Mô phỏng ảnh hưởng của bộ khuếch đại công suất cao tới việctruyền tín hiệu vô tuyến điện và giải pháp khắc phục

Tần số băng gốc của mỗi sóng mang con được chọn là bội số của nghịch đảo khoảng thời ký tự, vì vậy mỗi một sóng mang con có một chu kì sao cho bằng một số nguyên lần thời gian cần thiết

LÊ HỒ NAM TUẤN

MÔ PHỎNG ẢNH HƯỞNG CỦA BỘ

KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TỚI VIỆC TRUYỀN TÍN HIỆU VÔ TUYẾN ĐIỆN VÀ

GIẢI PHÁP KHẮC PHỤC

LUẬN VĂN THẠC SĨ

NGÀNH CÔNG NGHỆ ĐIỆN TỬ - VIỄN THÔNG

Huế - 2014

TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ

LÊ HỒ NAM TUẤN

MÔ PHỎNG ẢNH HƯỞNG CỦA BỘ

KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TỚI VIỆC TRUYỀN TÍN HIỆU VÔ TUYẾN ĐIỆN VÀ

NGÀNH CÔNG NGHỆ ĐIỆN TỬ - VIỄN THÔNG

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC:

TS TRẦN ĐỨC TÂN

Huế - 2014

LỜI CẢM ƠN

Em xin chân thành cảm ơn thầy TS Trần Đức Tân, người trực tiếp hướng dẫn

đề tài Trong quá trình làm luận văn, thầy đã tận tình hướng dẫn thực hiện đề tài, giúp

em giải quyết cá vấn đề nảy sinh trong quá trình làm luận văn và hoàn thành luận văn đúng định hướng ban đầu

Xin chân thành cảm ơn các thầy cô trong hội đồng chấm luận văn đã cho em những đóng góp quý báu để luận văn thêm hoàn chỉnh Cuối cùng xin được gửi lời cảm ơn tới tất cả bạn bè là những người luôn chia sẽ những chuyện buồn vui trong cuộc sống cũng như giúp đỡ em những lúc khó khăn

Một lần nữa em xin chân thành cảm ơn Chúc tất cả mọi người sức khỏe và

LỜI CAM ĐOAN

Đồ án này đã được hoàn thành sau một thời gian nghiên cứu, tìm hiểu các nguồn tài liệu sách báo chuyên ngành và thông tin trên mạng mà theo em là hoàn toàn tin cậy

Em xin cam đoan nội dung của đồ án này không phải là bản sao chép của bất cứ đồ án hoặc công trình đã có từ trước

Lê Hồ Nam Tuấn

MỤC LỤC

LỜI CẢM ƠN 1

LỜI CAM ĐOAN 2

MỤC LỤC……… .3

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU VÀ TỪ VIẾT TẮT 6

DANH MỤC CÁC BẢNG 8

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ 9

MỞ ĐẦU 11

CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN VỀ KỸ THUẬT OFDM 12

1.1 Đa truy cập theo phân chia tần số trực giao OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 12

1.1.1 Giới thiệu về OFDM 12

1.1.2 Trực giao 13

1.1.3 Cấu trúc OFDM 15

1.1.4 Mã hóa sửa sai trước FEC (Forward Error Correcting) 16

1.1.5 Điều chế trong OFDM 16

1.1.5.1 Điều chế BPSK (Binary Phase Shift Keying) 16

1.1.5.2 Điều chế QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 18

1.1.5.3 Điều chế QAM (Quadrature Amplitude Modulation) 20

1.2 Sơ lược về hệ thống OFDM 21

1.2.1 Các khối chức năng 21

1.2.1.1 Máy phát 21

1.2.1.2 Máy thu 21

1.2.1.3 Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song 21

1.2.1.4 Tầng điều chế sóng mang con 22

1.2.1.5 Tầng chuyển đổi từ miền tần số sang miền thời gian 22

1.2.1.6 Tầng điều chế sóng mang RF 22

1.2.2 Nguyên tắc chèn chuỗi bảo vệ 23

1.2.3 Phép biến đổi nhanh IFT/FFT 26

1.3 Đồng bộ 27

1.3.1 Đồng bộ kí tự 27

1.3.1.1 Đồng bộ ký tự dựa vào CP 27

1.3.1.2 Lỗi thời gian 28

1.3.1.3 Nhiễu pha sóng mang 29

1.3.2 Đồng bộ tần số sóng mang 29

1.3.2.1 Lỗi tần số 29

1.3.2.2 Ước lượng khoảng dịch tần số sóng mang CFO dựa vào pilot 29

1.3.2.3 Ước lượng tần số sóng mang sử dụng CP 30

1.3.3 Đồng bộ tần số lấy mẫu .31

1.4 Đánh giá về kỹ thuật OFDM 31

1.4.1 Ưu điểm 31

1.4.2 Nhược điểm 31

1.5 Kết luận chương 32

CHƯƠNG 2: MÉO PHI TUYẾN VÀ CÁC MÔ HÌNH KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT LỚN HPA 33

2.1 Méo tín hiệu trong các hệ thống thông tin vệ tinh 33

2.2 Các ảnh hưởng phi tuyến 34

2.3 Các mô hình bộ khuếch đại 35

2.3.1 Các mô hình không nhớ 36

2.3.2 Các mô hình có nhớ 37

2.4 Kết luận chương 39

CHƯƠNG 3: CÁC GIẢI PHÁP KHẮC PHỤC 40

3.1 Phương pháp sử dụng Back off tối ưu 40

3.2 Phương pháp dự đoán méo (Predistorsion) 40

3.2.1 Bộ dự đoán méo 40

3.2.2 Phân loại các bộ dự đoán méo 41

3.2.2.1 Dự đoán méo tín hiệu (Signal Predistortion - SP) 42

3.2.2.2 Dự đoán méo dữ liệu (Data Predistortion - DP) 42

3.2.2.3 Dự đoán méo tương tự 42

3.2.2.4 Dự đoán méo số 42

3.2.3 Thiết kế PD dựa trên phương pháp chuỗi Volterra 43

3.2.3.1 Phương pháp chuỗi Volterra 43

3.2.3.2 Nguyên lý thiết kế PD dựa trên phương pháp chuỗi Volterra [7] 45

3.3 Kỹ thuật san bằng (Equalizer) 46

3.3.1 Kỹ thuật san bằng kênh tuyến tính 46

3.3.2 Kỹ thuật san bằng kênh phi tuyến 48

3.3.2.1 Đánh giá chuỗi hợp lệ cực đại 48

3.3.2.2 Các phương pháp mạng Nơron 48

3.4 Kết luận chương 49

CHƯƠNG 4: MÔ PHỎNG BẰNG MATLAB 50

4.1 Thực hiện mô phỏng 50

4.2 Kết quả mô phỏng 51

4.2.1 Dạng tín hiệu thu được 51

4.2.2 Đánh giá kiểm tra thông số kernel H 53

4.2.3 Tỉ lệ lỗi bit BER 56

4.3 Kết luận chương 57

KẾT LUẬN 58

TÀI LIỆU THAM KHẢO 59

PHẦN PHỤ LỤC 60

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU VÀ TỪ VIẾT TẮT

ACI Adjacent Channel Interference Nhiễu kênh phụ cận

AWGN Additive White Gaussian Noise Nhiễu trắng Gaussian

BPSK Binary Phase Shift Keying Điều chế pha nhị phân

DFE Decision Feedback Equanlizer Bộ san bằng hồi tiếp quyết định

FEC Forward Error Correcting Mã hóa sửa sai trước

FFT Fast FourierTransformers Biến đổi Fourier nhanh

FIR Finite Impulse Response Bộ lọc FIR

HPA High Power Amplifier Khuếch đại công suất lớn

IDFT Inverse Discrete Fourier Transform Biến đổi Fourier rời rạc ngược

IFFT Inverse Fast Fourier Transform Biến đổi Fourier ngược nhanh

IFT Inverse Fourier Transform Biến đổi Fourier ngược

ISI Intersymbol Interference Nhiễu xuyên ký tự

ICI Interchannel Interference Nhiễu xuyên kênh

ML Maximum Likelihood Tiêu chuẩn hợp lệ cực đại

MSE Minimum Square Error Sai số bình phương trung bình

nhỏ nhất

NLOS Non Line Of Sight Tầm nhìn bị che chắn

OFDMA Orthogonal Frequency Division Đa truy cập phân chia theo tần

PAPR Peak-to-Average Power Ratio Tỉ số công suất đỉnh trên trung

bình

PSD Power Spectral Density Hàm mật độ phổ công suất

PSK Phase Shift Keying Điều biến dịch pha

QAM Quadrature Amplitude Modulation Điều chế biên độ cầu phương QPSK Quadrature Phase Shift Keying Điều chế dịch pha cầu phương

SP Signal Predistortion Dự đoán méo tín hiệu

SSPA Solid State Power Amplifier Khuếch đại công suất sử dụng

DANH MỤC CÁC BẢNG

Bảng 1.1: Quan hệ của cặp bit điều chế và tọa độ của các điểm tín hiệu trong điều chế QPSK……….19

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ

Hình 1.1: Công nghệ OFDM……….…12

Hình 1.2: Phổ cấu trúc của một tín hiệu OFDM trong băng tần cơ sở có năm sóng mang con……… ……14

Hình 1.3: Phổ tổng hợp của tín hiệu OFDM trong băng tần cơ sở với 5 sóng mang con……….……14

Hình 1.4: Cấu trúc OFDM trong miền tần số……… …… 15

Hình 1.5: Cấu trúc kênh con OFDM……… … 15

Hình 1.6: Cấu trúc lát OFDM……… ……….16

Hình 1.7: Biểu đồ không gian tín hiệu BPSK……….18

Hình 1.8: Biểu đồ tín hiệu tín hiệu QPSK……… …19

Hình 1.9: Chùm tín hiệu M-QAM……… ……20

Hình 1.10: Sơ đồ khối phát thu tín hiệu OFDM điển hình………21

Hình 1.11: Chèn thời gian bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM……… ……23

Hình 1.12: Cấu trúc tín hiệu OFDM trong miền thời gian……… …….24

Hình 1.13: Hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại ISI……… ……25

Hình 1.14: Ảnh hưởng của lỗi tần số (∆F) đến hệ thống……… …29

Hình 1.15: CP trong một symbol OFDM……….…….30

Hình 2.1: Độ lùi công suất đầu vào……… …….33

Hình 2.2: PSD cho tín hiệu 64-QAM đường 1:PSD lý tưởng (đường thẳng); 2: phổ tín hiệu truyền đi khi bộ khuếch đại ở trạng thái bão hoà……… 35

Hình 3.1 Sơ đồ nguyên lý thiết kế PD dựa trên phương pháp chuỗi Volterra……… 45

Hình 3.2: Cấu trúc san bằng kênh……….47

Hình 4.1: Dạng tín hiệu thu được sau khi thực hiện mô phỏng truyền tín hiệu vô tuyến với bộ HPA tuyến tính, IBO=8, K=3, Q=3……… …51

Hình 4.2: Dạng tín hiệu thu được sau khi thực hiện mô phỏng truyền tín hiệu vô tuyến với bộ HPA phi tuyến, IBO=8, K=3, Q=3……… 51

Hình 4.3: Dạng tín hiệu thu được sau khi thực hiện mô phỏng truyền tín hiệu vô tuyến với bộ HPA phi tuyến theo mô hình có nhớ đã thực hiện PD, IBO=8, K=3, Q=3… 52

Hình 4.4: Dạng tín hiệu thu được sau khi thực hiện mô phỏng truyền tín hiệu vô tuyến với bộ HPA phi tuyến theo mô hình không nhớ đã thực hiện PD, IBO=8, K=3, Q=3.52

Hình 4.5: Mô phỏng biên độ kernel H của khối PD Trainning B trong quá trình truyền lặp lại 10 lần……….…….53

Hình 4.6: Mô phỏng pha kernel H của khối PD Trainning B trong quá trình truyền lặp lại 10 lần……… ….54 Hình 4.7: So sánh biên độ tín hiệu vào x(n), tín hiệu qua bộ PD d(n) và tín hiệu ra bộ HPA y(n)……….… 55

Hình 4.8: So sánh pha tín hiệu vào x(n), tín hiệu qua bộ PD d(n) và tín hiệu ra bộ HPA y(n)………55 Hình 4.9: Đồ thị so sánh tỉ lệ lỗi bit BER trong 4 trường hợp mô phỏng với IBO=5, K=3, Q=3……… 56

Hình 4.10: Đồ thị so sánh tỉ lệ lỗi bit BER trong 4 trường hợp mô phỏng với IBO=8, K=3, Q=3……… 57

MỞ ĐẦU

Trong những năm gần đây, OFDM không ngừng được nghiên cứu và mở rộng phạm vi ứng dụng bởi những ưu điểm của nó trong tiết kiệm băng tần và khả năng chống lại pha-đinh chọn lọc theo tần số cũng như xuyên nhiễu băng hẹp Trong thực tiễn, với một trải trễ xác định, việc xây dựng một hệ thống OFDM ít phức tạp hơn so với một hệ thống đơn sóng mang dùng bộ san bằng Cùng với sự ra đời của các chíp FFT (Fast FourierTransformers) có dung lượng lớn, gần đây OFDM đã được ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin thế hệ mới, tiêu biểu là hệ thống DVB-T (1995), chuẩn IEEE802.11a, HIPERLAN II (1999), ITSI, MMAC chuẩn IEEE 802.11g (2003) và là một ứng cử viên có triển vọng nhất cho thế hệ thông tin 4G

Trong khuôn khổ luận văn này học viên đã: 1) Tìm hiểu tổng quan về kỹ thuật OFDM; 2) Tìm hiểu về ảnh hưởng của méo phi tuyến gây ra bởi các bộ khuếch đại công suất cao; 3) Tìm hiểu và mô phỏng kiểm chứng việc sử dụng bộ dự đoán méo (PD) để khắc phục hiện tượng méo phi tuyến

CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN VỀ KỸ THUẬT OFDM

1.1 Đa truy cập theo phân chia tần số trực giao OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access)

1.1.1 Giới thiệu về OFDM

Nhu cầu về các dịch vụ băng thông rộng tin cậy trong điều kiện truyền không dây

bị che chắn (tầm nhìn khuất–NLOS, đặc biệt bị ảnh hưởng bởi hiện tượng đa đường dẫn và can thiệp từ các nhà cung cấp dịch vụ không dây khác) đã đưa công nghệ không dây vào triển khai rộng khắp sử dụng công nghệ ghép kênh phân chia theo tần

số trực giao OFDM trong các tiêu chuẩn và sản phẩm

Hình 1.1: Công nghệ OFDM

Công nghệ OFDM chia luồng dữ liệu ra thành nhiều đường truyền băng hẹp trong vùng tần số sử dụng các sóng mang con trực giao với một sóng mang con khác Những sóng mang con này sau đó ghép thành các kênh tần số để truyền vô tuyến Các đường truyền băng hẹp này sử dụng các kí tự có khoảng thời gian dài (Long-Duration-Symbol) trong miền thời gian để làm cho các kí tự không bị méo do hiện tượng đa đường dẫn

Bằng cách sử dụng các khoảng thời gian của kí tự xấp xỉ 100 ms với khoảng bảo

vệ khoảng 10 ms, công nghệ OFDM cho phép khắc phục được các tác động của hiện tượng đa đường

2048 phù hợp với các độ rộng kênh từ 5 tới 20 Mhz để duy trì tương đối khoảng thời gian không đổi của kí tự và khoảng dãn cách giữa các sóng mang con độc lập với độ rộng kênh [10]

Vì thế với công nghệ OFDM, sự kết hợp của các sóng mang con trực giao truyền song song với các kí tự có khoảng thời gian dài đảm bảo rằng lưu lượng băng thông rộng không bị hạn chế do môi trường bị che chắn tầm nhìn (NLOS: Non Line Of Sight) và nhiễu do hiện tượng đa đường dẫn

1.1.2 Trực giao

Các tín hiệu là trực giao nếu chúng độc lập với nhau Trong OFDM, các sóng mang con được chồng lấp với nhau nhưng tín hiệu vẫn có thể được khôi phục mà không có xuyên nhiễu giữa các sóng mang kế cận bởi vì giữa các sóng mang con có tính trực giao Xét một tập các sóng mang con: fn(t), n=0, 1, …, N-1,

Tập sóng mang con này sẽ trực giao khi:

fo là tần số offset ban đầu

Tín hiệu OFDM được hình thành bằng cách tổng hợp các sóng sine Tần số băng gốc của mỗi sóng mang con được chọn là bội số của nghịch đảo khoảng thời ký tự, vì vậy mỗi một sóng mang con có một chu kì sao cho bằng một số nguyên lần thời gian cần thiết để truyền một ký hiệu (symbol duration) Điều này phù hợp với kết quả tính trực giao vừa được chứng minh ở trên

Hình 1.2: Phổ cấu trúc của một tín hiệu OFDM trong băng tần cơ sở có năm sóng

mang con

Trong minh hoạ này, mỗi sóng mang có số nguyên chu kỳ trong khoảng thời gian

T và số chu kỳ của các sóng mang kế cận nhau hơn kém nhau đúng một chu kỳ Tính chất này giải thích cho sự trực giao giữa các sóng mang

Một cách khác để xem xét tính chất trực giao của tín hiệu OFDM là quan sát phổ của nó Thấy rõ, trong miền tần số mỗi sóng mang con của OFDM có một đáp ứng tần

số dạng sinc (sin(x)/x) Dạng sinc có đường bao chính hẹp, với đỉnh suy giảm chậm khi biên độ của tần số cách xa trung tâm Tính trực giao được thể hiện là đỉnh của mỗi sóng mang con tương ứng với giá trị 0 của toàn bộ các sóng mang con khác Hình 1.6

mô tả phổ của ký tự OFDM có 5 sóng mang con là tổng hợp phổ của 5 hàm sinc

Hình 1.3: Phổ tổng hợp của tín hiệu OFDM trong băng tần cơ sở với 5 sóng mang con

1.1.3 Cấu trúc OFDM

Cấu trúc miền tần số OFDM gồm 3 loại sóng mang con :

+ Sóng mang con dữ liệu cho truyền dữ liệu

+ Sóng mang con dẫn đường cho mục đích ước lượng và đồng bộ

+ Sóng mang con vô dụng (null) không để truyền dẫn, được sử dụng cho các

băng bảo vệ và các sóng mang DC

Hình 1.4: Cấu trúc OFDM trong miền tần số

Trong một hệ thống OFDM, tài nguyên sẵn có trong miền thời gian chính là các symbol OFDM và trong miền tần số chính là các sóng mang con Các tài nguyên này

được tổ chức thành các kênh con (sub-channel) cấp phát cho người dùng

Hình 1.5: Cấu trúc kênh con OFDM

Hình 1.6: Cấu trúc lát OFDM

Cấu trúc kênh con OFDM được phát hoạ ở Hình (1.5) Trong kí tự OFDM thứ 1

và thứ 3, những sóng mang con bên ngoài của mỗi lát đều là những sóng mang con dẫn đường và có thể ước lượng đáp ứng kênh tại những tần số này bằng việc so sánh với những sóng mang dẫn đường tham chiếu đã biết trước Đáp ứng tần số của hai sóng mang bên trong có thể được ước lượng bằng phép nội suy tuyến tính trong miền tần số

Để tính toán đáp ứng tần số của những sóng mang liên kết với kí tự OFDM thứ hai, ta

có thể nội suy trong miền thời gian từ sự ước lượng cho kí tự OFDM thứ 1 và thứ 3

1.1.4 Mã hóa sửa sai trước FEC (Forward Error Correcting)

Trong hệ thống thông tin số nói chung, mã hóa sửa sai trước FEC được sử dụng

để nâng cao chất lượng thông tin, cụ thể là đảm bảo tỷ số lỗi trong giới hạn cho phép

mà không phải nâng cao giá trị của tỷ số Eb/No (hoặc SNR), điều này càng thể hiện rõ

ở kênh truyền bị tác động của AWGN (Additive White Gaussian Noise) Mã hóa FEC được chia thành 2 loại mã chính:

+ Mã khối (Block coding)

+ Mã chập (Convolutional coding)

Ngoài ra, người ta còn dùng mã hóa Trellis: là một dạng của mã chập nhưng có thêm phần mã hóa Bên thu có thể sử dụng thuật toán Viterbi

1.1.5 Điều chế trong OFDM

1.1.5.1 Điều chế BPSK (Binary Phase Shift Keying)

Trong một hệ thống điều chế BPSK, cặp các tín hiệu s1(t), s2(t) được sử dụng để biểu diễn các kí hiệu cơ số hai là "0" và "1" được định nghĩa như sau:

(1.4)

Hay:

(1.5)

]2

cos[

2)

(]

2cos[

2)

T

E t

S t

f T

E t

b

b c

b b

(1.6) Trong đó, T b : Độ rộng của 1bit

E b : Năng lượng của 1 bit

θ (t) : góc pha, thay đổi theo tín hiệu điều chế

θ : góc pha ban đầu có giá trị không đổi từ 0 đến 2π và không ảnh hưởng đến quá trình phân tích nên đặt bằng 0

i = 1 : tương ứng với symbol 0

i = 2 : tương ứng với symbol 1

Mỗi cặp sóng mang hình sine đối pha 1800 như trên được gọi là các tín hiệu đối

Ta có thể biểu diễn BPSK bằng một không gian tín hiệu một chiều (N=1) với hai

điểm bản tin (M=2): S 1 = E b , S 2 = - E b như hình sau:

2 ( ) b cos[2 ( ) ]

2 cos[2 ( ) ] 0 ( )

Hình 1.7: Biểu đồ không gian tín hiệu BPSK

1.1.5.2 Điều chế QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)

Đây là một trong những phương pháp điều chế thông dụng nhất trong truyền dẫn Công thức cho sóng mang được điều chế PSK 4 mức như sau:

(1.10)

với pha ban đầu = 0

Trong đó: i = 1, 2, 3, 4 tương ứng là các ký tự được phát đi là “00”, “01”, “11”,

“10”

T = 2.Tb (Tb là thời gian của một bit, T là thời gian của một ký tự)

E là năng lượng của tín hiệu phát trên một ký tự

Bốn điểm bản tin ứng với các vector được xác định như sau :

Hình 1.8: Biểu đồ tín hiệu tín hiệu QPSK

Xem bảng ta thấy, mức '1' thay đổi vào  E, còn logic '0' thì biến đổi vào E

Vì cùng một lúc phát đi một symbol nên luồng vào phải phân thành hai luồng tương ứng và được biến đổi mức rồi nhân với hai hàm trực giao tương ứng

0 0 1

1.1.5.3 Điều chế QAM (Quadrature Amplitude Modulation)

Ở hệ thống điều chế PSK, các thành phần đồng pha và vuông pha được kết hợp với nhau sao cho tạo thành một tín hiệu đường bao không đổi Tuy nhiên, nếu loại bỏ điều này và để cho các thành phần đồng pha và vuông pha có thể độc lập với nhau thì

ta được một sơ đồ điều chế mới gọi là điều biên cầu phương QAM (Điều chế biên độ vuông góc) Ở phương pháp điều chế này, sóng mang được điều chế cả biên độ lẫn pha Điều chế QAM có ưu điểm là tăng dung lượng đường truyền dẫn số

Dạng tổng quát của điều chế QAM m mức (m - QAM) được xác định như sau:

(1.12)

Trong đó: E0 là năng lượng của tín hiệu có biên độ thấp nhất

ai, bi: là cặp số nguyên độc lập được chọn tuỳ theo vị trí bản tin

Hình 1.9: Chùm tín hiệu M-QAM

Tín hiệu sóng mang gồm 2 thành phần vuông góc được điều chế bởi một tập hợp bản tin tín hiệu rời rạc vì thế có tên là “điều chế biên độ vuông góc”

1.2.1.2 Máy thu

Thực hiện hoạt động ngược lại của phía phát Theo đó trước hết, trộn hạ tần tín hiệu RF (Radio Frequency) thành tín hiệu băng tần cơ sở, sau sử dụng FFT để phân tích tín hiệu vào miền tần số Cuối cùng thông tin ở dạng biên độ và pha của các sóng mang con được giải điều chế thành các luồng số và chuyển trở lại thành dữ liệu số ban đầu

1.2.1.3 Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song

Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song chuyển luồng bit đầu vào thành dữ liệu phát trong mỗi ký hiệu OFDM, thường mỗi ký hiệu phát gồm 40-4000 bit Việc phân

bổ dữ liệu phát vào mỗi mỗi ký hiệu phụ thuộc vào phương pháp điều chế được dùng

và số lượng sóng mang con Ví dụ, đối với điều chế sóng mang của16-QAM thì mỗi sóng mang con mang 4 bit dữ liệu, nếu hệ thống truyền dẫn sử dụng 100 sóng mang con thì số lượng bit trên mỗi ký hiệu sẽ là 400 Tại phía thu quá trình được thực hiện ngược lại, khi đó dữ liệu từ các sóng mang con được chuyển ngược trở lại là luồng dữ liệu nối tiếp ban đầu

Do tính chất chọn lọc tần số của kênh pha đinh (pha đinh chọn lọc tần số) tác động lên một nhóm các sóng mang con làm chúng suy giảm nhanh chóng Tại điểm đáp ứng kênh xấp xỉ „0‟, thông tin gửi trên sóng mang con gần điểm này sẽ bị tổn thất, hậu quả là gây cụm lỗi bit trong mỗi ký hiệu Do cơ chế FEC là hiệu quả cao nếu các lỗi được phân tán rộng (không tập trung hay cụm lỗi), vì vậy để cải thiện hiệu năng, đa phần hệ thống dùng ngẫu nhiên hoá như là một phần của chuyển đổi nối tiếp thành song song Vấn đề này được thực hiện bằng cách ngẫu nhiên hoá việc phân bổ sóng mang con của mỗi một bit dữ liệu nối tiếp Ngẫu nhiên hoá làm phân tán các cụm bit lỗi trong ký hiệu OFDM do đó sẽ tăng hiệu năng sửa lỗi của FEC

1.2.1.4 Tầng điều chế sóng mang con

Tầng điều chế sóng mang con làm nhiệm vụ phân phối các bit dữ liệu người dùng lên các sóng mang con, bằng cách sử dụng một sơ đồ điều chế biên độ và pha Việc xắp xếp điều chế sóng mang con đối với tín hiệu 16-QAM sử dụng mã hoá Gray, và tín hiệu 16-QAM truyền qua kênh vô tuyến, mỗi ký hiệu 16-QAM sẽ chứa 4 bit dữ liệu, mỗi tổ hợp 4 bit dữ liệu tương ứng với một vector IQ duy nhất SNR thu = 18 dB 1.2.1.5 Tầng chuyển đổi từ miền tần số sang miền thời gian

Sau tầng điều chế sóng mang con, tín hiệu OFDM có dạng là các mẫu tần số, tín hiệu OFDM muốn truyền trên kênh phải có dạng sóng trong miền thời gian Phép biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT) sẽ chuyển tín hiệu OFDM trong miền tần số sang miền thời gian Tương ứng với mỗi mẫu của tín hiệu OFDM trong miền thời gian (mỗi đầu ra của IFFT) chứa tất cả các mẫu trong miền tần số (đầu vào của IFFT) Hầu hết các sóng mang con đều mang dữ liệu Các sóng mang con vùng ngoài không mang dữ liệu được đặt bằng 0

1.2.1.6 Tầng điều chế sóng mang RF

Đầu ra của bộ điều chế OFDM là một tín hiệu băng tần cơ sở, tín hiệu này được trộn nâng tần lên tần số truyền dẫn vô tuyến Có thể sử dụng một trong hai hai kỹ thuật điều chế sóng mang cao tần là: "tương tự" và "số" Tuy nhiên hiệu năng của điều chế

“số” sẽ tốt hơn, do đồng bộ pha chính xác cho nên sẽ cải thiện quá trình ghép các kênh

I và Q

Trong hầu hết các ứng dụng vô tuyến thì tín hiệu OFDM được tạo ra tại băng tần

cơ sở sử dụng các mẫu phức, sau đó chuyển phổ tín hiệu băng tần cơ sở lên phổ RF

bằng cách dùng một bộ điều chế IQ Bộ điều chế IQ sẽ dịch phổ tần tín hiệu OFDM từ băng tần cơ sở phức lên vùng tần số vô tuyến, và chuyển từ tín hiệu phức sang tín hiệu thực (lấy phần thực) Tín hiệu RF phát luôn là tín hiệu thực và nó chỉ biến đổi giá trị cường độ trường

Một tín hiệu thực sẽ tương đương với một tín hiệu băng tần cơ sở phức có tần số trung tâm là 0 Hz trộn với tần số sóng mang ở bộ điều chế IQ

Có thể trực tiếp tạo tín hiệu thực bằng cách sử dụng tầng IFFT thay vì phải dùng

bộ điều chế IQ để chuyển dịch tần số

1.2.2 Nguyên tắc chèn chuỗi bảo vệ

Với một băng thông cho trước, tốc độ ký tự của OFDM thấp hơn nhiều so với phương thức truyền dẫn đơn sóng mang Ví dụ, đối với kiểu điều chế BPSK đơn sóng mang, tốc độ ký tự tương đương với tốc độ bit truyền dẫn Còn đối với hệ thống OFDM, băng thông được chia nhỏ cho N sóng mang con làm cho tốc độ ký tự thấp hơn N lần so với truyền dẫn đơn sóng mang Tốc độ ký tự thấp này làm cho OFDM chống lại được ảnh hưởng của nhiễu ISI (Intersymbol Interference) gây ra do truyền đa đường

Hình 1.11: Chèn thời gian bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM

Chiều dài tổng của ký hiệu là Tsym =TG +TFFT, trong đó Tsym là tổng chiều dài của

ký hiệu, TG là chiều dài của khoảng bảo vệ, và T FFT là kích thước IFFT được sử dụng

để tạo ra tín hiệu OFDM

Hình 1.12: Cấu trúc tín hiệu OFDM trong miền thời gian

Ảnh hưởng của ISI lên tín hiệu OFDM có thể cải tiến hơn nữa bằng cách thêm vào một khoảng thời bảo vệ lúc bắt đầu mỗi ký tự Để tạo tính liên tục của tín hiệu OFDM khi thêm khoảng bảo vệ, thì khoảng bảo vệ trước mỗi ký hiệu OFDM được tạo

ra theo cách copy phần cuối ký hiệu lên phần đầu của cùng ký hiệu Sở dĩ có điều này bởi vì trong phần dữ liệu của ký hiệu OFDM sẽ chứa toàn bộ chu kỳ của tất cả các sóng mang con, nên việc copy phần cuối ký hiệu lên phần đầu sẽ làm cho tín hiệu có tính liên tục mà không bị gián đoạn tại điểm nối Hình (1.14) minh hoạ cách thêm khoảng bảo vệ Phần được copy gọi là tiền tố lặp CP (Cyclic Prefix)

Hình (1.12) mô phỏng cấu trúc một tín hiệu OFDM trong miền thời gian, với kích thước FFT = 256, số lượng sóng mang = 100, độ dài khoảng bảo vệ = TFFT/4 = 64 Đặc biệt là khoảng bảo vệ được thiết lập bằng các giá trị là „0‟ Do đó dễ dàng thấy giữa các khối ký hiệu OFDM có sự phân tách nhau bởi một đoạn giá trị „0‟

Tính hữu hiệu của khoảng thời gian bảo vệ

+Chống lại lỗi dịch thời gian:

Lỗi dịch thời gian là lỗi do quyết định sai biên giới của ký hiệu thu, lỗi này làm tổn thất toàn bộ thông tin chứa trong ký hiệu bị quyết định sai biên giới

Đối với một kênh lý tưởng không có trải trễ thì phía thu có thể xác định chính xác từng vị trí trong ký hiệu bao gồm luôn cả khoảng bảo vệ và vẫn lấy được số mẫu một cách chính xác mà không vượt quá đường biên ký hiệu Trong môi trường đa đường thì ISI sẽ làm vị trí các ký hiệu bị xê dịch theo thời gian và chồng lấn lên nhau, làm phía thu quyết định sai biên giới ký hiệu Tuy nhiên do ký hiệu OFDM có khoảng bảo

vệ nên ISI chỉ làm giảm chiều dài của khoảng thời gian bảo vệ mà không ảnh hưởng đến phần dữ liệu cho nên sẽ hạn chế được lỗi dịch thời

+Đối phó với ISI:

Việc thêm vào khoảng thời gian bảo vệ sẽ cho phép giảm thời gian biến động của tín hiệu Để loại bỏ ảnh hưởng của ISI thì khoảng bảo vệ sẽ phải có độ dài lớn hơn trải trễ cực đại của kênh vô tuyến Hình (1.13) mô tả ảnh hưởng của ISI lên ký hiệu thu trong môi trường đa đường, đồng thời cũng cho thấy hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại những tác động của môi trường đa đường này Ví dụ này thể hiện pha tức thời của một sóng mang tại 3 ký hiệu

Hình 1.13: Hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại ISI

Khoảng bảo vệ sẽ loại bỏ hầu hết ảnh hưởng của ISI Tuy nhiên trong thực tế, các thành phần đa đường có xu hướng suy giảm chậm theo thời gian, hậu quả vẫn tồn tại một chút ISI thậm trí khi sử dụng khoảng thời gian bảo vệ dài

1.2.3 Phép biến đổi nhanh IFT/FFT

Như đã đề cập ở trên, ta đã biết OFDM là kỹ thuật điều chế đa sóng mang, trong

đó dữ liệu được truyền song song nhờ rất nhiều sóng mang phụ Để làm được điều này, cứ mỗi kênh phụ, ta cần một máy phát sóng sin, một bộ điều chế và một bộ giải điều chế Trong trường hợp số kênh phụ là khá lớn thì cách làm trên không hiệu quả, nhiều khi là không thể thực hiện được Nhằm giải quyết vấn đề này, khối thực hiện chức năng biến đổi DFT/IDFT được dùng để thay thế toàn bộ các bộ tạo dao động sóng sin, bộ điều chế, giải điều chế dùng trong mỗi kênh phụ FFT/IFFT được xem là một thuật toán giúp cho việc thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT nhanh và gọn hơn bằng cách giảm số phép nhân phức khi thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT và giúp tiết kiệm bộ nhớ bằng cách tính tại chỗ (inplace)

Nếu gọi di là chuỗi dữ liệu QAM phức, N là số lượng sóng mang con, T là khoảng thời ký tự và fc là tần số sóng mang, thì ký tự OFDM bắt đầu tại t=ts có thể được viết như sau:

2

2 /

5,02

expRe

)

(

N

N i

s c

N

T

i f j d

và vuông pha của tín hiệu OFDM, sẽ được nhân với hàm cos và sin của tần số sóng mang con riêng rẽ để tổng hợp được tín hiệu OFDM sau cùng

Khi tín hiệu OFDM s(t) được truyền đi tới phía thu, sau khi loại bỏ thành phần tần số cao fc, tín hiệu sẽ được giải điều chế bằng cách nhân với các liên hiệp phức của các sóng mang con Nếu liên hiệp phức của sóng mang con thứ j được nhân với s(t), thì sẽ thu được ký tự QAM (được nhân với hệ số T), còn đối với các

sóng mang con khác, giá trị sẽ nhân bằng không bởi vì sự sai biệt tần số (i-j)/T tạo ra

một số nguyên chu kỳ trong khoảng thời ký tự T, cho nên kết quả nhân sẽ bằng không

(1.15)

Tín hiệu OFDM thực tế không khác gì hơn so với biến đổi Fourier ngược của N

ký tự QAM ngõ vào Lượng thời gian rời rạc cũng chính là biến đổi ngược Fourier rời rạc, công thức được cho ở dưới, với thời gian t được thay thế bởi số mẫu n

1.3 Đồng bộ

Đồng bộ là một trong những vấn đề rất được quan tâm trong kỹ thuật OFDM bởi

nó có ý nghĩa quyết định đến khả năng cải thiện các nhược điểm của OFDM Chẳng hạn, nếu không đảm bảo sự đồng bộ về tần số sóng mang thì sẽ dẫn đến nguy cơ mất tính trực giao giữa các sóng mang con, khiến hệ thống OFDM mất đi các ưu điểm đặc trưng nhờ sự trực giao này Trong hệ thống OFDM, người ta xét đến ba loại đồng bộ khác nhau là : đồng bộ ký tự (symbol synchronization), đồng bộ tần số sóng mang (carrier frequency synchronization), và đồng bộ tần số lấy mẫu (sampling frequency synchronization)

1.3.1 Đồng bộ kí tự

Đồng bộ ký tự nhằm xác định chính xác thời điểm bắt đầu một ký tự OFDM Hiện nay, với kỹ thuật sử dụng tiền tố lặp (CP) thì đồng bộ ký tự đã được thực hiện một cách dễ dàng hơn Hai yếu tố cần được chú ý khi thực hiện đồng bộ ký tự là lỗi thời gian (timing error) và nhiễu pha sóng mang (carrier phase noise)

Nếu sử dụng một cửa sổ trượt có độ rộng thời gian bằng khoảng thời gian của CP (điểm cuối của cửa sổ trùng với điểm bắt đầu của symbol OFDM) thì khi cửa sổ này trùng với thành phần CP của symbol OFDM sẽ có một cực tiểu về công suất trung bình của các mẫu d(m) trong cửa sổ này Do đó, có thể ước lượng được thời điểm bắt đầu của symbol OFDM, và đồng bộ thời gian được thực hiện

1.3.1.2 Lỗi thời gian

Lỗi thời gian gây ra sự sai lệch thời điểm bắt đầu một ký tự OFDM Nếu lỗi thời gian đủ nhỏ sao cho đáp ứng xung của kênh vẫn còn nằm trong chiều dài khoảng tiền

tố lặp (CP) thì hệ thống vẫn đảm bảo sự trực giao giữa các sóng mang Trong trường hợp này thì thời gian trễ của một ký tự được xem như là độ dịch pha của kênh truyền

và độ dịch pha này được xác định nhờ kỹ thuật ước lượng kênh Trong trường hợp ngược lại, nếu chiều dài của CP nhỏ hơn lỗi thời gian thì hệ thống sẽ xuất hiện lỗi ISI Phương pháp đồng bộ thời gian dựa vào tín hiệu pilot được áp dụng cho các hệ thống OFDM mà tín hiệu được truyền đi bằng kỹ thuật điều tần Trong phương pháp này, bên phát sẽ mã hóa một số tín hiệu đã biết trước thông tin về pha và biên độ trên một số sóng mang phụ Phương pháp này sau đó đã được điều chỉnh để sử dụng cho cả

hệ thống OFDM mà tín hiệu truyền đi được truyền theo kỹ thuật điều biên Thuật toán đồng bộ thời gian sử dụng tín hiệu pilot gồm 3 bước là : nhận biết công suất (power detection), đồng bộ thô (coarse synchronization) và đồng bộ tinh (fine synchronization) Trong bước nhận biết công suất, tiến hành so sánh công suất tín hiệu thu được và giá trị ngưỡng để xác định xem tín hiệu nhận được có phải là tín hiệu OFDM hay không Trong bước đồng bộ thô, tín hiệu thu được sẽ được cho tương quan với bản sao tín hiệu bên phát (do đã biết trước) xác định đỉnh tự tương quan để thực hiện đồng bộ với độ chính xác không cao (giá trị tại đỉnh tương quan có giá trị lớn nhất

và đặt tại gốc tọa độ) Trong bước đồng bộ tinh, do đã qua quá trình đồng bộ thô nên giá trị của lỗi thời gian lúc này đã nhỏ hơn chiều dài CP Đồng bộ tinh sẽ thực hiện sự cân bằng giữa các kênh truyền phụ có mang thông tin pilot và giá trị ước lượng kênh Trong phương pháp đồng bộ thời gian sử dụng tiền tố lặp CP, người ta đi xét sự sai biệt giữa hai mẫu tín hiệu thu cách nhau N khoảng lấy mẫu Đặt giá trị sai lệch này

là d(k) = r(k)-r(k+N) Khi một trong hai mẫu nằm trong khoảng CP, mẫu còn lại nằm trong phần tín hiệu có ích của ký tự OFDM thì chúng là bản sao của nhau nên d(k) có giá trị rất bé công suất của d(k) rất bé Nếu không nằm trong trường hợp trên (tức là các mẫu không cùng nằm trong khoảng thời gian truyền của một ký tự OFDM) thì d(k)

có giá trị lớncông suất của d(k) khá lớn Nếu dùng một cửa sổ trượt có chiều dài đúng bằng chiều dài của tiền tố lặp thì công suất ra có giá trị bé nhất khi bắt đầu một

tín hiệu OFDM mới  xác định được thời điểm bắt đầu một ký tự OFDM

1.3.1.3 Nhiễu pha sóng mang

Nhiễu pha sóng mang là hiện tượng không ổn định về pha của các sóng mang do

sự không ổn định của bộ tạo dao động bên phát và bên thu

1.3.2 Đồng bộ tần số sóng mang

Tương tự như kỹ thuật đồng bộ ký tự, để thực hiện đồng bộ tần số sóng mang có thể sử dụng tín hiệu pilot hoặc sử dụng tiền tố lặp Một vấn đề quan trọng cần được quan tâm trong đồ bộ tần số sóng mang là : lỗi tần số (frequency error)

1.3.2.1 Lỗi tần số

Hình 1.14: Ảnh hưởng của lỗi tần số (∆F) đến hệ thống

Lỗi tần số được tạo ra do sự khác biệt về tần số giữa hai bộ tạo dao động bên phát

và bên thu, do độ dịch tần Doppler, hoặc do nhiễu pha xuất hiện khi kênh truyền không tuyến tính Hai ảnh hưởng do lỗi tần số gây ra là : suy giảm biên độ tín hiệu thu được (vì tín hiệu không được lấy mẫu tại đỉnh của mỗi sóng mang hình sin) và tạo ra nhiễu xuyên kênh ICI (vì các sóng mang bị mất tính trực giao)

1.3.2.2 Ước lượng khoảng dịch tần số sóng mang CFO dựa vào pilot

Trong thuật toán này, một số sóng mang được sử dụng để truyền dẫn tín hiệu pilot Tín hiệu thường được chọn là các tín hiệu PN Bằng cách sử dụng một thuật toán thích hợp, bên thu sẽ xác định được giá trị xoay pha của tín hiệu gây ra bởi sai lệch tần số Nếu độ sai lệch tần số nhỏ hơn một nửa khoảng cách tần số giữa hai sóng mang phụ kề nhau, ánh xạ giữa giá trị xoay pha và độ lệch tần số là ánh xạ 1-1 nên có thể xác định duy nhất độ chênh lệch tần số

Với h(t) là đáp ứng kênh; n(t) là đáp ứng nhiễu

Tín hiệu CP với chiều dài L (Hình 1.19), tín hiệu ở phía thu sẽ là:

(1.21)

Với I L1, ,0, iI hàm

(1.22)

Hình 1.15: CP trong một symbol OFDM

Giá trị ƣớc lƣợng chỉ thỏa mãn khi   0 , 5, khi   0 , 5phải thực hiện lại một giả định ban đầu

1.4 Đánh giá về kỹ thuật OFDM

1.4.2 Nhược điểm

Hệ thống OFDM sẽ tạo ra các tín hiệu trên nhiều sóng mang, các bộ khuếch đại công suất phát cao cần độ tuyến tính, các bộ khuếch đại công suất thu nhiễu thấp đòi hỏi dải động của tín hiệu lớn nên tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR: Peak-to-Average Power Ratio) lớn, tỷ số PAPR cao là một bất lợi nghiêm trọng của OFDM nếu dùng bộ khuếch đại công suất hoạt động ở miền bão hoà để khuếch đại tín hiệu OFDM Nếu tín hiệu OFDM có tỷ số PAPR lớn thì sẽ gây nên nhiễu xuyên điều chế

OFDM nhạy với dịch tần và sự trƣợt của sóng mang hơn các hệ thống đơn sóng mang Vấn đề đồng bộ tần số trong các hệ thống OFDM phức tạp hơn hệ thống sóng mang đơn

1.5 Kết luận chương

Nội dung chương chỉ đưa ra các khái niệm cơ bản và một số vấn đề liên quan đến OFDM Trong thực tế tín hiệu OFDM thường bị ảnh hưởng bởi kênh truyền và méo phi tuyến do các bộ khuếch đại công suất gây ra Chương sau sẽ đề cập đến các

bộ khuếch đại công suất và ảnh hưởng của chúng đối với tín hiệu OFDM

CHƯƠNG 2: MÉO PHI TUYẾN VÀ CÁC MÔ HÌNH KHUẾCH ĐẠI

CÔNG SUẤT LỚN HPA

2.1 Méo tín hiệu trong các hệ thống thông tin vệ tinh

Kênh thông tin luôn tồn tại méo tuyến tính gây ra bởi các bộ lọc tuyến tính và hiện tượng Pha-đing đa đường Không những thế để khai thác tối đa tài nguyên ta

thường đặt bộ khuếch đại công suất lớn HPA làm việc ở chế độ gần bão hoà và chính

điều này là nguyên nhân chính của méo phi tuyến của kênh truyền.Vì vậy, trong thực

tế cho đến thời điểm hiện nay các hệ thống thông tin chủ yếu sử dụng dạng điều chế có đường bao không đổi

Bộ khuếch đại công suất lớn HPA khuếch đại những tín hiệu có biên độ lớn kém hơn những tín hiệu có biên độ nhỏ, vì thế gây nên sự hạn chế của biểu đồ tín hiệu Thêm vào đó, tín hiệu có biên độ lớn hơn được dịch pha nhiều hơn các tín hiệu có biên

độ nhỏ hơn và kết quả là biểu đồ tín hiệu càng bị bóp méo

Do đặc tính phi tuyến của bộ HPA, khi số lượng sóng mang khuếch đại tăng lên

sẽ sinh ra hiện tượng điều chế tương hỗ, điều này làm tăng tạp âm dẫn đến gia tăng tốc

độ lỗi bit Để khắc phục hiện tượng trên phải giảm mức tín hiệu đầu vào để duy trì điểm làm việc trong vùng tuyến tính của bộ HPA Sự suy giảm này được gọi là lùi

công suất đầu vào IBO ( Input Back Off ) và được định nghĩa là tỉ số của công suất đầu

vào tương ứng với sự bão hoà của bộ khuếch đại (công suất đầu ra cực đại) với công suất đầu vào thực Theo lý thuyết, khi mức lùi công suất đầu vào IBO = ∞ thì xem như

bộ HPA hoạt động tuyến tính Hoàn toàn tương tự khái niệm lùi công suất đầu ra OBO (Output Back Off ) là tỉ số của công suất đầu ra tương ứng với sự bão hòa của bộ

khuếch đại với công suất đầu ra thực

Hình 2.1: Độ lùi công suất đầu vào

2.2 Các ảnh hưởng phi tuyến

Các ảnh hưởng phi tuyến của hệ thống hầu hết phụ thuộc vào dạng điều chế được ứng dụng, cấu trúc điều chế có thể được phân loại theo 2 loại cơ bản sau:

+ Những sơ đồ điều chế có số mức điều chế lớn, hiệu quả băng tần cao nhưng

có đường bao thay đổi ví dụ như tín hiệu M -QAM, M -ASK

+ Những sơ đồ điều chế có đường bao không đổi hoặc gần không đổi có hiệu

quả công suất lớn ví dụ như CPM, D-M -PSK, M -PSK

Các ảnh hưởng phi tuyến đối với tín hiệu M -QAM và D-PSK:

Loại đầu tiên của cấu trúc điều chế, kết quả mô phỏng được chỉ ra có sự liên hệ

giữa tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR

(Peak to Average Power Ratio) và tỉ lệ trải phổ trong các dải tần lân cận Mức điều chế

M -QAM càng cao càng nhạy cảm với méo phi tuyến

Do phản ứng phi tuyến không nhớ của bộ HPA, tín hiệu chòm sao thu được

không bị trải rộng so với tín hiệu ban đầu Tuy vậy, vị trí của bộ khuếch đại công

suất HPA nằm giữa bộ lọc tuyến tính phát và thu nên tạo ra nhiễu xuyên ký tự ISI và

trải điểm tín hiệu thu được trên chòm sao thành các cụm điểm nhỏ (hiệu ứng cụm-

“Clustering Effects”) Có thể miêu tả tín hiệu thu được như biểu thức sau:

r[n] = F(…,a[n-1], a[n], a[n+1],…) (2.1)

Ở đây r [n] là các Symbols thu được trong tập tín Symbols gốc {a[n]} và F (…)

ánh xạ phi tuyến nhiều mức phản ánh tác động của kênh truyền (chúng bao gồm toàn

bộ thành phần kênh và thiết bị giữa bộ điều chế và giải điều chế).Khi một tín hiệu với đường bao thay đổi được khuếch đại phi tuyến, phổ của tín hiệu sẽ bị trải rộng trên miền tần số Việc bị mở rộng phổ là nguyên nhân gây nên nhiễu kênh lân cận ACI

Hiện tượng mở rộng phổ được minh hoạ theo hàm mật độ phân bố phổ công suất PSD

(Power Spectral Density) như Hình 2.2 dưới đây

Hình 2.2: PSD cho tín hiệu 64-QAM đường 1:PSD lý tưởng (đường thẳng); 2: phổ tín

hiệu truyền đi khi bộ khuếch đại ở trạng thái bão hoà

Các giá trị khác nhau của IBO ảnh hưởng đến chất lượng hệ thống đó là xác xuất lỗi bit BER phụ thuộc tỷ số tín hiệu trên tạp âm đối với hệ thống 64-QAM sử dụng bộ lọc căn bậc hai Cosin nâng Nó chỉ ra rằng giá trị xác xuất lỗi bít BER có thể được cải thiện bằng cách tăng tỉ số Eb/N0

Mặt khác mức độ trải phổ phụ thuộc vào tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR ở điều chế đường bao gần như không thay đổi, giống như điều chế vi sai D-PSK Do sự thay đổi đường bao tín hiệu ít hơn (chủ yếu gây ra bởi các bộ lọc) nên trải phổ trong cùng dải tần là nhỏ hơn Khi tách sóng pha vi sai được sử dụng chỉ làm tăng nhẹ chỉ số BER gây ra do méo phi tuyến

2.3 Các mô hình bộ khuếch đại

Tồn tại 2 công nghệ cơ bản để thiết kế bộ khuếch đại công suất lớn HPA Đó là

sử dụng đèn sóng chạy TWTA ( Travelling WaveTube Amplifier ) và phương pháp khuếch đại công suất sử dụng bán dẫn SSPA ( Solid State Power Amplifier ) Trong thực tế những năm gần đây, có nhiều nghiên cứu về độ tin cậy của bộ khếch đại dùng ống tia điện tử so với bộ khuếch đại sử dụng bán dẫn

TWTA được phát minh vào năm 1940 bởi Rudolph Kompfner và đã được ứng

dụng rộng rãi Những ưu điểm của công nghệ TWTA làm thúc đẩy sự phát triển của thông tin không dây TWTA đảm bảo cung cấp một hệ số khuếch đại lớn và dải tần

rộng khi được sử dụng

Việc xây dựng các mô hình bộ khuếch đại công suất cao HPA là rất cần thiết nhằm nghiên cứu ảnh hưởng của bộ khuếch đại công suất cao HPA đếnchất lượng toàn

bộ hệ thống Tồn tại 2 mô hình cho bộ khuếch đại HPA:

+ Mô hình vật lý: mô tả các ảnh hưởng phần tử điện tử đến chế độ khuếch đại

+ Mô hình xử lý của hệ thống HPA dựa trên đáp ứng của thiết bị theo sự thay đổi kích thích đầu vào Mô hình xử lý của bộ khuếch đại công suất HPA có thể

được phân loại chi tiết hơn đó là mô hình không nhớ và các mô hình có nhớ

2.3.1 Các mô hình không nhớ

Đặt Vin, Vout là điện áp đầu vào và điện áp đầu ra của HPA, ta có:

(2.2) (2.3)

Điện áp đầu ra Vout có thể biểu diễn như sau:

Đối với đèn sóng chạy TWTA điểm bảo hòa đạt được tại công suất chuẩn hóa:

(2.6)

Thông thường các bộ khuếch đại sử dụng đèn sóng chạy TWTA sử dụng chính giá trị gần đúng này Tuy nhiên, nó không đúng với trường hợp SSPAs do ảnh hưởng

một chút của tính có nhớ

Mô hình được sử dụng phổ biến nhất của các bộ khuếch đại sử dụng đèn sóng

chạy TWTA là mô hình Saleh, đặc tuyến AM/AM và AM/PM được biểu diễn như sau:

(2.7)

(2.8)

Ở đây , , , là các hệ số hằng số Các chỉ số a và p là các đại lượng biên độ và pha

Các mô hình khác được đưa ra nhằm làm phù hợp đặc tuyến đo đạc và đặc tuyến phân tích:

Do số lần tính toán quá lớn nên các mô hình xử lý đơn giản được sử dụng thay cho các mô hình mạch điện tử đầy đủ Các bộ khuếch đại thường được mô tả bởi các đại lượng đặc trưng được đo ở các cổng vào ra và xem xét chúng giống như các hộp đen Không quá khó để mô hình hoá các thiết bị phi tuyến có nhớ, khi tách chúng thành 2 khối riêng biệt Một khối biểu diễn phi tuyến không nhớ và khối còn lại biểu diễn tính có nhớ dưới các điều kiện tuyến tính

Bộ khuếch đại công suất HPA sử dụng TWTA có thể được xem xét giống như các thiết bị phi tuyến không nhớ với độ chính xác cao Trái lại, vấn đề sẽ trở lên phức tạp hơn với bộ khuếch đại công suất sử dụng đèn bán dẫn SSPA bởi vì tính phi tuyến được trộn với các thành phần nhớ và không dễ để so sánh chúng.Có hai loại mô hình chính đặc trưng cho tính có nhớ:

Tính nhớ tần số cao: gây ra do các phần tử phản kháng như là cuộn cảm và tụ

điện Nó có thể được tìm thấy trong các mô hình mạch điện tần số cao của các đèn bán

dẫn sử dụng trong SSPAs và trong các mạch điện xung quanh các linh kiện bán dẫn đó

Tính nhớ tần số thấp: gây ra do 3 hiện tượng sau: Sự thay đổi nhiệt độ của các

đèn bán dẫn theo công suất của tín hiệu cao tần RF được khuếch đại Các đặc trưng