Nâng cao chất lượng hệ thống OFDM bằng BICM-ID

Bài viết tập trung phân tích hoạt động, thiết kế và khảo sát chất lượng hệ thống OFDM sử dụng mã BICM-ID trên kênh pha đinh đa đường có chịu tác động đồng thời của tạp âm Gauss.

Abstract: In order to improve the performance of

OFDM’s system, the most promising candidate to 4G

Wireless Communication system, the article analyses the

performance, designs and appraises the quality of the

OFDM system with BICM-ID (Bit-Interleaved Coded

Modulation With Iterative Decoding), demonstrates its

excess effect, comparable to that of the others with

conventional convolution code as HIPERLAN II model in

the condition of multi-path propagation mixed with Gauss

noise

Key words: OFDM-Orthogonal Frequency Division

Multiplexing, AOFDM-Adaptive OFDM, BICM-ID -Bit

Interleaved Coded Modulation with Iterative Decoding,

MSEW-Maximum Squared Euclidean Weight

I ĐẶT VẤN ĐỀ

Trong những năm gần đây, OFDM không ngừng

được nghiên cứu và mở rộng phạm vi ứng dụng bởi

những ưu điểm của nó trong tiết kiệm băng tần và khả

năng chống lại pha đinh chọn lọc theo tần số cũng như

xuyên nhiễu băng hẹp Trong thực tiễn, với một trải

trễ xác định, việc xây dựng một hệ thống OFDM ít

phức tạp hơn so với một hệ thống đơn sóng mang

dùng bộ san bằng [1]

Cùng với sự ra đời của các chíp FFT (Fast Fourier

Transformers) có dung lượng lớn, gần đây OFDM đã

được ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin

thế hệ mới, tiêu biểu là hệ thống DVB-T (1995),

chuẩn IEEE 802.11a, HIPERLAN II (1999), ITSI,

MMAC chuẩn IEEE 802.11g (2003) và là một ứng

cử viên có triển vọng nhất cho thế hệ thông tin 4G [2]

Trong một số điều kiện cụ thể, có thể tăng dung

lượng đáng kể cho hệ thống OFDM bằng cách làm

thích nghi tốc độ dữ liệu trên mỗi sóng mang tuỳ theo

SNR của sóng mang đó nhằm khai thác tối đa dung lượng của hệ thống OFDM trên các kênh pha đinh băng hẹp Đến nay các nghiên cứu về OFDM thích nghi (AOFDM) được tiến hành theo các hướng: điều chế đa mức trên các băng con [2]; thay đổi thích nghi các tham số OFDM [1, 4]; thích nghi các mã RSSC,

mã turbo cho OFDM [3] Tuy nhiên, do quá trình thích nghi đa mức bị giới hạn bởi ngưỡng SNR mà tại

đó các bộ giải mã vẫn làm việc tốt, vì vậy việc nghiên cứu thiết kế các bộ mã tốt thích hợp đối với hệ thống OFDM điều chế đa mức trong điều kiện pha đinh luôn

là một công việc có ý nghĩa quan trọng

Sau mã Turbo, mã BICM-ID được đề xuất nghiên cứu từ những năm 1990 bởi nhóm nghiên cứu X.Li và Ritcey là bộ mã tốt cho truyền dẫn trên kênh đa đường [13] do thừa hưởng ưu điểm của các mã xoắn cơ sở, tăng ích xáo trộn bít, giải mã lặp và phương pháp ánh

xạ tín hiệu điều chế

Bài báo này phân tích hoạt động, thiết kế và khảo sát chất lượng hệ thống OFDM sử dụng mã BICM-ID trên kênh pha đinh đa đường có chịu tác động đồng

thời của tạp âm Gauss Các nội dung tiếp theo được

sắp xếp như sau: Mục II trình bày cơ sở lý thuyết về OFDM và BICM-ID Mục III khảo sát chất lượng BER của hệ thống OFDM với bộ mã xoắn truyền thống trong điều kiện truyền dẫn pha đinh đa đường

có tác động của tạp âm Gauss Mục IV trình bày mô

hình và kết quả khảo sát chất lượng BER hệ thống OFDM sử dụng mã BICM-ID được thiết kế Mục V đưa ra các kết luận cho bài báo

Nâng cao chất lượng hệ thống OFDM

bằng BICM-ID

Improve the Performance of OFDM’s System by BICM-ID

Đỗ Công Hùng, Đinh Thế Cường, Nguyễn Quốc Bình

II CƠ SỞ LÝ THUYẾT VỀ OFDM & BICM-ID

1 Cơ sở lý thuyết về OFDM

Xét về bản chất, OFDM là một trường hợp đặc biệt

của phương thức phát đa sóng mang theo nguyên lý

chia dòng dữ liệu tốc độ cao thành các dòng dữ liệu

tốc độ thấp hơn và phát đồng thời trên một số các

sóng mang được phân bổ trực giao nhau

Phổ của tín hiệu OFDM được mô tả ở hình 1

Hình 1 cho thấy do tính trực giao, các sóng mang

con không bị xuyên nhiễu bởi các sóng mang con

khác Với kỹ thuật đa sóng mang dựa trên FFT và

IFFT, ghép kênh phân chia theo tần số đạt được hiệu

quả không phải bằng việc lọc giải thông mà bằng việc

xử lý băng gốc

Nhờ thực hiện biến đổi chuỗi dữ liệu từ nối tiếp

sang song song nên thời gian symbol tăng lên Do đó

sự phân tán theo thời gian gây bởi trải trễ do truyền

dẫn đa đường giảm Mặt khác, do chu kỳ phòng vệ CP

được chèn vào giữa các symbol OFDM nên xuyên

nhiễu giữa các symbol (ISI) hầu như bị loại trừ hoàn

toàn (hình 2) Trong khoảng phòng vệ, symbol OFDM

được kéo dài theo chu kỳ để tránh xuyên nhiễu giữa

các sóng mang (ICI) [1]

Trong hệ thống đơn sóng mang, pha đinh hoặc

xuyên nhiễu đơn sẽ có tác động tới toàn bộ dữ liệu

truyền trên kênh Cũng trong điều kiện đó, do việc

truyền dẫn được

thực hiện trên

nhiều sóng mang

trực giao nhau

nên chỉ một phần

dữ liệu của hệ

thống OFDM bị

ảnh hưởng Phần

dữ liệu sai sẽ

được sửa bằng

các mã sửa lỗi

thích hợp Vì vậy

chất lượng của hệ

thống OFDM

phụ thuộc rất

nhiều vào khả năng chống nhiễu của các bộ mã sửa lỗi Vì thế các bộ mã sử dụng cho hệ thống OFDM liên tục được nghiên cứu và cải tiến Lý do để chúng tôi thiết kế và khảo sát bộ mã BICM-ID cho hệ thống OFDM là mong muốn kết hợp các ưu điểm của OFDM với đặc tính lỗi bít tốt của BICM-ID trong điều kiện kênh pha đinh có đồng thời tác động của tạp

âm Gauss

2 Cơ sở lý thuyết BICM-ID

Theo lý thuyết mã hoá, chất lượng của các mã khối

có thể tăng lên nhờ việc tăng chiều dài từ mã Với mã xoắn, chất lượng giải mã liên quan đến chiều dài của

bộ mã Việc tăng chiều dài ràng buộc có thể cải thiện BER đáng kể, nhưng giá phải trả là sự phức tạp của bộ

giải mã hợp lẽ cực đại ML (Maximum-Likelihood)

tăng theo hàm mũ [5]

Các mã Turbo được đề xuất gần đây đã giải quyết được vấn đề trên Trong đó 2 hoặc nhiều bộ mã xoắn

có độ dài bộ nhớ ngắn được liên kết song song hoặc nối tiếp Nhờ xáo trộn ngẫu nhiên, hiệu quả sửa lỗi đạt được không chỉ nhờ ràng buộc trên các chuyển dịch lưới thành phần mà còn nhờ tác dụng của giải mã lặp

Do phương pháp giải mã dùng cho các mã liên kết khó thực hiện nên phương pháp giải mã lặp sử dụng

xác suất hậu nghiệm cực đại MAP (Maximum A posteriori Probability) cho mỗi bộ giải mã riêng được

Hình 1 Phổ của một sóng mang OFDM con và của tín hiệu OFDM

Hình 2 Khoảng phòng vệ được chèn vào giữa các Symbol OFDM

sử dụng nhằm tiệm cận dung lượng kênh [7, 9] Với

các mã thành phần đơn giản, mã Turbo đạt được hiệu

quả tốt như các bộ mã có chiều dài lớn

Một giải pháp đơn giản hơn là sử dụng giải mã lặp

với mã hoá liên kết, xáo trộn từng bít kết hợp với các

bộ điều chế bậc cao Khác với mã Turbo, giải pháp

này chỉ sử dụng 1 bộ mã hoá và giải mã Do đó, độ

phức tạp của máy thu giảm đáng kể Nhìn thoáng qua,

sơ đồ khối của nó không khác nhiều với TCM (Trellis

Coded Modulation) có xáo trộn symbol truyền thống

được đề suất bởi Ungerboeck [10] Sơ đồ này được đề

xuất bởi Zehavi nhằm cải thiện chất lượng của TCM

trên các kênh pha đinh Rayleigh và được gọi là BICM

[11] Tuy nhiên giá phải trả là cự ly Euclid tự do FED

(Free-squared Euclidean Distance) giảm, dẫn đến sự

suy giảm chất lượng khi truyền qua các kênh Gauss

không pha đinh [11,12]

X.Li và A.Chindapol đã chứng tỏ rằng BICM,

phương pháp làm hiệu quả băng thông trên kênh pha

đinh, có được kết quả tốt cả trên kênh Gauss và kênh

pha đinh nhờ giải mã lặp ID Bộ mã này được gọi là

BICM-ID, nhằm tối đa hoá lợi ích của ID, với điểm

mấu chốt là thay đổi ánh xạ Gray trong bộ tạo mã

BICM của Zehavi [13]

a) Bộ mã BICM truyền thống

Bộ tạo mã BICM truyền thống được mô tả tại hình

3 bao gồm bộ mã hoá, bộ xáo trộn bit và bộ điều chế

không nhớ Bộ xáo trộn bít giả ngẫu nhiên có tác dụng

hoán vị các bít nhị phân đầu ra của bộ mã hoá, thay

cho các bộ xáo trộn symbol truyền thống

Hình 3 Sơ đồ bộ mã hoá và giải mã BICM

Xét cụ thể cho bộ điều chế 8-PSK, nếu ký hiệu hai

bít đầu vào của bộ mã hoá tại thời điểm t là

t u u

u = và 3 bít tương ứng đầu ra của nó (một

symbol mã) là c t =[c1t,c t2,c t3], trong đó u , t i c t i là các bit thứ i

Sau khi được xáo trộn, mỗi nhóm 3 bít nhị phânv t =[v1t,v t2,v t3] đầu ra bộ xáo trộn được nhóm

với nhau thành một nhóm và được ánh xạ tới 1 symbol

trên kênh phứcx tđược chọn từ tập tín hiệu X bởi một phép gán nhãn µ

( ) χ

t v x

Với tập tín hiệu 8PSKχ =(e jl2 π / 8,l=0, ,7) Với

tách sóng tương quan (Coherent Detection), tín hiệu

băng gốc rời rạc theo thời gian nhận được là:

t t s t

t E x z

Trong đó ρt là hệ số pha đinh, Es là năng lượng symbol và z t là nhiễu AWGN phức có mật độ phổ đơn biên là N0 Với kênh AWGN thì ρt =1.Với

kênh pha đinh Rayleigh không chọn lọc theo tần số

thìρt là phân bố Rayleigh với E( ) ρt2 =1

Ở đây, chúng ta giả sử rằng thông tin về kênh là hoàn hảo tức ρt được dự đoán một cách đầy đủ tại máy thu

b) Giải mã BICM truyền thống

Do xáo trộn bít, giải mã BICM cần có giải mã từng

chặng (joint) và giải mã xoắn, do đó nó quá phức tạp cho ứng dụng trong thực tế Zehavi đã đề suất một

phương pháp cận tối ưu sử dụng 2 bước tách biệt: Tạo

metric bít và giải mã Viterbi [11] Từ mỗi tín hiệu

nhận được y t , sáu metric bít được tạo ra, sử dụng quy luật ML Với 3 bít nhị phân và các symbol 8PSK:

( ) log ( ) log ( ),

i b

x

v b P y v b P y x

χ

λ

∈

1, 2,3; 0,1

i= b=

hiệu i { ( [v v v ] )v i b}

b = µ 1, 2, 3 =

sự thay thế tương đương Với 8PSK, kích thước của mỗi tập conχ1b =4 Trong thực tế, phép tính tổng log

trong (3) được tính bằng xấp xỉ

i i

i

a maxlog

hay bằng tra bảng nếu cần chính xác hơn Cuối

cùng,log( )y t x được thay bằng khoảng cách Euclid

bình phương y t −ρt x 2

c) Sự suy giảm chất lượng của BICM trên kênh

Gauss

Mặc dù BICM có chất lượng tốt trên các kênh pha

đinh nhờ độ lợi của phân tập, một điều không ngờ của

BICM là sự suy giảm chất lượng trên kênh Gauss do

điều chế ngẫu nhiên gây ra bởi xáo trộn bít [13] Nhờ

xáo trộn bít và giải mã tựa tối ưu, symbol có thể tạo ra

từ bất kỳ điểm tín hiệu nào trên trong vùng lân cận

của constellation trên hình 4 Khoảng cách Euclid tự

do FED (Free Euclidian Distance) của BICM được

xác định là d E2 =d H d02 [5, 9], với d H là khoảng

cách Hamming tự do của mỗi mã và d0 là khoảng

cách Euclid nhỏ nhất giữa các điểm trong tập tín hiệu

điều chế Với điều chế 8 PSK, d0 =2 E s sin( π/8)

với E S là năng lượng của 1 symbol kênh

Nói chung, FED của BICM nhỏ hơn vài dB so với

TCM tương ứng [11] Do đó BICM truyền thống kém

hiệu quả hơn so với TCM trên kênh Gauss

d) BICM-ID

Việc xáo trộn bít liên kết các bít đã mã hoá ban đầu

ở xa nhau về cùng symbol kênh Với xáo trộn lý

tưởng, các bít mã hoá tạo ra một symbol kênh độc lập,

do đó sự phản hồi từ các vùng dữ liệu mạnh (ít bị ảnh

hưởng của nhiễu kênh) có thể loại bỏ sự tranh chấp

trong điều chế bậc cao và cải thiệnviệc giải mã tại các

vùng dữ liệu yếu (bị ảnh hưởng lớn của nhiễu kênh)

Với thông tin đầy đủ của 2 bít trong một symbol kênh

có được nhờ giải mã hồi tiếp, điều chế 8PSK tiến tới

điều chế nhị phân cho mỗi vị trí bít Do đó khoảng

cách giữa các điểm tín hiệu trên constellation tăng lên

đáng kể

Tuy nhiên, nếu phản hồi chứa lỗi, chúng ta sẽ nhận

được một constellation nhị phân sai Do đó, điều quan

trọng là cần giảm ảnh hưởng của các lỗi phản hồi và

kiểm soát được việc truyền lỗi Điều này phải được tính đến khi thiết kế hệ thống với việc phản hồi quyết định mềm và các bộ xáo trộn được thiết kế tốt Mặc

dù phức tạp hơn so với phản hồi quyết định cứng, nhưng phản hồi mềm là mấu chốt để nhận được các tăng ích vốn có BICM trong việc giảm truyền lỗi

Giải mã lặp sử dụng phản hồi mềm Thành công gần đây của các mã Turbo, được đề xuất bởi Hagenauer, đã chứng tỏ ưu điểm của giải mã

lặp trong các sơ đồ liên kết Giải mã lặp cho điều chế

mã đa mức cũng đã được nghiên cứu bởi Seshadri và Sunderberg [15] Woerz và Hagenauer đã sử dụng độ

tin cậy của các kết quả giải mã để điều khiển phản hồi [14]

Như đã chỉ ra trên hình 3, máy thu sử dụng phương pháp lặp cận tối ưu thông qua tối ưu từng phần riêng biệt, chứ không tách rời giải điều chế với giải mã xoắn Xác suất hậu nghiệm cho các bít mã hoá có thể tính bằng

≈

≈

=

i b

t t t t

t t

i

t b y P x y P y x P x v

P

(5)

Ban đầu, giả sử xác suất tiên nghiệm P( )x t là như nhau đối với mọix t Sau đó, khối SISO (Soft-Input– Soft-Output) được dùng để giải mã xoắn và tạo ra các

xác suất bít hậu nghiệm cho các bít thông tin và các

bít mã hoá Theo Benedetto, ta ký hiệu xác suất tiên

nghiệm là P ;( )q I và xác suất hậu nghiệm là

(q O)

P ; của biến ngẫu nhiên q [9] Ban đầu không có

( )u I

P i

t; và nó cũng không được dùng trong toàn bộ quá trình giải mã Thêm vào đó, P(u i O)

t; và

( )c O

P i

t; là thông tin ngoại lai (còn được gọi là thông tin ngoài hay thông tin thêm vào) [7,9]

Trong chặng thứ 2,P( )c i O

t, cũng như P( )v i O

t, được xáo trộn và phản hồi tới bộ giải mã Giả sử

( )v I

P t1; , P( )v t2;I , P( )v t3;I là độc lập (nhờ xáo trộn tốt) thì với mỗi x t ∈χ ta có :

( ) ( ( ( ) ( ) ( ) ) )

( )

3

1

;

j j

t t

j

P x P v x v x v x

P v v x I

µ

=

Trong đó v j( ) { }x t ∈ 0,1 là giá trị của bít thứ j của

nhãn được gán cho

Sử dụng (5) và (6), chúng ta có các xác suất bít hậu

nghiệm ngoại lai cho giải điều chế ở chặng thứ 2 là:

;

;

i

i

t t t i

x

t t i

j j

t t t t

j i x

P y x P x

P v b y

P v b O

P v b I P v b I

P y x P v v x I

χ

χ

∈

≠

∈

∑

(7)

với i=1,2,3; b=0,1

Do đó, khi tính lại các metric bít cho một bít, chúng

ta cần sử dụng các xác suất tiên nghiệm của các bít

khác trong cùng 1 symbol kênh Các metric bít được

tạo ra sẽ được đưa vào bộ giải mã và lặp lại qúa trình

giải điều chế và giải mã Đầu ra giải mã cuối cùng là

quyết định cứng dựa trên xác suất bít ngoại lai

(u O)

P i

t; , cũng là xác suất hậu nghiệm tổng vì

( )u I

P i

t; không được sử dụng

Trong bộ giải mã này ta sử dụng thuật toán

“log-map” [9] Tổng log trong công thức (5) được xấp xỉ

bằng phép tính max nhờ tra bảng sẽ làm giảm đáng kể

sự phức tạp của hệ thống

Gán nhãn tín hiệu (Signal Labeling)

Điểm mấu chốt khi thiết kế là các phương pháp mã

hoá khác nhau được làm tối ưu với các phép gán nhãn

(hay các phương pháp ánh xạ) các tập tín hiệu khác

nhau Tập Gray, tập phân hoạch SP (Set-Partitioning)

và bán phân hoạch SSP (Semi SP) là các ví dụ Các sơ

đồ ánh xạ trên với 8-PSK được mô tả ở hình 4

Vùng quyết định mỗi bit lấy giá trị 1 trong i

1

χ được biểu thị bằng các vùng tô mờ trong đường tròn đơn vị;

các vùng không được tô mờ tương ứng với mỗi bit lấy

giá trị 0 của i

0

χ Ta thấy rằng tất cả các sơ đồ gán

nhãn trên có cùng khoảng cách Euclid cực tiểu giữa

các tập con của χ1i và χ0i nhưng khác nhau về số bít khác nhau giữa các điểm lân cận Do đó, với BICM truyền thống, phép gán nhãn Gray được coi là tối ưu

do số bít khác nhau của các điểm lân cận là nhỏ nhất (bằng 1) [11,12]

Hình 4 Các sơ đồ ánh xạ khác nhau

Với thông tin đầy đủ từ các bít khác trong 1 symbol, điều chế 8PSK được đưa về điều chế nhị phân từ 4 tập có thể có của điều chế nhị phân Việc giải mã lặp của BICM không chỉ làm tăng khoảng cách Euclid giữa các tập con mà còn giảm số bít khác nhau của các điểm lân cận về 1 Điều này sẽ cải thiện chất lượng cho cả kênh AWGN và kênh pha đinh Hình 4 cũng cho thấy sự tăng khoảng cách Euclid tối thiểu giữa các tập con đối với các phương pháp dán nhãn khác nhau Lúc này, phép gán nhãn Gray không còn là sự lựa chọn hoàn hảo vì khoảng cách tối thiểu giữa các tập con không được tăng lên

Các mô phỏng tiếp theo sẽ minh hoạ cho hiệu quả của bộ mã BICM-ID sử dụng cho hệ thống OFDM

III KHẢO SÁT HỆ THỐNG OFDM

Không làm giảm tính tổng quát, ta tiến hành mô

phỏng một hệ thống OFDM dựa theo mô hình

HIPERLAN II hiện thời Mô hình cơ bản của hệ thống

được mô tả tại hình 5

Trong mô hình trên, các khối chức năng được thiết

kế từ các khối trong thư viện simulink của gói phần

mềm mô phỏng MATLAB 7.0 Các các tham số trên

mỗi băng con OFDM được chọn tương tự như chuẩn

HIPERLAN-II: Số sóng mang dữ liệu trên mỗi băng

con là 48, số sóng mang Pilot là 4, kích cỡ FFT là 64

Bộ mã cơ sở dùng cho BICM-ID cũng là mã xoắn (7,

[133,171])

Trước hết, ta ghi lại hình ảnh Constellation của bộ

tín hiệu 16-QAM để thấy rõ hơn tác động của pha

đinh đa đường và tạp âm Gauss lên tập tín hiệu điều

chế Khi truyền tín hiệu 16QAM qua kênh Rice có hệ

số k=4 và độ dịch tần Doppler D=40Hz (tương ứng

với vận tốc chuyển động là 8,8Km/h nếu fc= 5GHz),

đồng thời chịu tác động của tạp âm Gauss tại SNR=15

dB, và SNR=10 dB, Constellation của bộ tín hiệu bị

xoay pha và phân tán đến mức không thể nhận ra

được (hình 6) (Trong mô hình kênh Rice, k được định

nghĩa là tỷ lệ giữa công suất tia trội và công suất các

tia phân tán)

Hình 6 Constellation của bộ tín hiệu OFDM 16-QAM trên kênh pha đinh Rice với hệ số k=4 và độ dịch tần D=40Hz, đồng thời với tạp âm Gauss với SNR=15 dB (trên) và

SNR=10dB (dưới)

Hình 5 Sơ đồ khối hệ thống OFDM theo mô hình HIPERLAN II

Kết quả BER của hệ thống OFDM-16 QAM khi

truyền ở kênh pha đinh Rice với các hệ số k và độ

dịch tần D khác nhau được chỉ ra trong hình 7

Khi K=1000 thì kết quả khảo sát BER của Hệ

thống OFDM trên khi truyền trên kênh Rice tiệm cận

với kết quả BER khi truyền trên kênh Gauss (được mô

tả bằng đường cong đánh dấu tròn trên hình 7 (a))

Các kết quả trên cho thấy hệ thống OFDM-16QAM

sử dụng mã xoắn (7,[133,171]) chỉ có thể hoạt động

tốt trên kênh Gauss hoặc kênh Rice có hệ số k > 100

và tương đối tĩnh (D<40Hz)

Kết quả BER của hệ thống OFDM 8PSK và 4 PSK

được trình bày ở hình 8 (a) và 8 (b)

Kết quả cho thấy hệ thống OFDM-8PSK nếu dùng

bộ mã xoắn (7 [133,171]) chỉ có thể hoạt động tốt trên kênh Rice có k>32 Hệ thống OFDM 4-PSK có thể hoạt động tốt trên kênh Rice khi k>16 và tương đối tĩnh (D<40Hz) khi ta sử dụng mã xoắn thông thường

IV KHẢO SÁT CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG OFDM BICM-ID

Mô hình hệ thống OFDM-BICM-ID được mô tả tại hình 9

Kết quả BER của hệ thống OFDM-8PSK

-BICM-ID khi truyền ở kênh pha đinh Rice với các hệ số K khác nhau được trình bày trong hình10 (a) Đường

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

S N R

K E T Q U A B E R H E TH O N G O F D M H IP E R LA N II-16Q A M

k = 4

k = 16

k = 32

k = 100

k = 100 0

G aus s

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

SNR

KET QUA BER HE THONG OFDM-HIPERLAN II 16QAM THEO DO DICH TAN

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

SNR

KET QUA BER HE THONG OFDM-HIPERLAN II 16QAM THEO DO DICH TAN

D=10 Hz D=40 D=100 D=200

K =[100]

Hình 7 Kết quả BER của hệ thống OFDM-16 QAM dùng mã (7,[133,171]) khi truyền ở kênh pha đinh Rice

với các hệ số k khác nhau (a), các độ dịch tần khác nhau (b)

0 2 4 6 8 10 12 14 16

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

SNR

KQ BER OFDM 8-PSK TREN KENH RICE VOI K KHAC NHAU

Gauss

K =4

K =16

K =32

K =100

K =1000

DL=40

0 5 1 0 1 5 2 0 2 5

1 0- 6

1 0- 5

1 0- 4

1 0- 3

1 0- 2

1 0- 1

1 00

S N R

K Q B E R H E T H O N G O F D M -H IP E R L A N 4 -P S K TR E N K E N H R IC E

K = 4

K = 8

K = 1 6

K = 3 2

K = 1 0 0

G a u s s

D = 4 0 H z

Hình 8 Kết quả BER hệ thống OFDM sử dụng mã xoắn (7 [133,171]) 8PSK (a) và 4PSK (b)

đánh dấu tròn trên đồ thị biểu diễn kết quả BER khi

dùng mã xoắn (7 [133,171]) thông thường để so sánh

Khi tăng số vòng lặp lên 5 ta có thể nhận được kết

quả tỷ lệ lỗi bít tốt hơn (hình 10b)

Khảo sát mang lại một kết quả hết sức thú vị rằng

có thể sử dụng các bộ mã cơ sở đơn giản hơn mà vẫn

đảm bảo được chỉ tiêu BER yêu cầu Điều này được

thể hiện trên kết quả mô phỏng được tiến hành khi sử

dụng mã BICM-ID có mã cơ sở là mã (3 [5,7]) với 3

lần lặp (Hình 11.a)

Các kết quả khảo sát cũng cho thấy rằng bộ mã

BICM-ID được thiết kế vẫn đảm bảo được chỉ tiêu về

BER yêu cầu trong điều kiện di động Điều này được

thể hiện tại kết quả mô phỏng hình11 (b), khi độ dịch

tần D =150 Hz

V KẾT LUẬN

Dựa trên phân tích cơ sở lý thuyết của OFDM và

mã BICM-ID, bài báo đã xây dựng được mô hình hệ

thống OFDM BICM-ID, khảo sát tỉ lệ lỗi bít và chứng

tỏ được chất lượng vượt trội đáng kể của nó so với mô

hình hệ thống OFDM sử dụng mã xoắn như mô hình

HIPERLAN II hiện thời khi truyền trong điều kiện

pha đinh đa đường có đồng thời tác động của tạp âm

Gauss Với kết cấu đơn giản của bộ mã BICM-ID, mô

hình được thiết kế trên hoàn toàn thích hợp cho các hệ

thống thông tin di động

Việc thay đổi các loại mã xoắn cơ sở, số vòng lặp

cũng như các sơ đồ ánh xạ tín hiệu sẽ cho các kết quả

khác nhau theo mong muốn, làm điều kiện tốt cho

điều chế thích nghi OFDM theo SNR trên mỗi sóng

mang hay trên băng con Kết quả nghiên cứu hệ thống

Adaptive OFDM-BICM-ID như vậy sẽ được trình bày

trong nội dung các bài báo khác

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Nee, R V., 1997 “OFDM for High Speed Wireless

Networks,” IEEE P 802.11-97/123

[2] S.Hara, R.Prasad, 2003 ''Multicarier Techniques for 4G

Mobile Communications'' Artech House, Boston,

London, 2003

[3] L Hanzo, W Webb, and T Keller, ‘’Single-and Multi-Carrier Quadrature Amplitude Modulation’’ New

York: IEEE Press/Wiley, Apr 2000

[4] Zhang Zhao-yang, Lai Li-feng,2003 “A novel OFDM transmission scheme with leng- adaptive Cyclic prefix’’Journal of Zhejiang University Science ISSN

1009-3095

[5] A J Viterbi and J K Omura, “Principles of Digital Communication and Coding” New York:

McGraw-Hill, 1979

[6] S Benedetto and E Biglieri, “Principles of Digital Transmission With Wireless Applications” New York:

Kluwer Academic, 1999

[7] C Berrou, A Glavieux, and P Thitimajshima, “Near Shannon limit error-correcting coding and decoding: Turbo-codes ,” in Proc ICC’93, May 1993, pp 1064–

1070

[8] S Benedetto, D Divsalar, G Montorsi, and F Pollara,

“Serial concatenation of interleaved codes: Performance analysis, design and iterative decoding,”

IEEE Trans Inform Theory, vol 44, pp 909–926, May

1998

[9] “A soft-input soft-output APP module for iterative decoding of concatenated codes,” IEEE Commun Lett.,

vol 1, pp 22–24, Jan 1997

multilevel/phase signals,” IEEE Trans Inform Theory,

vol 28, pp 56–67, Jan 1982

[11] E Zehavi, “8-PSK trellis codes for a Rayleigh fading channel,” IEEE Trans Commun., vol 40, pp 873–883,

May 1992

[12] G Caire, G Taricco, and E Biglieri, “Bit-interleaved coded modulation,” IEEE Trans Inform Theory, vol

44, pp 927–946, May 1998

[13] X Li and J A Ritcey, “Bit-interleaved coded modulation with iterative decoding,” IEEE Commun

Lett., vol 1, pp 169–171, Nov 1997

[14] J Hagenauer, “The Turbo principle: Tutorial introduction and state of the art,” in Proc Int Symp

Turbo Codes and Related Topics, Sept 1997, pp 1–11

[15] N Seshadri and C.-E W Sundberg, “Multilevel trellis coded modulations for the Rayleigh fading channel,”

IEEE Trans Commun., vol 41, pp 1300–1310, Sep

1993

Ngày nhận bài: 24/04/2006.

SƠ LƯỢC TÁC GIẢ

ĐỖ CÔNG HÙNG

Sinh năm 1967 tại Hải phòng

Tốt nghiệp Khoa Vô tuyến Điện tử, Học viện Kỹ thuật Quân sự năm 1988 Nhận bằng Thạc sỹ năm 2002 Hiện

là giảng viên Khoa Vô tuyến Điện tử- Học viện Kỹ thuật Quân sự

Lĩnh vực nghiên cứu: Mô phỏng các hệ thống thông tin, thông tin trải phổ

CDMA, kỹ thuật OFDM và AOFDM, mã BICM-ID

Email: Hungdc1@ yahoo.com

ĐINH THẾ CƯỜNG

Sinh ngày 20/10/1963 Tốt nghiệp đại học năm

1986 tại CHLB Nga, nhận bằng Thạc sĩ năm 1996, Tiến

sĩ năm 1999 tại Nhật Bản

Được phong chức danh Phó Giáo sư năm 2004

Hiện là Trưởng Khoa Vô tuyến - Điện tử, Học viện Kỹ thuật Quân sự

Các lĩnh vực chuyên môn quan tâm: Lý thuyết

thông tin, Lý thuyết mã hóa và ứng dụng

Email: dtcuong@fpt.vn

NGUYỄN QUỐC BÌNH

Sinh năm 1955 tại Hải Phòng

Tốt nghiệp Học viện Kỹ thuật Quân sự, ngành Thông tin liên lạc năm 1978 Nhận học vị Ph.D năm 1996 tại Viện Hàn lâm khoa học Hungary Được phong Phó giáo sư năm 2002

Từ 1978 tới 1989 và từ 1996 đến nay là cán bộ giảng dạy khoa Vô tuyến điện tử, Học viện kỹ thuật quân sự

Hướng nghiên cứu chính: Các hệ thống vi ba số, các hệ thống thông tin di động, mô phỏng các hệ thống thông tin

Hình 9 Mô hình hệ thống OFDM-BICM-ID

0 2 4 6 8 10 12

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

SNR

KET QUA BER HE THONG OFDM-BICM-ID MA (7, [133,171]) LAP 3

Ma xoan BICM-ID k=4 BICM-ID, k=32 BICM-ID,k=100 D=40Hz

1 0- 4

1 0- 3

1 0- 2

1 0- 1

1 00

S N R

K E T Q U A B E R O F D M - B IC M - ID M A ( 7 [ 1 3 3 , 1 7 1 ] ) L A P 5

M a x o a n

k = 4

k = 8

k = 3 2

D = 4 0 H z

Hình10 Kết quả BER hệ thống OFDM-8PSK-BICM-ID với mã cơ sở là mã xoắn (7 [133,171])

có số vòng lặp bằng 3 (a) và lặp 5 (b)

0 2 4 6 8 1 0 1 2

1 0- 6

1 0- 5

1 0- 4

1 0- 3

1 0- 2

1 0- 1

1 00

S N R

K E T Q U A B E R O F D M -B IC M -ID M A (3 [ 5 , 7 ] ) L A P 3

M a x o a n

k = 4

k = 1 6

k = 3 2

k = 1 0 0

D = 4 0

0 2 4 6 8 10 12 14

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100 KET QUA BER OFDM-BICM-ID MA (5,7]) LAP 5, D=150

Ma xoan k=8 k=16 k=32 k=100 D=150Hz

Hình 11 Kết quả BER của hệ thống OFDM-8PSK BICM-ID có mã cơ sở (3 [5,7]) khi D=40Hz (a) và khi D=150Hz (b)