gian tích cực của mỗi phần sao cho điện áp

DC tạo ra là không đổi, ta có thể tạo ra một DC-Link cân bằng về điện áp

+ Ví dụ, xét sector 1, v a dương và có giá trị tuyệt đối lớn nhất.v c âm và có độ lớn

giảm dần về 0,v b cũng âm nhưng đó độ lớn tăng dần từ 0 đến 3

2 V in Như vậy ta có thể tạo ra hai điện áp dây lớn nhất trong sector 1 là v ab  v a , v b v ac  v a Hai v c

điện áp dây v ab và v ac cũng chính là hai điện áp nằm ở phần 1 và phần 2 của chu kỳ đóng cắt để tạo ra điện áp DC trung bình không đổi

Hình 6 Đi ̣nh Nghĩa sector phần chỉnh lưu

Phần 1: Điện áp v ac sẽ được tạo trên DC-Link bằng cách nối pha A của nguồn lên cực dương của DC-Link và pha C của nguồn vào cực âm của DC-Link Để làm được việc đó, ta đóng các khóa S ap và S cn của tần chỉnh lưu như trong Hình 7 Như vậy điện áp DC-Link lúc này là v ac  v a v c

Hình 7 Tầng chỉnh lưu tạo điện áp Vac

Phần 2: Điện áp v ab sẽ được tạo trên DC-Link bằng cách nối pha A của nguồn lên cực dương của DC-Link và pha B của nguồn vào cực âm của DC-Link Để làm được việc đó, ta đóng các khóa S ap và S bn của tần chỉnh lưu như trong Hình 6 Như vậy điện áp DC-Link lúc này là v ab  v a v b

VaVb

+

_

Hình 8 Tầng chỉnh lưu tạo điện áp Vab

Ta thấy rằng trong một chu kỳ đóng cắt ở sector 1, pha A nguồn luôn được kết nối với cực dương của DC-Link trong khi cực âm luân phiên được pha B và pha C kết

nối vào Hình 9cho ta thấy được cách hình thành điện áp DC-Link ở sector 1.Giá trị điện áp trung bình trên DC-Link sẽ nằm giữa hai giá trị điện áp pha là v ab, v ac

Bảng 1 cho ta thấy được những trạng thái tương ứng của các khóa ở phía chỉnh lưu

và điện áp một chiều DC của mỗi trạng thái Những khóa mà không được đề cập trong

bảng thì luôn luôn off

3 Thời gian đóng ngắt của các khóa tầng chỉnh lưu

Biểu đồ vector không gian của tầng chỉnh lưu Hình 10 gồm 6 vector dòng điện

chuẩn Mỗi vector dòng điện chuẩn thể hiện sự kết hợp của điện áp pha ngõ vào cho

điện áp một chiều DC Ví dụ, vector Iab thể hiện sự kết hợp của điện áp vào pha A

(cực dương của DC) và pha B (cực âm của DC)

Nếu ta giả sử rằng vector dòng điện vào mong muốn Iin nằm trong sector 1, ta có

thể tổng hợp vector I từ hai vector liền kề là in I , ab I ac

(7) Trong đó:

dvà d tương ứng là thời gian tích cực của hai vector dòng điện I , ab I ac

Như vậy, tỉ lệ thời gian đóng của hai vector Iab ,I ac được xác định như sau

(8) (9) Trong công thức 8 và 9, mi là chỉ số điều chế của tầng chỉnh lưu, α i là góc của

vector dòng điện đầu vào I in

Ở tầng chỉnh lưu, các vector zero bị lược bỏ nhằm mục đích nâng cao tối đa giá trị

điện áp DC-link đồng thời giảm tổn hao đóng cắt cũng như đơn giản trong quá trình

chuyển mạch Vậy tỉ lệ thời gian đóng của hai vector chuẩn được tính lại như sau:

(10)

(11)

Bằng cách phân tích tương tự, ta có trạng thái đóng ngắt của các khóa và tỉ lệ thời

gian đóng của cả 6 vector chuẩn được tổng kết trong Bảng 2

Bảng 2 Tỉ lệ thời gian đóng của 6 vector chuẩn ở phía chỉnh lưu

Trong một chu kỳ lấy mẫu, điện áp một chiều DC sẽ nhận hai giá trị điện áp dây

Vab và Vac (xét tại sector 1) với tỉ lệ thời gian đóng tương ứng là dab và dac Do đó, giá trị trung bình của điện áp một chiều được xác định như sau:

Bảng 3 Các vector chuẩn của tầng chỉnh lưu

Điều chế vector không gian cho tầng nghịch lưu

Định nghĩa sector của tầng nghịch lưu

Tầng chỉnh lưu được chia làm 6 sector dựa trên việc xác định góc của điện áp ngõ

ra mong muốn như Hình 11

Hình 11 Định nghĩa sector phía nghịch lưu

Vector không gian của điện ngõ áp ra mong muốn được định nghĩa như sau:

Hình 12 Tầng chỉnh lưu

Giả sử điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu cân bằng

Áp dụng phép biến đổi Park

Bảng 4 Các vector của tầng nghi ̣ch lưu

Loại

vector vector

Inverter 1 Sap1, Sbp1, Scp1

Inverter 2 Sap2, Sbp2, Scp2

Độ lớn và góc pha

6 𝑉𝐷𝐶

 Sap1, Sbp1, Scp1 Và Sap2, Sbp2, Scp2 tương ứng là trạng thái của các khóa

high side của inverter 1 và inverter 2 với quy ước:

 1 là trạng thái khóa (on)

 0 là trạng thái khóa (off)

 Các Khóa ở low side được hiểu ngầm rằng sẽ có trạng thái ngược lại với khóa high side

 Trạng thái của các vector được thể hiện trong Bảng 5

 Ký hiệu AB’ với A là trạng thái của inverter 1 và B là trạng thái của inverter

2 Dấu phẩy để phân biệt giữa inverter 1 và inverter 2 các giá trị của A, B có thể tra

trong

Trạng thái các khoá của các vector

Bảng 5 Các vector của mỗi inverter nhỏ

Vector Ký hiệu trạng

thái khóa

Các khóa ở trạng thái (on)

14' 24'

15'

25' 36'

41'

26' 35'

18' 74'

74' 65' 17'

23'

34' 85'

75' 16' 27'

28'

67' 68'

54' 12' 73'

83'

71' 48'

81' 56' 47'

32'

72' 57'

43' 61' 82'

58'

21' 45'

76' 86' 37'

Hình 13 giảng đồ vector ba bậc

Bảng 4 và Hình 13 cho ta thấy sự biểu diễn của các trạng thái đóng cắt trên mặt phẳng hai chiều nhưng lại không thể hiện được các mức điện áp khi đóng cắt gây ra khó khăn trong việc tối ưu chuổi trạng thái đóng cắt khi ta thực hiện kỹ thuật điều chế

độ rộng xung (PWM)

Mỗi trường hợp kết nối của các khoá cho ta một vector điện áp ngõ ra Cấu tạo phần nghịch lưu là sự kết hợp của hai bộ nghịch lưu ba pha hai bậc để cho ra ba mức điện áp trên tải Ta lấy ví dụ cho pha A của bộ nghịch lưu

Trường hợp P (positive): bộ nghịch lưu thứ nhất nối lên cực dương của DC-Link trong khi đó, bộ nghịch lưu thứ hai nối xuống cực âm của DC-Link Kết quả tạo ra điện áp có giá trị V DC lên hai đầu của tải như Hình 14.

Hình 16 Trường hợp tầng nghi ̣ch lưu tạo ra 0V

Trường hợp O (Zero): Ở hai trạng thái như Hình 15 và Hình 16 pha A của cả hai

bộ nghịch lưu cùng nối xuống cực âm hoặc cực dương của nguồn làm cho điện áp trên tải lúc này bằng không

Hình 17 Trường hợp tầng nghi ̣ch lưu tạo ra điện áp negative

Trường hợp N (Negative): pha A của bộ nghịch lưu thứ nhất nối xuống cực âm của DC-Link trong khi đó, bộ nghịch lưu thứ hai nối lên cực dương của DC-Link Kết quả tạo ra điện áp có giá trị -V DC lên hai đầu của tải như trường hợp Hình 17.Trong một pha, ta có bốn kiểu kết nối là + -, + +, - -, - + Vậy ta có 3

4 =64 trạng thái đóng cắt các khoá Tuy có 4 kiểu kết nối nhưng hai khiểu kết nối vector Zero là + +, - - có tác dụng như nhau, đều tạo ra điện áp bằng không trên tải nên ta chỉ có 33

= 27 vector điện áp được biểu diễn trên mặt phẳng như Hình 18 Từ lý do này, ta nên

sử dụng giản đồ của Hình 13 cho việc điều khiển tần nghịch lưu và giản đồ vector Hình 18 cho việc tối ưu hoá chuỗi đóng cắt

PNN PON

PPN OPN

PPO OON

POP ONO NNO

OOP

NOO OPP

OPP NOO

PPP OOO NNN

I

II III

Quy tắt chuyển mức: Ta sẽ chuyển mạch từ P qua O hoặc từ N qua O và ngược lại

như Hình 19, tránh trường hợp chuyển mạch từ P qua N và N qua P vì như vậy, mức điện áp sẽ thay đổi giữa Vdc và – Vdc tạo ra các gai điện áp dv/dt lớn, tạo ra quá áp trên linh kiện và tổn hao đóng cắt

P N

O

Hình 19 Nguyên tắc chuyển mạch Quy tắt đóng cắt: để hạn chế tổn hao do quá trình đóng cắt, ta nên chọn các vector

trong chuổi đóng cắt sao cho mỗi lần chuyển đổi từ vector này sang vector khác thì

chỉ có một khoá bị thay đổi trạng thái

Ví dụ: ta sẽ thực hiện chuyển mạch theo chuổi như sau nếu vector Vo có độ lớn

lớn hơn 2

3V dc và có góc nằm trong khoản từ 0 đến

6

 PNN - PON - POO - PON - PNN

4 Thời gian đóng ngắt của các khóa ở phía nghịch lưu

Thuật toán điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu truyền thống cũng được

ứng dụng tương tự vào tầng nghịch lưu của bộ IMC, với 3 điện áp pha ngõ ra

Vu1u2,Vv1v2 và Vw1w2 được cung cấp bởi điện áp một chiều DC

Vector không gian của điện áp ngõ ra mong muốn:

Trong đó: o là góc vector điện áp ra mong muốn

Để tính toán duty cycles của các vector chuẩn và vector không, trị trung bình của

điện áp một chiều phải được xác định Ở tần nghịch lưu, có tổng cộng 64 trạng thái

đóng cắt nhưng ta chỉ có 19 vector vì có những trạng thái trùng lập Các vector được

sắp xếp trên mặt phẳng hai chiều như Hình 13