Kỹ thuật điều chế vector không gian cho bộ biến đổi ma trận kiểu gián tiếp

Trên cơ sở nghiên cứu, phương pháp điều chế vector không gian được phân tích, tính toán và áp dụng để thực hiện việc xuất xung điều khiển cho cả phần chỉnh lưu và nghịch lưu của bộ biến

ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP.HCM

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA

-

NGUYỄN GIA HOÀNG ANH

KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG GIAN CHO BỘ

BIẾN ĐỔI MA TRẬN KIỂU GIÁN TIẾP

CHUYÊN NGÀNH: KỸ THUẬT ĐIỆN

MÃ SỐ : 60520202

LUẬN VĂN THẠC SĨ

TP.HỒ CHÍ MINH, tháng 06 năm 2016

CÔNG TRÌNH ĐƯỢC HOÀN THÀNH TẠI TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA – ĐHQG – HCM

Cán bộ hướng dẫn khoa học:

(Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị và chữ ký) Cán bộ chấm nhận xét 1:

(Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị và chữ ký) Cán bộ chấm nhận xét 2:

(Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị và chữ ký) Luận văn thạc sỹ được bảo vệ tại Trường Đại Học Bách Khoa, ĐHQG Tp HCM ngày…… tháng………năm………

Thành phần Hội đồng đánh giá luận văn thạc sĩ gồm: (Ghi rõ họ, tên, học hàm, học vị của Hội đồng chấm bảo vệ luận văn thạc sĩ) 1

2

3

4

5

6

Xác nhận của Chủ tịch Hội đồng đánh giá LV và Trưởng Khoa quản lý chuyên ngành sau khi luận văn đã được sửa chữa (nếu có) CHỦ TỊCH HỘI ĐỒNG TRƯỞNG KHOA………

ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP.HCM

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA

CỘNG HÒA XÃ HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM

Độc lập – Tự do – Hạnh phúc

NHIỆM VỤ LUẬN VĂN THẠC SĨ

I TÊN ĐỀ TÀI: KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG GIAN CHO BỘ

BIẾN ĐỔI MA TRẬN KIỂU GIÁN TIẾP

II NHIỆM VỤ VÀ NỘI DUNG:

1 Tìm hiểu cấu hình bộ biến đổi ma trận gián tiếp (Indirect Matrix Converter)

2 Giải thuật điều chế vector không gian cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp

3 Mô phỏng bộ biến đổi ma trận gián tiếp bằng phần mềm PSIM

4 Thiết kế mô hình thực nghiệm bộ biến đổi ma trận gián tiếp

III Ngày giao nhi ệm vụ: 06/07/2015

IV Ngày hoàn thành nhi ệm vụ: 17/07/2016

V Cán bô hướng dẫn: TS Nguyễn Đình Tuyên

LỜI CẢM ƠN



Tôi xin gửi lời cảm ơn chân thành nhất đến quý Thầy, Cô trong Trường Đại Học Bách Khoa Tp Hồ Chí Minh đã nâng đỡ và dìu dắt, truyền đạt cho tôi những kiến thức và kinh nghiệm quý báu nhất trong suốt quá trình tôi học tập ở trường Tôi xin trân trọng gửi lời cảm ơn đến tất cả quý Thầy, Cô trong khoa Điện – Điện Tử, Bộ Môn Cung Cấp Điện, PTN Nghiên cứu Điện Tử Công Suất và đặc biệt

là thầy Nguyễn Đình Tuyên đã tận tình hướng dẫn, giúp đỡ, tạo mọi điều kiện thuận lợi cho tôi hoàn thành tốt luận văn tốt nghiệp này

Tôi xin cảm ơn gia đình, những người thân đã cho tôi những điều kiện tốt nhất

để học tập trong thời gian dài Ngoài ra tôi xin gửi lời cảm ơn đến tất cả những người bạn của tôi, những người đã cùng gắn bó, cùng học tập và giúp đỡ tôi trong những năm qua cũng như trong suốt quá trình thực hiện luận văn tốt nghiệp

TP Hồ Chí Minh, tháng 06 năm 2016

Nguyễn Gia Hoàng Anh

TÓM TẮT LUẬN VĂN

Luận văn nghiên cứu về cấu trúc của bộ biến đổi ma trận gián tiếp, giải thuật điều chế độ rộng xung PWM (Pulse Width Modulation) Đồng thời, trong phần thực nghiệm, luận văn cũng đề xuất phương pháp chỉ sử dụng các module epwm của DSP TMS320F28335 để thực hiện việc xuất xung, tránh việc thêm vào mạch FPGA/CPLD nhằm giảm giá thành và độ phức tạp trong bộ điều khiển

Trên cơ sở nghiên cứu, phương pháp điều chế vector không gian được phân tích, tính toán và áp dụng để thực hiện việc xuất xung điều khiển cho cả phần chỉnh lưu và nghịch lưu của bộ biến đổi ma trận gián tiếp Kết quả được kiển chứng thông qua mô phỏng và thực nghiệm

Luận văn gồm 4 chương:

- Chương 1: Giới thiệu tổng quan về đề tài

- Chương 2: Trình bày cấu hình và kỹ thuật điều chế vector không gian cho bộ

indirect matrix converter

- Chương 3: Mô hình hóa và mô phỏng bộ indirect matrix converter bằng phần mềm PSIM

- Chương 4: Thiết kế mô hình thực nghiệm và trình bày phương pháp sử dụng các module epwm của DSP để xuất xung điều khiển bộ indirect matrix

converter

ABSTRACT

This paper presents a modulation scheme for the Indirect Matrix Converter (IMC) topology The proposed method uses the space vector modulation (SVPWM) technique to control the converter’s rectifier stage and inverter stage This method achieved the maximum modulation ratio of 0.866 with sinusoidal input/output current waveforms

On the other hand, a simple real-time implementation method avoiding additional CPLD or FPGA devices is introduced This technique is verified through simulation results using PSIM software and experimental results a 32-bit fixed-point DSP (TMS 320F28335)

The thesis includes four chapters:

- Chapter 1: Introduce the thesis overview

- Chapter 2: Present the structure and Space Vector Pulse Width Modulation method of the Indirect Matrix Converter

- Chapter 3: Perform simulations by PSIM software

- Chapter 4: Design experimental model to estimate and verify the theory and present an implementation method that uses only the epwm modules of the DSP

LỜI CAM ĐOAN

Tác giả xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của bản thân tác giả Các kết quả nghiên cứu và các kết luận nêu trong luận văn là trung thực và không sao chép từ bất kỳ một nguồn nào và dưới bất kỳ hình thức nào Việc tham khảo tài liệu

đã được thực hiện trích dẫn và ghi nguồn tài liệu tham khảo đúng theo yêu cầu

Tác giả luận văn

Nguyễn Gia Hoàng Anh

MỤC LỤC

CHƯƠNG 1: TỒNG QUAN 1

1.1 Lý do chọn đề tài: 1

1.2 Đối tượng và mục tiêu nghiên cứu: 1

1.3 Phạm vi và phương pháp nghiên cứu: 2

1.4 Hướng phát triển đề tài: 2

1.5 Ý nghĩa khoa học của đề tài: 2

1.6 Ý nghĩa thực tiễn của đề tài: 2

1.7 Tổng quan các bài báo có liên quan đến đề tài: 2

CHƯƠNG 2: CẤU HÌNH CỦA BỘ INDIRECT MATRIX CONVERTER 4

2.1 Giới thiệu tổng quan về bộ biến đổi AC/AC: 4

2.1.1 Sơ lược về sự phát triển của Matrix Coverter: 6

2.1.2 Những khó khăn và phân loại: 7

2.2 Cấu trúc của bộ Indirect Matrix Converter 8

2.3 Phân tích bộ Indirect Matrix Converter 10

2.3.1 Phương pháp điều biến độ rộng xung hình sin (SPWM): 11

2.3.2 Ứng dụng phương pháp điều chế vector không gian cho IMC (SV-PWM): 12

2.3.3 Thực hiện kỹ thuật số điều khiển vector 26

CHƯƠNG 3: MÔ HÌNH HÓA VÀ MÔ PHỎNG BỘ INDIRECT MATRIX CONVERTER 28

3.1 Phân tích lựa chọn thuật toán mô phỏng: 28

3.2 Mô phỏng luật điều khiển đóng ngắt các khóa công suất 28

3.2.1 Giới thiệu chung về mạch điều khiển và công suất 28

3.2.2 Xây dựng mô hình IMC bằng PSIM 29

3.3 Kết quả mô phỏng 32

3.4 Kết luận chương 3 37

CHƯƠNG 4: THỰC NGHIỆM BỘ INDIRECT MATRIX CONVERTER 38

4.1 Phương pháp thực nghiệm: 38

4.2 Mô hình thực nghiệm 38

4.2.1 Sơ đồ khối cấu trúc phần cứng 38

4.2.2 Mạch nguồn 39

4.2.3 Mạch điều khiển 40

4.2.4 Mạch lái 42

4.2.5 Mạch công suất 44

4.3 Phương pháp thực hiện thời gian thực cho bộ Indirect Matrix Converter 47

4.3.1 Giới thiệu về module ePWM 48

4.3.2 Lập trình tạo xung PWM cho bộ Indirect Matrix Converter 52

4.4 Kết quả thực nghiệm 59

4.5 Kết luận chương 4 70

KẾT LUẬN 71

TÀI LIỆU THAM KHẢO 73

DANH MỤC HÌNH ẢNH

Hình 2.1: Bộ biến đổi AC/AC với: a) DC-link nguồn áp (U-BBC) và b) DC-link

nguồn dòng (I-BBC)

Hình 2.2: Bộ biến đổi matrix cơ bản: a) Conventional (direct) Matrix Converter

(CMC) b) Conventional Indirect Matrix Converter (IMC)

Hình 2.3: Phân loại bộ biến đổi AC/AC

Hình 2.4: Sơ đồ Indirect Matrix Converter

Hình 2.5: Định nghĩa sector của tầng chỉnh lưu

Hình 2.6: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 1, sector 2

Hình 2.7: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 2, sector 2

Hình 2.8: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 1, sector 5

Hình 2.9: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 2, sector 5

Hình 2.10: Biểu đồ vector không gian của tầng chỉnh lưu

Hình 2.11: Định nghĩa sector của tầng nghịch lưu

Hình 2.12: Biểu đồ vector không gian tầng nghịch lưu

Hình 2.13 : Biểu đồ vector không gian của tầng nghịch lưu

Hình 2.14: Sự phối hợp giữa trạng thái đóng ngắt tầng chỉnh lưu và nghịch lưu Hình 2.15: Thực hiện kỹ thuật số của hệ thống điều khiển vector

Hình 3.1: Sơ đồ khối mạch điều khiển và mạch công suất

Hình 3.2: Sơ đồ mô phỏng khối tổng quan của IMC

Hình 3.3: Sơ đồ mô phỏng khối nguồn

Hình 3.4: Sơ đồ mô phỏng khối công suất

Hình 3.5: Sơ đồ mô phỏng khối công suất

Hình 3.6: Sơ đồ mô phỏng khối điều khiển

Hình 3.7: Dạng xung kích của các khóa tầng chỉnh lưu

Hình 3.8: Thời điểm chuyển mạch của các khóa tầng chỉnh lưu và nghịch lưu Hình 3.9: Kết quả mô phỏng của điệp áp và dòng điện một chiều

Hình 3.10: Kết quả mô phỏng của điện áp pha, dòng điện pha ngõ vào và dòng vào

bộ IMC

Hình 3.11: Kết quả mô phỏng của dòng điện pha và điện áp dây ngõ ra

Hình 3.12: Kết quả mô phỏng lệch pha giữa điện áp pha và dòng điện pha ngõ vào Hình 3.13: Phân tích FFT của dòng điện nguồn sau lọc

Hình 3.14: Phân tích FFT của dòng điện tải

Hình 4.1: Sơ đồ khối thực nghiệm bộ IMC

Hình 4.9: Sơ đồ nguyên lý của FIO 50-12BD

Hình 4.10: Sơ đồ nguyên lý của IGBT STGW40N12KD

Hình 4.11: Sơ đồ layout mạch công suất

Hình 4.12: Mạch công suất thực tế

Hình 4.13: Sơ đồ khối của module ePWM

Hình 4.14: Sơ đồ giải thuật

Hình 4.15: Dạng xung kích của tầng chỉnh lưu thuộc sector 1

Hình 4.16: Dạng xung kích của hai khóa đối nghịch tầng nghịch lưu

Hình 4.17: Tải RL thực tế

Hình 4.18: Dạng xung kích của các khóa phía chỉnh lưu

Hình 4.19: Điện áp 1 chiều Vdc

Hình 4.20: Điện áp dây tải

Hình 4.21: Điện áp pha tải

Hình 4.27: Điện áp dây tải

Hình 4.28: Điện áp pha tải

Hình 4.29: Dòng điện nguồn trước lọc

Hình 4.30: Dòng điện nguồn sau lọc

Hình 4.31: Điện áp 1 chiều Vdc

Hình 4.32: Dòng điện tải

Hình 4.33: Điện áp dây tải

Hình 4.34: Điện áp pha tải

Hình 4.35: Dòng điện nguồn trước lọc

Hình 4.36: Dòng điện nguồn sau lọc

DANH MỤC BẢNG BIỂU

Bảng 2.1: Trạng thái đóng ngắt các khóa và điện áp DC của mỗi sector

Bảng 2.2: Tỉ lệ thời gian đóng của 6 vector chuẩn ở phía chỉnh lưu

Bảng 2.3: Các vector chuẩn của tầng chỉnh lưu

Bảng 2.4: Trạng thái của IMC và vector ngõ ra (Vsa>Vsb>Vsc)

Bảng 4.1: Thông số kỹ thuật của IGBT FIO 50-12BD

Bảng 4.2: Thông số kỹ thuật của IGBT STGW40N12KD

Bảng 4.3: Những sự kiện ngõ vào của submodul action-qualifier.

Bảng 4.4: Mô tả các bit của thanh ghi AQCSFRC

Bảng 4.5: Thứ tự ưu tiên các sự kiện ngõ vào của submodule action-qualifier ở chế

độ Up-count

Bảng 4.6: Giá trị thanh ghi so sánh và hai bit CSFA/CSFB trong 6 sector

Bảng 4.7: Giá trị thanh ghi so sánh trong 6 sector

CHƯƠNG 1: TỒNG QUAN 1.1 Lý do chọn đề tài:

Ngày nay, khoa học kỹ thuật tiến bộ và không ngừng phát triển Những thiết bị được chế tạo ra nhằm mục đích phục vụ lợi ích con người được cải thiện rất nhiều

về mặt chất lượng, đặc biệt là trong lĩnh vực điện tử công suất, được ứng dụng rộng rãi trong hầu hết các ngành công nghiệp hiện đại Dựa vào các bộ biến đổi được xây dựng dựa trên các phần tử bán dẫn công suất (Diode, Transistor, Thysistor, IGBT…) có thể điều khiển được các nguồn năng lượng thay đổi các tham số cung cấp cho phụ tải điện

Công nghệ chế tạo phần tử bán dẫn, đã cho ra đời rất nhiều loại van bán dẫn với những ưu điểm hơn so với trước kia như là tần số chuyển mạch nhanh, khả năng chịu dòng và áp lớn, chắc chắn, hiệu suất cao, độ tin cậy đảm bảo Vì vậy, chúng đóng một vai trò rất quan trọng trong các bộ biến đổi điện tử công suất điển hình là

bộ biến tần, được dùng để biến đổi nguồn áp với các thông số điện áp và tần số không đổi, thành nguồn điện áp với điện áp và tần số thay đổi được Sự ra đời của

bộ biến đổi Matrix Converter là một bước tiến vượt bậc của công nghiệp điện tử công suất, có ý nghĩa rất quang trọng trong việc biến đổi điện năng

Sự phát triển mạnh mẽ của kỹ thuật vi xử lý, kỹ thuật điều khiển số cùng với các hệ thống điều khiển tự động thông minh và hiện đại đã làm cho bộ Matrix Converter làm việc tin cậy, dãi điều khiển rộng, chắc chắn và hiệu suất cao hơn Matrix Converter (MC) có nhiều ưu thế hơn các biến tần truyền thống nhờ khả năng trao đổi năng lượng với lưới một cách liên tục, hiệu suất cao do chỉ có một lần biến đổi năng lượng, không phải qua khâu trung gian tích lũy năng lượng MC không có phần tử trung gian cồng kềnh, tuổi thọ làm việc thấp, làm giảm đáng kể kích thước, giảm giá thành, tăng độ tin cậy làm việc MC còn cho phép điều chỉnh được hệ số công suất cos() đầu vào, cho dòng vào áp ra có dạng hình sin

1.2 Đối tượng và mục tiêu nghiên cứu:

Đối tượng nghiên cứu của đề tài là bộ biến đổi Indirect Matrix Converter (IMC) Phân tích quá trình chuyển mạch của các van đóng ngắt trong IMC, xây

dựng thuật toán điều chế vector không gian (Space Vector Modulation) để điều khiển 2 tầng chỉnh lưu (Rectifier) và nghịch lưu (Inverter) Sự kết hợp trạng thái đóng ngắt của tầng chỉnh lưu và nghịch lưu để thu được sự cân bằng của dòng điện ngõ vào và điện áp ngõ ra Ngoài ra, phương pháp thực nghiệm chỉ sử dụng DSP tránh việc thêm vào những thiết bị như CPLD hoặc FPGA

1.3 Phạm vi và phương pháp nghiên cứu:

Để thực hiện đề tài này cần kết hợp 3 phương pháp sau:

- Nghiên cứu lý thuyết: Dựa trên những bài báo đã được công bố trên các tập chí

uy tín và những kiến thức nền tảng học từ các Thầy, Cô

- Mô phỏng: sử dụng phần mềm PSIM 9.1 kết hợp với ngôn ngữ lập trình C để thiết kế, mô phỏng bộ biến đổi IMC (gồm 12 khóa IGBT) với thuật toán điều chế vector không gian

- Thực nghiệm: qua mạch điều khiển thực tế DSP TMS320F28335 để kiểm chứng kết quả mô phỏng

1.4 Hướng phát triển đề tài:

Do ảnh hưởng bộ lọc LC của lưới điện đầu vào IMC, nên làm cho góc pha của dòng và áp bị lệch nhau, dẫn đến hệ số công suất giảm, điều này làm giảm hiệu suất làm việc của hệ thống Việc bù hệ số công suất ngõ vào của IMC nhằm cải thiện chất lượng điện năng

1.5 Ý nghĩa khoa học của đề tài:

Đề xuất cấu hình của bộ Indirect Matrix Converter cũng như giải thuật điều chế

độ rộng xung PWM Mạch thực nghiệm chỉ sử dụng DSP tránh việc thêm vào những thiết bị như CPLD hoặc FPGA, điều này làm cho mạch điều khiển trở nên gọn nhẹ, dễ dàng thực hiện, giảm giá thành

1.6 Ý nghĩa thực tiễn của đề tài:

Kết quả của đề tài tạo cơ sở cho việc phát triển và ứng của bộ Indirect Matrix Converter vào trong chế tạo và điều khiển của bộ biến tần trong thực tế

1.7 Tổng quan các bài báo có liên quan đến đề tài:

1.7.1 A Carrier-Based Pulse Width Modulation Method for Indirect Matrix Converters (tác giả: Tuyen D Nguyen, Hong-Hee Lee, Tae-Won Chun)

Bài báo giới thiệu cấu hình cơ bản của bộ Indirect Matrix Converter, trình bày mối quan hệ giữa hai phương pháp điều chế vector không gian và phương pháp sóng mang Từ đó tác giả chọn phương pháp sóng mang để thực hiện nghiên cứu, vì

ưu điểm của phương pháp này là dễ thực hiện, công thức tính toán ít Ngoài ra, tác giả còn thực hiện việc bù điện áp offset vào tín hiệu điều chế, để giá trị điện áp ngõ

ra đạt được 0.866 của điện áp ngõ vào Thực nghiệm, tác giả sử dụng DSP kết hợp với FPGA để kiểm chứng lý thuyết

1.7.2 Modulation Strategies to Reduce Common-Mode Voltage for Indirect Matrix Converters (tác gi ả: Tuyen D Nguyen and Hong-Hee Lee)

Bài báo trình bày các phương pháp giảm điện áp common mode khi ứng dụng

bộ indirect matrix converter vào điều khiển động cơ Tác giả đã đưa ra hai giải pháp

để thực hiện, giải pháp thứ nhất là sử dụng cặp đôi vector không gian khác không một cách phù hợp thay vì sử dụng vector không ở tầng nghịch lưu, giải pháp thứ hai chọn điện áp dây ngõ vào là trung bình và thấp nhất ở tầng chỉnh lưu để phát ra điện

áp DC-link đồng thời phía nghịch lưu chọn vector không thích hợp.Tác giả đã sử dụng giải thuật vector không gian để thực hiện hai giải pháp trên Sử dụng DSP và FPGA để thực nghiệm

1.7.3 An Efficient DSP-FPGA-Based Real-TimeImplementation Method of SVM Algorithms for an Indirect Matrix Converter (tác gi ả: Mahmoud Hamouda, Handy Fortin Blanchette)

Bài báo đã đề xuất phương pháp thực hiện thời gian thực sử dụng DSP kết hợp FPGA với giải thuật điều chế vector không gian cho bộ indirect matrix converter

CHƯƠNG 2: CẤU HÌNH CỦA BỘ INDIRECT MATRIX CONVERTER

Chương 2 trình bày cụ thể cấu hình và cách tạo xung kích đóng ngắt các khóa của

bộ IMC theo phương pháp điều chế vector không gian

2.1 Giới thiệu tổng quan về bộ biến đổi AC/AC:

Bộ biến đổi AC/AC là bộ chuyển đổi từ một nguồn 3 pha có biên độ và tần số

cố định để cấp cho tải 3 pha với tần số và biên độ thay đổi Hai cấu trúc của bộ biến đổi AC/AC với DC-link nguồn áp và DC-link nguồn dòng được sử dụng chủ yếu ngày nay được thể hiện hình 2.1 Trong trường hợp DC-link nguồn áp, phía chỉnh lưu, cầu diode được sử dụng để tạo điện áp DC Trong khi đó cầu thysistor đối song song được gắn phía nguồn để điều khiển dòng công suất từ tải trả về nguồn Những khó khăn ở đây là sự méo dạng của nguồn điện khá cao, cuộn cảm lọc phía nguồn rất lớn và cồng kềnh so với tụ điện

Hình 2.1: Bộ biến đổi AC/AC với: a) DC-link nguồn áp (U-BBC) và b) DC-link

nguồn dòng (I-BBC)

Từ những khó khăn trên, một họ của bộ biến đổi AC/AC với dòng chảy công suất hai chiều có thể được thực hiện bằng cách kết hợp hai tầng, một tầng chỉnh lưu (PWM rectifier) và một tầng nghịch lưu (PWM inverter) thông qua DC-link DC-link đóng vai trò một kho tích trữ năng lượng chung cho cả hai tầng, như là tụ C dùng cho DC-link nguồn áp (U-BBC) hoặc cuộn cảm L dùng cho DC-link nguồn dòng (I-BBC)

Phần tử lưu trữ năng lượng của DC-link, có lợi thế là cả hai tầng biến đổi được tách biệt ra dễ dàng điều khiển Hơn nữa, nhờ có khâu trung gian một chiều, phía nghịch lưu sẽ làm việc tương đối độc lập với phía chỉnh lưu Mặc khác, việc có mặt của phần tử tích năng lượng làm cho bộ biến đổi trở nên cồng kềnh, tuổi thọ bị hạn chế

Với mục tiêu đòi hỏi hiệu suất làm việc và độ tin cậy cao, người ta đã đưa ra một bộ biến đổi AC/AC gọi là Matrix Converter, được coi là nhiều ưu thế hơn so với những bộ biến đổi truyền thống Vì có thể thực hiện việc biến đổi tần số và điện

áp, mà không cần có thêm các phần tử tích trữ năng lượng trung gian, như tụ điện

có tuổi thọ hạn chế hay cuộn cảm có kích thước lớn, như vậy sẽ không yêu cầu nhiều tầng biến đổi công suất và hiệu suất được tăng lên rõ rệt khi hoạt động ở tần

số đóng ngắt cao

Vì gồm các khóa 2 chiều nên tạo ra dòng chảy công suất theo 2 hướng lưới đến tải và tải về lưới, dẫn đến khả năng tái sinh năng lượng trả về lưới, đồng thời có thể hoạt động ở 4 góc phần tư mà không cần điều chỉnh phía đầu vào bộ biến đổi,

do đó nếu tải là động cơ thì có thể dễ dàng chuyển đổi chế độ làm việc từ chế độ động cơ sang chế độ hãm tái sinh và ngược lại

Hình 2.2a biểu diễn bộ biến đổi ma trận trực tiếp ( Conventional direct Matrix Converter – CMC), sự biến đổi điện áp và dòng điện được thực hiện một cách trực tiếp trong một tầng Ngoài ra, trong hình 2.2b thể hiện bộ biến đổi được chia làm 2 tầng, được thực hiện gián tiếp thông qua khâu trung gian ảo (Indirect Matrix Converter – IMC) Giống như bộ biến đổi U-BBC và I-BBC, hai tầng riêng biệt tạo

ra nguồn áp và nguồn dòng, nhưng khâu trung gian không chứa phần tử tích trữ năng lượng (tụ điện hoặc cuộn cảm)

Hình 2.2: Bộ biến đổi matrix cơ bản: a) Conventional (direct) Matrix Converter

(CMC) b) Conventional Indirect Matrix Converter (IMC)

2.1.1 Sơ lược về sự phát triển của Matrix Coverter:

Một trong những đề xuất đầu tiên Gyugyi và Pelly (năm 1976) đã đưa ra nguyên lý của bộ biến tần trực tiếp sử dụng khóa 2 chiều để nhận được tần số đầu ra không bị hạn chế Nhược điểm là xuất hiện nhiều hài bậc cao không mong muốn của dòng vào và áp ra

Venturini và Alesina (1980 – 1981) đã giải quyết được vấn đề này, họ đã đưa ra một thuật toán điều biến PWM mới có thể tạo dòng điện vào và điện áp ra hình sin với tần số thay đổi đồng thời điều khiển được hệ số công suất đầu vào Đến năm

1989 hai ông đã điều chỉnh lại thuật toán ban đầu đã tạo ra được tỉ số truyền giữ điện áp ra và điện áp vào tối đa là 0.866

Năm 1991 In Roy và April, Ishiguro đã đưa ra một lớp các thuật toán vô hướng dựa trên việc so sánh vô hướng các giá trị điện áp vào tức thời và tạo dòng điện ra hình sin theo nguyên tắt dòng điện vào mỗi pha tỉ lệ với điện áp vào trên pha đó trong chu kì lấy mẫu Vấn đề thời gian thực của thuật toán điều khiển yêu cầu nhiều

Tiếp theo là phương pháp tạo điện áp đầu ra sử dụng điều biến vector không gian (Space Vector Modulation), thuật toán này sử dụng phương pháp điều biến độ rộng xung (Pulse Width Modulation) cải thiện đáng kể điện áp ngõ ra tuy nhiên chất lượng dạng sóng của dòng điện vào bị suy giảm

Những nghiên cứu khác gần đây (1992 – 1998) chủ yếu tập trung vào việc tăng hiệu suất của Matrix Converter bằng cách giảm tối đa tổn hao đóng cắt nhờ thực hiện dòng zero khi đóng và áp zero khi mở nhưng đòi hỏi các phần tử phụ thêm vào cấu trúc khóa 2 chiều

2.1.2 Những khó khăn và phân loại:

Matrix Converter sẽ là một công nghệ lý tưởng trong tương lai cho những ứng dụng có nhiệt độ cao và kích thước nhỏ gọn, khi đó sẽ không cần tụ điện sẽ là một thuận lợi rất có ý nghĩa vì tụ chịu được ở nhiệt độ cao thường rất hiếm và đắt Mặc

dù trong những thập kỷ qua đã có nhiều nghiên cứu sâu nhưng cho đến nay chỉ đạt được sự thâm nhập vào công nghiệp thấp Một bất lợi lớn nhất khiến Matrix Converter đã không có khả năng cạnh tranh trên thị trường là tỉ số truyền điện áp bị hạn chế Thêm vào đó số lượng van bán dẫn nhiều (18 IGBT và 18 Diode), do đó dẫn đến vấn đề điều khiển sẽ phức tạp, đồng thời modun công suất vẫn chưa được sản xuất một cách tối ưu Những bất lợi khác là khả năng chống lại dao động điện

áp phía nguồn kém, và như vậy cần có mạch phụ gồm những phần tử phản kháng để cải thiện dạng sóng dòng vào và đồng thời để bảo vệ Matrix Converter chống lại các

sự cố khi xảy ra quá dòng hoặc quá áp Tuy năng lượng tổn hao trong các phần tử phản kháng này sẽ nhỏ hơn nhiều so với các bộ biến đổi có phần tử tích trữ năng lượng, nhưng sẽ làm tăng kích thước và giá thành, điều nay sẽ làm giảm ưu thế hơn

so với bộ biến đổi truyền thống

Đặc biệt sự ra đời của nhóm Sparse Matrix Converter (SMC) và Hybrid Matrix Converter (HMC) là một hỗn hợp giữa ma trận và bộ biến đổi một chiều (DC-link converter) Hình 2.3 là sơ đồ biểu diễn sự phân loại các bộ biến đổi AC/AC

AC/DC-with CurrentDC-link(I-BBC)

DC/ACConverter

AC/DC-with CurrentDC-link(I-BBC)

Hybrid Direct Matrix Converter(HCMC)

Hybrid Indirect Matrix Converter(HIMC)

Direct Matrix Converter

Indirect Matrix Converter

ConventionalMatrixConverter(CMC)

Full BridgeMatrixConverter(Open Motor-windings)

DC/ACConverterwithoutDC-linkCapacitor

AC/DC-IndirectMatrix Converter

SparseMatrixConverter(SMC)(VSMC)(USMC)

Three-levelMatrixConverter

Hình 2.3: Phân loại bộ biến đổi AC/AC

2.2 Cấu trúc của bộ Indirect Matrix Converter

Như đã giới thiệu ở phần trước, bộ IMC được chia làm 2 tầng biến đổi, tầng chỉnh lưu (Rectifier) gồm 6 khóa hai chiều và tầng nghịch lưu (Inverter) gồm 6 khóa một chiều

Điện áp xoay chiều từ lưới điện với tần số f1 đầu tiên được chuyển thành điện

áp một chiều (Udc) có giá trị không đổi trong một chu kì đóng ngắt nhờ tầng chỉnh

lưu, sau đó tầng nghịch lưu sẽ biến trở lại điện áp xoay chiều với tầng số f2

Hai tầng chỉnh lưu và nghịch lưu được nối với nhau qua khâu trung gian một

chiều ảo (DC-Link), tương đương với bộ biến đổi nguồn áp (VSI) có chỉnh lưu điều

khiển ở đầu vào nhưng không có các phần tử tích trữ năng lượng nối một chiều

Hình 2.4: Sơ đồ Indirect Matrix Converter

Từ hình 2.4, Indirect Matrix Converter được xem như một bộ chỉnh lưu và một

bộ nghịch lưu Các công thức điều biến được hình thành từ cả chỉnh lưu và nghịch

lưu

Đặc điểm của bộ biến đổi này là các tham số điện ở đầu này có thể được tạo

thành từ các tham số ở đầu kia bằng cách nhân với một ma trận truyền T Như vậy

các giá trị tức thời của dòng điện và điện áp sẽ tính được nhờ ma trận truyền T như

RL

Trong đó, ma trận T là ma trận hàm truyền, có các thành phần (Tij) thể hiện các

hàm truyền biến đổi các điện áp vào tức thời thành các điện áp ra tức thời

(2.3)

Trong đó:

Skj={0,1}: là trạng thái đóng mở của tầng nghịch lưu (k = u,v,w; j = p,n)

Sij = {-1,0,1}: là trạng thái đóng mở tầng chỉnh lưu (i = a,b,c; j = p,n)

Bằng cách áp dụng thuật toán điều biến vector không gian đã dùng cho bộ biến

đổi nguồn áp truyền thống, cho các tầng chỉnh lưu và nghịch lưu tương ứng của

IMC sau đó kết hợp lại Như vậy ma trận truyền T sẽ được tạo ra bằng cách nhân

ma trận trạng thái tầng chỉnh lưu R với ma trận trạng thái tầng nghịch lưu I ta được

Hay là (2.4)

2.3 Phân tích bộ Indirect Matrix Converter

Để đơn giản cho quá trình phân tích, giả sử rằng bỏ qua bộ lọc (Fillter) từ nguồn

lưới, từ hình 2.4 ta thu được các phương trình sau:

Ls = 0; Cs = 0; Vsx = Vx; Isx = Ix (2.5)

Trong đó:

Vx , Ix là điện áp và dòng điện pha x của lưới (x = a, b, c)

Giả sử điện áp ngõ vào là nguồn áp sin 3 pha đối xứng

(2.7)

Trong đó:

 i, o là tần số góc vào, ra

o là góc lệch pha ban đầu của dòng điện

Vm và Io là biên độ điện áp vào và dòng điện ra

  av, bv, cv là góc điện của điện áp pha A, B, C

Ta cũng có, dòng điện ngõ vào và điện áp ngõ ra tải là

(2.8)

và

(2.9)

Trong đó:

in  av  a là góc công suất của nguồn

out  ou  oilà góc công suất của tải

2.3.1 Phương pháp đi ều biến độ rộng xung hình sin (SPWM):

Phương pháp tạo điện áp ra là chuỗi những xung hình chữ nhật có cùng biên độ,

độ rộng xung phụ thuộc vào luật điều khiển

Giản đồ kích đóng các công tắt dựa trên cơ sở so sánh hai tín hiệu cơ bản:

+ Điện áp chuẩn Ur thường có dạng hình sin, có tần số fr Nó thể hiện độ lớn trị hiệu dụng và tần số sóng hài cơ bản của điện áp ra mong muốn

+ Điện áp mang Up thường có dạng răng cưa hay tam giác có tần số fp>> fr Tần

số điện áp mang càng cao,lượng sóng hài bậc cao bị khử bớt càng nhiều Tuy nhiên, tần số đóng ngắt cao làm cho tổn hao phát sinh do qua trình đóng ngắt các công tắt tăng theo

Giá trị trung bình điện áp ra (Utb) trong một chu kỳ của điện áp mang là tỉ lệ với giá trị điện áp chuẩn Ur, như vậy khi Ur có dạng hình sin thì Utb cũng có dạng hình sin, có thể điều chỉnh biên độ áp ra bằng cách điều chỉnh tỉ số Ur/Utb

Trong nhiều ứng dụng công nghiệp phương pháp này thường được sử dụng điều khiển điện áp đầu ra của nghịch lưu nguồn áp (VSI) Ưu thế là tạo ra được điện áp hình sin, tuy nhiên phương pháp SPWM đạt được chỉ số điều chế lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ sóng điều chế bằng với biên độ sóng mang, và phạm vi tốt nhất là (0%:78%) của sóng chữ nhật tạo ra Nếu chỉ số điều chế vượt quá giá trị này, mối quan hệ tuyến tính giữa chỉ số điều biến và điện áp ra sẽ không được đảm bảo, lúc đó phải yêu cầu phương pháp quá điều chế

2.3.2 Ứng dụng phương pháp đi ều chế vector không gian cho IMC PWM):

(SV-Luận văn này chọn phương pháp điều chế vector không gian cho cả hai tầng chỉnh lưu và nghịch lưu của bộ IMC để thực hiện Phương pháp điều chế độ rộng xung vector không gian (SVPWM) được sử dụng phổ biến nhờ các ưu điểm Như có đáp ứng đầu ra với sóng hài thấp, tầm điều khiển tuyến tính được mở rộng, dễ dàng thực hiện bởi các hệ thống số

IMC gồm có hai tầng biến đổi công suất

- Đầu tiên, tầng chỉnh lưu sẽ chuyển điện áp 3 pha ngõ vào thành điện áp DC

trường hợp xảy ra cho sự kết hợp của các khóa Tuy nhiên, bởi vì yêu cầu điện áp DC luôn luôn dương, nên sẽ có 3 trường hợp không xảy ra (đó là aa, bb, cc) Như vậy chỉ còn lại 6 trường hợp (tương ứng với 6 vector tích cực) ở tầng chỉnh lưu

- Thứ hai, tầng nghịch lưu sẽ chuyển điện áp DC ngõ vào thành điện áp xoay chiều Khi đó tầng biến đổi này có 2 ngõ vào và 3 ngõ ra, vậy sẽ có 23 trường hợp Cuối cùng, kết hợp sự biến đổi của 2 tầng chỉnh lưu và nghịch lưu ta có 6x8=48 trường hợp

2.3.2.1 Điều biến vector không gian tầng chỉnh lưu (SV-PWM rectifier):

Để đơn giản cho quá trình phân tích, giả sử hệ số công suất của lưới điện vào bằng 1, do đó góc lệch pha giữa dòng điện và điện áp bằng nhau

a Định nghĩa sector của tầng chỉnh lưu:

Tầng chỉnh lưu được chia làm 6 sector dựa trên việc xác định góc của dòng điện ngõ vào như hình 2.5 Bởi vì tính duy nhất của hệ số công suất, nên trong khoảng thời gian của một sector chỉ có duy nhất một điện áp pha ngõ vào với giá trị tuyệt đối lớn nhất.Ví dụ, trong sector 1 Vsa có trị tuyệt đối lớn nhất, trong sector 2 thì Vsc

có trị tuyệt đối lớn nhất

Hình 2.5: Định nghĩa sector của tầng chỉnh lưu

b Hai phần trong 1 sector và mạch tương đương mỗi phần:

Trong mỗi chu kỳ đóng ngắt được chia làm hai phần

+ Ví dụ, xét sector 2, Vsc có trị tuyệt đối lớn nhất và hai điện áp dây ngõ vào lớn nhất là Vsa- Vsc và Vsb - Vsc (chú ý: Vsc âm) Khi đó trạng thái đóng ngắt của các khóa trong mỗi phần được xác định thông các bước sau:

 Phần 1: khóa Sbp và Scn duy trì trạng thái ON, các khóa còn lại ở trạng thái OFF Giá trị điện áp DC là Udc = Vsb - Vsc và dòng điện pha ngõ vào isb, -isc bằng dòng điện idc và isa = 0 Tỉ lệ thời gian đóng của phần 1 gọi là dbc Mạch tương đương của bộ biến đổi được mô tả như hình 2.6 Trong hình này, bộ biến đổi giống như

là bộ nghịch lưu DC/AC truyền thống với điện áp DC là Vsb - Vsc

 Phần 2: khóa Sap và Scn duy trì trạng thái ON, các khóa còn lại ở trạng thái OFF Giá trị điện áp DC là Udc = Vsa - Vsc và dòng điện pha ngõ vào isa, -isc bằng dòng điện idc và isb = 0 Tỉ lệ thời gian đóng của phần 2 gọi là dac Mạch tương đương của bộ biến đổi được mô tả như hình 2.7.Trong hình này, bộ biến đổi giống như

là bộ nghịch lưu DC/AC truyền thống với điện áp DC là Vsa - Vsc

+ Tương tự, ta xét sector 5, Vsc có trị tuyệt đối lớn nhất và hai điện áp dây ngõ vào lớn nhất là Vsc- Vsa và Vsc - Vsb (chú ý: Vsc dương) Khi đó trạng thái đóng ngắt của các khóa trong mỗi phần được xác định thông các bước sau:

 Phần 1: khóa San và Scp duy trì trạng thái ON, các khóa còn lại ở trạng thái OFF Giá trị điện áp DC là Udc = Vsc - Vsa và dòng điện pha ngõ vào -isa, isc bằng dòng điện idc và isb = 0 Tỉ lệ thời gian đóng của phần 1 gọi là dac Mạch tương đương của bộ biến đổi được mô tả như hình 2.8.Trong hình này, bộ biến đổi giống như

là bộ nghịch lưu DC/AC truyền thống với điện áp DC là Vsc - Vsa

 Phần 2: khóa Sbn và Scp duy trì trạng thái ON, các khóa còn lại ở trạng thái OFF Giá trị điện áp DC là Udc = Vsc - Vsb và dòng điện pha ngõ vào isc, -isb bằng dòng điện idc và isa = 0 Tỉ lệ thời gian đóng của phần 2 gọi là dbc Mạch tương đương của bộ biến đổi được mô tả như hình 2.9 Trong hình này, bộ biến đổi giống như

là bộ nghịch lưu DC/AC truyền thống với điện áp DC là Vsc - Vsb

Kết luận: từ hình 2.6 đến hình 2.9, ta có thể kết luận rằng Indirect Matrix Converter được xem như là bộ nghịch lưu DC/AC trong mỗi phần của cả sector 2

và sector 5 Nhưng khác nhau ở sự kết hợp giữa các khóa và điện áp DC

Hình 2.6: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 1, sector 2

Hình 2.7: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 2, sector 2

Hình 2.8: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 1, sector 5

Hình 2.9: Sơ đồ mạch tương đương của IMC trong phần 2, sector 5

Bảng 2.1: Trạng thái đóng ngắt các khóa và điện áp DC của mỗi sector

Bảng 2.1 cho ta thấy được những trạng thái tương ứng của các khóa ở phía chỉnh lưu và điện áp một chiều DC của mỗi phần cho 6 sector Những khóa mà không được đề cập trong bảng thì luôn luôn off

c Thời gian đóng ngắt của các khóa tầng chỉnh lưu:

Biểu đồ vector không gian của tầng chỉnh lưu hình 2.10 gồm 6 vector dòng điện chuẩn Mỗi vector dòng điện chuẩn thể hiện sự kết hợp của điện áp pha ngõ vào cho điện áp một chiều DC Ví dụ, vector Iab thể hiện sự kết hợp của điện áp vào pha A (cực dương của DC) và pha B (cực âm của DC)

(2.11) (2.12)

Trong đó, mi là chỉ số điều chế của tầng chỉnh lưu, α i là góc của vector dòng

điện đầu vào

Ở tầng chỉnh lưu, các vector zero bị lược bỏ nhằm nâng cao giá trị điện áp link Do đó, điện áp DC chính là điện áp dây của nguồn vào và trình tự chuyển mạch chỉ gồm hai vector hiện tại đang hoạt động Vậy tỉ lệ thời gian đóng của hai vector chuẩn được tính lại như sau:

(2.13)

Bằng cách phân tích tương tự, ta có trạng thái đóng ngắt của các khóa và tỉ lệ thời gian đóng của cả 6 vector chuẩn được tổng kết trong Bảng 2.2

Bảng 2.2: Tỉ lệ thời gian đóng của 6 vector chuẩn ở phía chỉnh lưu

Trong một chu kỳ lấy mẫu, điện áp một chiều DC sẽ nhận hai giá trị điện áp dây

Vab và Vac (xét tại sector 1) với tỉ lệ thời gian đóng tương ứng là dab và dac Do đó, giá trị trung bình của điện áp một chiều được xác định như sau:

Bảng 2.3: Các vector chuẩn của tầng chỉnh lưu

2.3.2.2 Điều biến vector không gian phía nghịch lưu (SV-PWM inverter)

a Định nghĩa sector của tầng nghịch lưu

Tầng chỉnh lưu được chia làm 6 sector dựa trên việc xác định góc của điện áp ngõ ra mong muốn như hình 2.11

Hình 2.11: Định nghĩa sector của tầng nghịch lưu

Ta có, vector không gian của điện áp ra mong muốn được định nghĩa như sau:

Theo phương trình này, mỗi trường hợp kết nối của các công tắc cho ta một vector điện áp ngõ ra Độ lớn và góc pha của điện áp ngõ ra được tổng hợp trong bảng 2.4 và biểu đồ của những vector này khi Vsa> Vsb> Vsc được biểu diễn như hình 2.12

Dựa vào độ lớn và góc pha, những vector này được chia thành những nhóm sau:

 Vector zero (V1 ~ V5) thể hiện tổng cộng 30 kết nối của bộ biến đổi Những vector này có điểm chung là tất cả ngõ ra được kết nối tới cùng một pha V1 và V2kết nối tất cả 3 ngõ ra tới cùng một cực của điện áp một chiều DC Bởi vì hai vector này phát ra dòng zero ở điện áp một chiều, nên các khóa ở phía chỉnh lưu có thể chuyển mạch tại dòng zero này Mặc khác, 3 vector V3,V4 và V5 cung cấp điện áp zero tại điện áp trung gian một chiều, do đó các khóa ở phía nghịch lưu có thể chuyển mạch trong khoảng thời gian này Ngoài ra, tất cả các vector zero (V1 ~ V5) này đều tạo ra dòng zero cho 3 pha ngõ vào

 Những vector có liên quan tới Vsa và Vsb (V6 ~ V11) thì ngõ ra được kết nối với pha A hoặc pha B Độ lớn của chúng bằng điện áp dây Vsab khi điện áp Vsa>

Vsbvà bằng Vsba khi điện áp Vsb> Vsa Nếu biểu đồ của những vector này cộng thêm trạng thái AAA và BBB có thể tạo ra một biểu đồ giống bộ nghịch lưu DC/AC với điều kiện Vdc = Vsab (Hình 2.12b)

 Những vector có liên quan tới Vsa và Vsc (V12 ~ V17) thì ngõ ra được kết nối với pha A hoặc pha C Độ lớn của chúng bằng điện áp dây Vsac khi điện áp Vsa> Vsc

và bằng Vsca khi điện áp Vsc> Vsa Nếu biểu đồ của những vector này cộng thêm trạng thái AAA và CCC có thể tạo ra một biểu đồ giống bộ nghịch lưu DC/AC với điều kiện Vdc = Vsac (Hình 2.12c)

 Những vector có liên quan tới Vsb và Vsc (V18 ~ V23) thì ngõ ra được kết nối với pha B hoặc pha C Độ lớn của chúng bằng điện áp dây Vsbc khi điện áp Vsb> Vsc

và bằng Vscb khi điện áp Vsc> Vsb Nếu biểu đồ của những vector này cộng thêm trạng thái BBB và CCC có thể tạo ra một biểu đồ giống bộ nghịch lưu DC/AC với điều kiện Vdc = Vscb (Hình 2.12d)

 Kết luận, vector điện áp ngõ ra của bộ IMC có những đặc điểm sau:

 Độ lớn của các vector này là một trong những điện áp dây ngõ vào

 Tại bất kì thời điểm nào, vector điện áp ngõ ra của IMC được xem như là bộ nghịch lưu 3 pha DC/AC trong đó điện áp một chiều DC là một trong 3 điện áp dây

 Khi yêu cầu điện áp một chiều DC luôn luôn dương, thì việc lựa chọn 48 vector cũng thay đổi liên tục Ví dụ, sự kết nối của các vector V6 ~ V11 trong Bảng 2.4 cho ta thấy rằng Vp = Vsa và Vn = Vsb khi Vsa> Vsb điều này đảm bảo được điện

áp một chiều DC luôn dương Ngược lại, nếu Vsa< Vsb thì sự kết nối của các vectorV6 ~ V11 sẽ làm cho điện áp một chiều trở nên âm Bằng cách thay đổi trạng thái đóng ngắt của phía chỉnh lưu sao cho Vp = Vsb và Vn = Vsa điều này sẽ đảm bảo được điện áp một chiều dương

Hình 2.12: Biểu đồ vector không gian tầng nghịch lưu

Bảng 2.4: Trạng thái của IMC và vector ngõ ra (Vsa>Vsb>Vsc)

b Thời gian đóng ngắt của các khóa ở phía nghịch lưu:

Thuật toán điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu DC/AC truyền thống cũng được ứng dụng tương tự vào tầng nghịch lưu của bộ IMC, với 3 điện áp pha ngõ ra Vu,Vv và Vw được cung cấp bởi điện áp một chiều DC (phương trình 2.15) Vector không gian của điện áp ngõ ra mong muốn:

Trong đó:  o  out là góc vector điện áp ra mong muốn

Để tính toán duty cycles của các vector chuẩn và vector không, trị trung bình của điện áp một chiều phải được xác định Tám vector không gian ở tầng nghịch gồm: sáu vector tích cực (V1 ~ V6) và hai vector không (V0,V7) được dùng cho phương pháp điều chế vector không gian (SVPWM)

Giả sử, góc vector điện áp ra mong muốn nằm trong khoảng 0

(2.20)

Trong đó: d1và d2 là tỉ lệ thời gian đóng của vector V1và V2

Việc tính toán thời gian tác động của các vector chuẩn cho những sector còn lại cũng được thực hiện tương tự Nếu vector Vi thuộc sector thứ i thì ta quy đổi về sector thứ nhất và thực hiện phép tính tương tự

Hình 2.13 : Biểu đồ vector không gian của tầng nghịch lưu

c Sự kết hợp thứ tự đóng ngắt tầng chỉnh lưu và tầng nghịch lưu:

Để đạt được sự cân bằng của dòng điện ngõ vào và điện áp ngõ ra trong một

khoảng thời gian lấy mẫu, thì trạng thái đóng ngắt của các khóa ở tầng chỉnh lưu và

nghịch lưu phải được kết hợp một cách hiệu quả

Như đã phân tích ở phần 2.3, trong mỗi chu kì đóng ngắt tầng chỉnh lưu được

chia làm hai phần, do đó tỉ lệ thời gian đóng của các vector V1,V2 và V0 trong tầng

nghịch lưu cũng được phân phối cho mỗi phần Vậy thời gian tác động của hai

vector tích cực (V1, V2) và hai vector không (V0, V7) cho mỗi phần được xác định

d Mô hình chuyển mạch an toàn:

Để đảm bảo quá trình chuyển mạch của các khóa phía chỉnh lưu tại dòng điện

DC bằng không, thì tầng nghịch lưu phải đang hoạt động tại vector không trong khi

khi chuyển mạch Việc chuyển mạch như vậy sẽ làm giảm tổn hao đóng ngắt ở phía chỉnh lưu và tránh được những phức tạp trong quá trình đóng ngắt Theo nguyên tắt của việc chọn vector không trong tầng nghịch lưu, thì mô hình đóng ngắt được sắp xếp như hình 2.14 trong trường hợp cả tầng chỉnh lưu và tầng nghịch lưu đều nằm trong sector 1

Hình 2.14: Sự phối hợp giữa trạng thái đóng ngắt tầng chỉnh lưu và nghịch lưu

2.3.3 Thực hiện kỹ thuật số điều khiển vector

Trong việc thực hiện kỹ thuật số điều khiển vector, điện áp nguồn cần được đo

để làm vector tham chiếu điều khiển tầng chỉnh lưu Ta dùng hai sensor áp để đo điện áp dây, tín hiệu từ sensor áp sẽ đưa đến bộ chuyển đổi anolog – digital của DSP Tín hiệu số ngõ vào mà DSP thực hiện tính toán là hai giá trị điện áp dây UAB

và UBC Áp dụng công thức 2.23 để chuyển sang 3 điện áp pha

1

3 1

3 1

Vậy giải thuật điều chế vector không gian thực hiện kỹ thuật số là bao gồm một loạt các phép tính toán toán học, chẳng hạn như hàm lượng giác sin, cos, nhân, chia, cộng, trừ Tất cả những tính toán này đều nằm trong thời gian lấy mẫu Để đáp ứng tất cả các yêu cầu hệ thống thực tế (thực hiện chuyển đổi AD, tất cả những tính toán

và cập nhật PWM trong vòng một hoặc một nữa chu kỳ đóng ngắt) thì bộ vi xử lý được sử dụng cho việc điều khiển vector phải có tốc độ thực thi cao

Điều kiện ngắt (100µs)

Lấy mẫu

Tính toán điều khiển vector

Xuất ra tỉ lệ thời gian đóng ngắt

No

Yes

Hình 2.15: Thực hiện kỹ thuật số của hệ thống điều khiển vector