Thuật toán đa truy nhập cho mạng thông tin di động sử dụng công nghệ mimo OFDMA

Các chuẩn 4G và cả các bộ tiêu chuẩn 3G 3GPP và 3GPP2 đều chỉ ra công nghệ đa truy cập phân chia tần số trực giao OFDMA là lựa chọn tối ưu cho công nghệ truyền dẫn lớp vật lý với hai ưu

LÊ đình trường

bộ giáo dục và đào tạo

trường đại học bách khoa hà nội

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan Luận Văn Thạc sỹ Khoa học này là do tôi nghiên cứu và thực hiện dưới sự hướng dẫn của PGS TS Nguyễn Văn Đức Các kết quả tham khảo từ các nguồn tài liệu cũng như các công trình nghiên cứu khoa học khác được trích dẫn đầy đủ Nếu có gì sai phạm về bản quyền, tôi xin hoàn toàn chịu trách nhiệm trước nhà trường

Hà Nội, tháng 10 năm 2010

MỤC LỤC

LỜI CAM ĐOAN 1

DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT 4

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ 6

LỜI NÓI ĐẦU 8

CHƯƠNG 1 : HỆ THỐNG MIMO 9

1.1 Kênh MIMO 9

1.2 Các Kỹ thuật phân tập tín hiệu 11

1.2.1 Phân tập tần số 12

1.2.2 Phân tập thời gian 12

1.2.3 Phân tập không gian 13

1.4 Dung lượng kênh truyền hệ thống MIMO 15

1.5 Mã Hóa Không Gian -Thời Gian STC 19

1.5.1 Mã hóa không gian thời -gian khối STB 20

1.5.2 Mã hóa không gian -thời gian lới STTC 25

1.5.3 Mã hóa không gian -thời gian lớp BLAST 28

CHƯƠNG 2 : HỆ THỐNG MIMO-OFDM 29

2.1 Hệ thống MIMO -OFDM 30

2.1.1 Mô hình hệ thống MIMO -OFDM 30

2.1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM Alamouti 32

2.1.3 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM V-BLAST 36

2.1.4 Mô hình tín hiệu MIMO đa sóng mang 39

2.2 Dung lượng của hệ thống MIMO – OFDM 46 CHƯƠNG 3 : NGHIÊN CỨU PHƯƠNG PHÁP TRUY NHẬP CHO HỆ THỐNG

3.1 Công nghệ đa truy cấp OFDMA 47

3.1.1 Khái niệm 48

3.1.2 Đặc điểm 49

3.1.3 OFDMA nhảy tần 50

3.1.4 Hệ thống OFDMA 52

3.2 Cấp phát tài nguyên cho OFDMA 53

3.3 Thuật toán cấp phát kênh động cho hệ thống MIMO-OFDMA 54

CHƯƠNG 4 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG THUẬT TOÁN CẤP PHÁT KÊNH ĐỘNG BẰNG MATLAB 56

4.1 Với trường hợp sử dụng phướng pháp ZF cho mô hình kênh Monte Carlo và Rayleigh 56

4.2 Với trường hợp sử dụng phướng pháp MMSE cho mô hình kênh Monte Carlo và Rayleigh 59

4.3 Với trường hợp sử dụng mô hình kênh Monte Carlo hoặc Rayleigh cho cả hai phương pháp ZF và MMSE 61

4.4 Nhân xét thuật toán và kết luận 64

KẾT LUẬN 65

TÀI LIỆU THAM KHẢO 66

TÓM TẮT LUẬN VĂN 68

DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT

STT Từ Viết Tắt Từ đầy đủ

Diagonal- Bell-Laboratories Layered Space-Time Code

35 QAM Quadrature Amplitute Modulation

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ

Hình 1.1 Hình trực quan của một hệ thống MIMO 9

Hình 1.2 Mô hình kênh MIMO vô tuyến [2] 10

Hình 1.3 Phân tập theo thời gian 13

Hình 1.4 Các phương pháp phân tập 14

Hình 1.5 Mô hình tương đương của kênh truyền SISO [2] .15

Hình 1.6 Mô hình tương đương của kênh truyền MISO [2] .16

Hình 1.7 Mô hình tương đương của kênh truyền SIMO [2] .17

Hình 1.8 Dung lượng kênh MIMO pha đinh Rayleigh [2] .19

Hình 1.9 Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu [7] .20

Hình 1.10 Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti [7] .21

Hình 1.11 Alamouti 2 anten phát và M anten thu [7] .24

Hình 1.12 Sơ đồ mã lưới 26

Hình 1.13 Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2 27

Hình 1.14 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2 27

Hình 2.1 Sơ đồ khối hệ thống MIMO –OFDM [16] 30

Hình 2.2 Sơ đồ khối bộ phát OFDM [16] .30

Hình 2.3 Sơ đồ khối bộ thu OFDM [16] 30

Hình 2.4 Ma trận kênh truyền [7] .32

Hình 2.5 Máy phát MIMO–OFDM Alamouti [2] 32

Hình 2.6 Máy thu MIMO -OFDM Alamouti [2] 33

Hình 2.7 Máy phát MIMO -OFDM VBLAST [15] 36

Hình 2.8 máy thu MIMO -OFDM VBLAST [15] .39

Hình 3.1 OFDM và OFDMA [9] .49

Hình 3.2 Ví dụ của biểu đồ tần số, thời gian với OFDMA [9] .50

Hình 3.3 Biểu đồ tần số thời gian với 3 người dùng nhảy tần a, b, c đều có 1 bước nhảy với 4 khe thời gian [9] .51

Hình 3.4 6 mẫu nhảy tần trực giao với 6 tần số nhảy khác nhau [9] .52Hình 3.5 Tổng quan hệ thống sử dụng OFDMA [9] 52Hình 3.6 Mẫu tín hiệu dẫn đường trong OFDMA [9] 53Hình 4.1 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo khi thay đổi số MS theo phương pháp ZF 57Hình 4.2 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh khi thay đổi số MS theo phương pháp ZF .58Hình 4.3 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo khi thay đổi số ký tự trên khung MAC theo phương pháp ZF 58Hình 4.4 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh khi thay đổi số ký tự trên khung MAC theo phương pháp ZF .58Hình 4.5 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo thay đổi số MS theo phương pháp MMSE 59Hình 4.6 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh thay đổi số MS theo phương pháp MMSE 60Hình 4.7 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo thay đổi số ký tự trên khung MAC theo phương pháp MMSE 60Hình 4.8 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh Carlo thay đổi số ký tự trên khung MAC theo phương pháp MMSE 61Hình 4.9 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo cho phương pháp ZF

và MMSE khi thay đổi số MS 62Hình 4.10 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh cho phương pháp ZF và MMSE khi thay đổi số MS 62Hình 4.11 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Monte Carlo cho phương pháp ZF

và MMSE khi thay đổi số ký tự trên khung MAC 63Hình 4.12 Kết quả mô phỏng cho mô hình kênh Rayleigh cho phương pháp ZF và MMSE khi thay đổi số ký tự trên khung MAC 63

LỜI NÓI ĐẦU

Hiện nay nhu cầu về thông tin vô tuyến trên toàn cầu đang có xu hướng tăng rất nhanh như các hệ thống thông tin di động tế bào, internet và các dịch vụ đa phương tiện khác kéo theo các yêu cầu về dung lượng hệ thống phải cần được cải thiện Trong khi đó, sự giới hạn về phổ tần số như đang chống lại trào lưu trên, không đủ khả năng để đáp ứng được nhu cầu ngày càng lớn Song song với việc tiếp tục triển khai các dịch vụ thông tin không dây thế hệ thứ 3 (3G), các hệ thống thông tin không dây thế hệ thứ 4 (4G) cũng đã và đang được nhận dạng và thiết kế

Các chuẩn 4G và cả các bộ tiêu chuẩn 3G (3GPP và 3GPP2) đều chỉ ra công nghệ đa truy cập phân chia tần số trực giao (OFDMA) là lựa chọn tối ưu cho công nghệ truyền dẫn lớp vật lý với hai ưu điểm chính của bản thân công nghệ này là nâng cao hiệu quả sử dụng phổ tần số và tránh nhiễu phân tập đa đường Một ưu điểm nổi bật khác của OFDMA là khả năng kết hợp với kỹ thuật xử lý tín hiệu đa anten phát và thu (MIMO) cho phép cải thiện dung lượng của hệ thống Sự kết hợp của hai kỹ thuật này đã và đang dành được nhiều sự quan tâm của các nhà nghiên cứu và được đánh giá là xu hướng chủ đạo cho các hệ thống dữ liệu tốc độ cao trong tương lai

Hiện tại hệ thống 3G đã và đang triển khai mạnh mẽ trên thế giới, ở Việt Nam hệ thống 3G đã triển khai và đã cung cấp các dịch vụ, xu hướng chung của con người

là tiếp tục phát lên hệ thông có dụng lượng cao hơn nữa chính vì thế hệ thống 4G sẽ

là tất yếu trong tương lai, do vậy sau thời gian nghiên cứu và được PGS.TS Nguyễn Văn Đức hướng dẫn em chọn đề tài

Em xin chân thành cảm ơn PGS TS Nguyễn Văn Đức đã tận tình hướng dẫn và giúp đỡ em trong suốt thời gian qua

Hà Nội, tháng 10 năm 2010

Học viên

Hình 1.1 Hình trực quan của một hệ thống MIMO

Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến sử dụng cả phân tập phát và thu với N anten phát và M anten thu như hình vẽ sau [2]:

Hình 1.2 Mô hình kênh MIMO vô tuyến [2]

Kênh truyền giữa các anten mát phát ( Tx ) và anten máy thu ( Rx ) như mô

tả được gọi là kênh đa đầu vào - đa đầu ra MIMO ( Multiple Input – Multiple Output ) Một hệ thống truyền dẫn trên kênh MIMO được gọi là hệ thống truyền dẫn MIMO Trong các trường hợp đặc biệt khi N = 1 và M = 1, tương ứng chúng ta

có các hệ thống phân tập thu SIMO và phát MISO Kênh truyền đơn giữa anten máy thu m và anten máy phát n được ký hiệu là hmn Tương tự như các hệ thống phân tập phát hoặc thu, để tránh ảnh hưởng giữa các anten phát hoặc các anten thu với nhau thì khoảng cách yêu cầu tối thiểu giữa các phần tử anten ở các mảng anten phát hoặc thu là λ\2 Kênh MIMO trong trường hợp này được gọi là kênh MIMO không tương quan Trong trường hợp pha đinh Rayleigh bằng phẳng không có tương quan,

hmn được mô hình hóa bằng một biến số Gauss phức có giá trị trung bình bằng 0 và phương sai bằng 1 Một kênh MIMO gồm N anten phát và M anten thu thường được biểu diễn bởi một ma trận số phức gồm M hàng và N cột như sau [2] :

nhiệm vụ của chúng ta là cần phải lấy được các tín hiệu s1, s2, …, sN nghĩa là chúng

ta phải đi giải hệ phương trình ( 1.2 ) và điều kiện để có thể giải được là M ≥ N

1.2 Các Kỹ thuật phân tập tín hiệu

Trong truyền thông không dây di dộng, kỹ thuật phân tập được sử dụng rộng rãi để làm giảm ảnh hưởng của fading đa đường và cải tiến độ tin cậy của kênh truyền mà không yêu cầu tăng công suất phát hoặc tăng băng tần cần thiết Kỹ thuật phân tập yêu cầu nhiều bản sao tín hiệu phát tại nơi thu, tất cả mang cùng một thông tin nhưng có sự tương quan rất nhỏ trong môi trường fading ý tưởng cơ bản của phân tập là nếu nơi thu nhận hai hay nhiều bản sao của tín hiệu một cách độc lập thì những mẫu này bị suy giảm cũng độc lập với nhau Điều này có nghĩa là khi một

đường tín hiệu cụ thể bị suy giảm thì đ ường tín hiệu khác có thể không bị suy giảm

Vì vậy, sự kết hợp hợp lý của các phiên bản khác nhau sẽ làm giảm ảnh hưởng của fading và cải thiện độ tin cậy của đường truyền

Có nhiều cách để đạt được phân tập Phân tập thời gian có thể thu được qua

mã hoá (Coding) và xen kênh (Interleaving), phân tập tần số nếu đặc tính của kênh truyền là chọn lọc tần số, phân tập không gian sử dụng nhiều anten phát hoặc thu đặt cách nhau với khoảng cách đủ lớn

Trong thực tế, kỹ thuật phân tập có thể ứng dụng trong miền không gian, sự phân cực của anten, miền tần số và miền thời gian

1.2.1 Phân tập tần số

Trong phân tập tần số, sử dụng các thành phần tần số khác nhau để phát cùng một thông tin Các tần số cần được phân chia để đảm bảo bị ảnh hưởng của fading một cách độc lập Khoảng cách giữa các tần số phải lớn hơn vài lần băng thông nhất quán để đảm bảo rằng fading trên các tần số khác nhau là không tương quan với nhau Trong truyền thông di động, các phiên bản của tín hiệu phát thường được cung cấp cho nơi thu ở dạng dư thừa trong miền tần số còn được gọi là trải phổ, ví

dụ như trải phổ trực tiếp, điều chế đa song mang và nhảy tần Kỹ thuật trải phổ rất hiệu quả khi băng thông nhất quán của kênh truyền nhỏ Tuy nhiên, khi băng thông nhất quán của kênh truyền lớn hơn băng thông trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ hơn chu kỳ của tín hiệu Trong trường hợp này, trải phổ là không hiệu quả để cung cấp phân tập tần số Phân tập tần số gây ra sự tổn hao hiệu suất băng thông tùy thuộc vào sự dư thừa thông tin trong cùng băng tần số

1.2.2 Phân tập thời gian

Phân tập theo thời gian có thể thu được qua mã hóa và xen kênh Sau đây ta

sẽ so sánh hai trường hợp: truyền ký tự liên tiếp và dùng xen kênh khi độ lợi kênh truyền rất nhỏ

t h

t

Hình 1.3 Phân tập theo thời gian

Từ hình vẽ ta thấy rằng: từ mã x2 bị triệt tiêu bởi fading nếu không dùng bộ xen kênh, nếu dùng bộ xen kênh thì mỗi từ mã chỉ mất một ký tự và ta có thể phục hồi lại từ 3 ký tự ít bị ảnh hưởng bởi fading

Phân tập thời gian có thể đạt được bằng cách truyền dữ liệu giống nhau qua những khe thời gian khác nhau, tại nơi thu các tín hiệu fading không tương quan với nhau Khoảng cách thời gian yêu cầu ít nhất bằng thời gian nhất quán của kênh truyền hoặc nghịch đảo của tốc độ fading Mã điều khiển lỗi thường được sử dụng trong hệ thống truyền thông để cung cấp độ lợi mã (coding gain) so với hệ thống không mã hóa Trong truyền thông di động, mã điều khiển lỗi kết hợp với xen kênh

để đạt được sự phân tập thời gian Trong trường hợp này, các phiên bản của tín hiệu phát đến nơi thu dưới dạng dư thừa trong miền thời gian Khoảng thời gian lặp lại các phiên bản của tín hiệu phát được quy định bởi thời gian xen kênh để thu được fading độc lập ở ngõ vào bộ giải mã Vì tốn thời gian cho bộ xen kênh dẫn đến trì hoãn việc giải mã, kỹ thuật này thường hiệu quả trong môi trường fading nhanh, ở

đó thời gian nhất quán của kênh truyền nhỏ Đối với kênh truyền fading chậm nếu xen kênh quá nhiều thì có thể dẫn đến trì hoãn đáng kể

1.2.3 Phân tập không gian

Phân tập không gian còn gọi là phân tập anten Phân tập không gian được sử dụng phổ biến trong truyền thông không dây dùng sóng viba Phân tập không gian

sử dụng nhiều anten hoặc chuỗi array được sắp xếp trong không gian tại phía phát

hoặc phía thu Các anten được phân chia ở những khoảng cách đủ lớn sao cho tín hiệu không tương quan với nhau Yêu cầu về khoảng cách giữa các anten tùy thuộc vào độ cao của anten, môi trường lan truyền và tần số làm việc Khoảng cách điển hình khoảng vài bước sóng là đủ để các tín hiệu không tương quan với nhau Trong phân tập không gian, các phiên bản của tín hiệu phát được truyền đến nơi thu tạo nên sự dư thừa trong miền không gian Không giống như phân tập thởi gian và tần

số, phân tập không gian không làm giảm hiệu suất băng thông Đặc tính này rất quan trọng trong truyền thông không dây tốc độ cao trong tương lai.

Hình 1.4 Các phương pháp phân tập Tùy thuộc vào việc sử dụng nhiều anten hoặc ở nới phát hoặc nơi thu mà người ta chia phân tập không gian thành 3 loại: phân tập anten phát (hệ thống MISOh), phân tập anten thu (hệ thống SIMOh), phân tập anten phát và thu (hệ thống MIMO) Trong phân tập anten thu, nhiều anten được sử dụng ở nơi thu để nhận các phiên bản của tín hiệu phát một cách độc lập Các phiên bản của tín hiệu phát được kết hợp một cách hoàn hảo để tăng SNR của tín hiệu thu và làm giảm bớt fading đa đường

Trong hệ thống thực tế, để đạt được BER của hệ thống theo yêu cầu, ta kết hợp hai hay nhiều hệ thống phân tập thông thường để cung cấp sự phân tập nhiều chiều

(multi-demnsional diversity)

1.4 Dung lượng kênh truyền hệ thống MIMO

Dung lượng kênh truyền được định nghĩa là tốc độ có thể truyền dẫn tối đa với một xác suất lỗi tương đối nhỏ nào đó Dung lượng của một kênh truyền chịu ảnh hưởng của tạp âm nhiễu cộng trắng Gauss do Shannon tìm ra và được biểu diễn như sau [2]:

trong đó W là băng tần của kênh truyền tính bằng đơn vị Hz, ρ là tỷ số công suất tín hiệu trên tạp âm ( SNR )

Hình 1.5 Mô hình tương đương của kênh truyền SISO [2]

Đối với kênh SISO : Trong trường hợp truyền tín hiệu qua một kênh truyền cố định

có độ lợi h như hình ( 1.6 ), chúng ta có tỷ số SNR tại đầu vào máy thu như sau [2]:

ρSIMO = PPR

N = PS|h|

2

Dung lượng trong trường hợp này có thể được tính bằng [2]:

Đối với kênh MISO : Tương tự như kênh truyền SISO, đối với các trường hợp kênh truyền phân tập phát ( MISO ) ở hình vẽ ( 1.7 )

Hình 1.6 Mô hình tương đương của kênh truyền MISO [2]

Tỷ số SNR và dung lượng kênh truyền được tính như sau [2] :

N được sử dụng để chuẩn hóa công suất phát

Đối với kênh SIMO : đối với kênh truyền SIMO ở hình ( 1.8 ), tỷ số SNR trên một nhánh phân tập là [2]:

Hình 1.7 Mô hình tương đương của kênh truyền SIMO [2]

Để ý rằng dung lượng của các kênh truyền phân tập thu ở công thức ( 1.11 ) và

( 1.13) tăng theo quy luật logarithm theo số lượng anten phân tập

Đối với trường hợp kênh MIMO mô tả như hình vẽ ( 1.2) tỷ số SNR ở kênh thứ i, với i = 0,1, , min(M,N)

Trong thực tế do tác động của pha đinh, kênh truyền biến động theo thời gian

và thường được mô hình hóa bằng các biến số ngẫu nhiên tuân theo phân bố Rayleigh Ma trận kênh truyền H trong trường hợp này là một ma trận chứa các biến

số ngẫu nhiên Gauss phức độc lập với giá trị trung bình bằng 0 và phương sai bằng

1, tức là, E{hmn} = 1

Giả sử kênh truyền pha đinh biến đổi chậm, tức là độ lợi kênh truyền không thay đổi trong một khoảng thời gian bằng độ dài một khung liên tiếp các symbols Giả sử thêm rằng máy thu biết hay ước lượng chính xác được ma trận kênh truyền H Dung

lượng kênh truyền trong trường hợp này thường được gọi là dung lượng ergodic và được tính bằng cách lấy giá trị trung bình theo tất cả các thực thể của H Tức là chúng ta có [2]:

H HH N IM nên CMIMO = MWlog2 ( 1 + ρ )

H HH N IN nên CMIMO = NWlog2 ( 1 + ρ MN ) (1.17) Giả sử M = N chúng ta thấy rõ ngay rằng dung lượng kênh truyền MIMO tăng tuyến tính theo số lượng anten tối thiểu dùng ở máy phát hay máy thu Điều này được mô tả rõ thông qua kết quả mô phỏng máy tính ở hình vẽ ( 1.8 ) Một nhận xét tiếp theo có thể thấy là nếu so sánh biểu thức ( 1.13 ) với biểu thức ( 1.17 ) chúng ta

có thể thấy rằng dung lượng kênh truyền MIMO pha đinh Rayleigh có thể đạt đến gấp r = min(M,N) lần dung lượng một kênh truyền SISO cố định Cần chú ý rằng để đạt được dung lượng kênh MIMO nói trên, các phần tử hmn của ma trận kênh H cần

là các biến Gauss phức và độc lập lẫn nhau Điều này tương đương với môi trường truyền dẫn giữa máy phát và máy thu là một môi trường pha đinh Rayleigh giàu tán

xạ

CMIMO =

N Æ ∞

M Æ ∞

Hình 1.8 Dung lượng kênh MIMO pha đinh Rayleigh [2]

1.5 Mã Hóa Không Gian -Thời Gian STC

Khi khoảng cách giữa các anten khá nhỏ nên tín hiệu tại các anten là các phiên bản giống nhau bị trễ, trong các hệ thống MIMO sử dụng hệ thống mã hóa không gian -thời gian STC (Space-Time Code), các anten được thế kế với khoảng cách đủ lớn để các tín hiệu tại các anten không ảnh hưởng lẫn nhau Môi trường vô tuyến trong trường hợp bị các hiện tượng đa đường và có tán xạ mạnh khiến tín hiệu thu được từ các anten hoàn toàn độc lập Thay vì tìm cách chống lại hiện tượng đa đường, ù mã hóa không gian thời gian lợi dụng tính chất này để nâng cao dung lượng kênh truyền Với 1 chuỗi symbol vào, bộ mã hóa không gian thời gian sẽ chọn các điểm tương ứng trên giản đồ chồm sao để truyền đồng thời tại tất cả các anten qua đó tăng độ lợi ghép kênh và độ lợi phân tập Có 3 loại mã hóa không gian -thời gian là:

- Mã hóa không gian - thời gian khối STBC (Space-Time Block Code)

- Mã hóa không gian - thời gian lưới STTC (Space-Time Trellis Code)

- Mã hóa không gian - thời gian lớp BLAST (Bell-Laboratories Layered Space-Time)

Trước tiên ta sẽ xem xét mô hình hệ thống MIMO khi hệ thống sử dụng mã hóa không gian thời gian, sau đó ta sẽ xét dung lượng hệ thống và xét từng loại mã hóa không gian thời gian

1.5.1 Mã hóa không gian thời -gian khối STB

STBC thực hiện mã hóa một khối các ký tự đầu vào thành một ma trận đầu

ra với các hàng tương ứng các anten phát (không gian) và cột tương ứng thứ tự phát (thời gian) STBC cho phép phân tập đầy đủ và có độ lợi nhỏ tùy thuộc vào tốc độ

mã của bộ mã, quá trình giải mã đơn giản, dựa trên các bộ giải mã tương quan tối đa

* 2 1

c c

c c

Ma trận C gọi là ma trận mã, ma trận này là ma trận trực giao có tính chất [7]

2 2

2 1 2 2

2 1

2 2

2 1

0

0

I c c c

c

c c

* 2 1 2 1

c c

c c c c

[n1 n2]

Hình 1.9 Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu [7]

Hình 1.10 Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti [7]

Giả sử kênh truyền quasi -static, độ lợi kênh truyền không đổi qua 2 chu kỳ symbol:

2 1

2 2 2

2

1 1 1

1

) ( ) (

) ( ) (

ϕ

ϕα

α

j

j e h

T t h t h

e h T t h t h

=

= +

=

=

= +

=

(1.20)

Với T là chu kỳ Symbol

Tín hiệu tại máy thu chu kỳ 1 và chu kỳ 2 [7]:

1 2

* 2 1 2 1 2

c c

c c h h r

* 2 1 2 1 2

c c

c c h h r

, {

1 x S s s s M

Ta thấy việc giải mã đồng thời c ~ c1,~2tương đương việc giải mã riêng lẻ ~ c c1,~2[7].

−+

* 1

* 2 2

2 1

2 2

2 1

2 1

* 1

* 2 2

2 1

2 1 1

* 1

* 2 2

2 1

2 2

2 1

2 1

* 1 2

* 2

* 1 1 1 1

* 1

* 2 2

2 1

2 2

2 1

2 1 1

)(

1min

arg

)(

)(

minarg

)(

)(

minarg

~

1 1 1

x h r h r x h h

h r h r x x h r h r x h h r

x h r h r x h r h r x h h r c

S x

S x

S x

* 1 2 2

* 1

2 2

2 2

2 1

2

* 1 2 2

* 1

2 2

2 2

* 1 2 2

* 1

2 2

2 2

2 1

2 2

* 2 1

* 2

* 2 1 2

* 1 2 2

* 1

2 2

2 2

2 1

2 2 2

)(

1min

arg

)(

)(

minarg

)(

)(

minarg

~

2 2 2

x h r h r x h h

h r h r x x h r h r x h h r

x h r h r x h r h r x h h r c

S x

S x

S x

(r h +r h không phụ thuộc vào x1 , tức là không ảnh hưởng tới việc

1

* 2

* 2 1

* 2 2

* 1 1

* 2

1 1

* 2 2

* 1 2

1 ~

r

r h h

h h x

* 2 1

* 2 2

* 1 1

* 2

1 1

* 2 2

* 1 2

1 ~

r

r h h

h h x

Nếu kênh truyền không tương quan h1, h2 sẽ không tương quan nguồn nhiễu n ~ n1,~2

sẽ có phương sai xấp xỉ gấp 2 lần nhiễu gốc

( )

2

2 2

2 1

2 2 2 2

2 1

2 2

2 1

2 1 1 1

)1(

~minarg

~

)1(

~minarg

~

2

1

x h

h x

x c

x h

h x

x c

s x

s x

−++

−

=

−++

2

1 1 ) (h + h − x và

Khơng ảnh hưởng tới việc tìm min của biểu thức, biểu thức quyết định(1.28) trở nên đơn giản hơn [7]

( 2)2 2 2

2 1 1 1

~ min arg

~

~ min arg

~

2

1

x x c

x x c

s x

s x

* 2 1 12 11 12

c c

c c h h r

* 2 1 22 21 22

c c

c c h h r

* 2 1 2 1 2

c c

c c h h r

* 2 1 2 1

c c

c c c c

Hình 1.11 Alamouti 2 anten phát và M anten thu [7]

Bộ kết hợp sẽ tạo ra các tín hiệu ước lượng [7]

1 1

* 2

2

* 1 2

1

* 22

21

21

* 22 22

* 21 22 21

* 12

11

11

* 12 12

* 11 12 11

M

M M

M M

r

r h

h

h h

x

x

r

r h h

h h x

x

r

r h h

h h x

=

* 2

1

1

* 2

2

* 1

* 22

21

21

* 22 22

* 21

* 12

21 12 11

M

M M

M M

r

r h

h

h h

r

r h h

h h r

r h h

h h

x x x

x x x

* 2 1 21

* 22

* 22 21 11

* 12

* 12 11

2

2 2

2 1

2 22

2 21

2 12

2 11 2

* 2 2 1

* 1

* 22 22 21

* 21

* 12 12 11

*

11

1

2 2

2 1

2 22

2 21

2 12

2 11 1

~

~

M M M M

M M

M M M M

M M

n h n h n

h n h n h n h

c h h

h h h h

x

n h n h n

h n h n h n h

c h h

h h h h

x

+

−

−+

−+

−

++

++

++

=

++

++

++

+

++

++

++

=

LLLL

(1.33)

( )

1

2 2

2 1 2

1 1 1

2 2

2 1 1

n c h h x

M

i

i i

M

i

i i

+ +

=

+ +

i

i h h

1

2 2

2 2

2 1

2 2 2 2

2 1 1

2 2

2 1

2 1 1 1

1

~ min arg

~

1

~ min arg

~

2

1

x h

h x

x c

x h

h x

x c

M i

i i S

x

M i

i i S

x

(1.35)

STBC hoạt động trên việc thiết kế trực giao ma trận mã Sơ đồ Alamouti chính là sơ đồ STBC cơ bản và tiêu biểu nhất cho thiết kế trực giao (orthogonal

design) với tốc độ mã R=1 độ phân tập D = 2

1.5.2 Mã hĩa khơng gian -thời gian lới STTC

STTC cho phép phân tập đầy đủ và độ lợi mã cao, STTC là loại mã chập được mở rộng cho trường hợp MIMO Cấu trúc mã chập đặt biệt phù hợp với truyền thơng vũ trụ và vệ tinh, do chỉ sử dụng bộ mã hĩa đơn giản nhưng đạt được hiệu quả cao nhờ vào phương pháp giải mã phức tạp

Nếu như STBC xử lý độc lập từng khối kí tự đầu vào để tạo ra một chuỗi các vevtor

mã độc lập, thì STTC xử lý từng chuỗi ký tự đầu vào để tạo ra từng chuỗi vector

mã phụ thuộc vào trạng thái mã trước đĩ của bộ mã hĩa

Bộ mã hĩa tạo các vector mã bằng cách dịch chuyển các bit dữ liệu qua thanh ghi dịch qua K tầng mỗi tầng cĩ k bit Một bộ n phép cộng nhị phân với đầu vào là K tầng sẽ tạo ra vector mã n bit cho mỗi k bit đầu vào Tại một thời điểm, k bit dữ liệu đầu vào sẽ được dịch vào tầng đầu tiên của thanh ghi dịch, k bit của tầng đầu sẽ

được dịch vào k bit của tầng kế Mỗi lần dịch k bit dữ liệu vào sẽ tạo ra một vector

mã n bit

Tốc độ mã là Rc = k/n

K là số tầng của thanh ghi dịch được gọi là constraint length của bộ mã Hình dưới cho ta thấy rõ mỗi vector mã trong mã lưới phụ thuộc vào kK bit, bao gồm k bit dữ liệu vào tần đầu tiên và (K-1) k bit của K-1 tầng cuối của bộ mã hoá, K-1 tầng cuối này gọi là trạng thái của bộ mã hoá, trong khi đó chỉ có k bit dữ liệu đầu vào trong

mã khối ảnh hưởng tới vector mã

Hình 1.12 Sơ đồ mã lưới

Mã lưới được biểu diễn thông qua lưới mã (code trellis) hoặc sơ đồ trạng thái (state diagram) mô tả sự biến đổi từ trạng thái hiện tại sang trạng thái kế tiếp tuỳ thuộc k bit dữ liệu đầu vào

Ví dụ: Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2

Hình 1.13 Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2

Hình 1.14 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2

Tín hiệu nhận được tại máy thu sẽ được bộ giải mã tương quan tối đa không gian thời gian STMLD ( Space-Time Maximum Likelihood Decoder) giải mã Bộ STMLD sẽ được thực hiện thành giải thuật vector Viterbi, đường mã nào có metric tích luỹ nhỏ nhất sẽ được chọn là chuỗi dữ liệu được giải mã Độ phức tạp của bộ giải mã tăng theo hàm mũ với số trạng thái trên giản đồ chòm sao và số trạng thái

-mã lưới, một bộ -mã STTC có bậc phân tập là D truyền dữ liệu với tốc độ R bps thì

độ phức tạp của bộ giải mã tỉ lệ với hệ số 2R(D-1)

STTC cung cấp độ lợi mã tốt hơn nhiều STBC độ lợi mã của STTC tăng lên khi tăng số trạng thái của lưới mã Tuy nhiên độ phức tạp của STBC thấp hơn nhiều độ phức tạp của STTC, do STBC được mã hoá và giải mã đơn giản nhờ vào các giải thuật xử lý tuyến tính, nên STBC phù hợp với các ứng dụng thực tế trong hệ thống

1.5.3 Mã hóa không gian -thời gian lớp BLAST

Sau khi khám phá ra khi các đường tán xạ đủ lớn kênh truyền đa đường vô tuyến có khả năng cung cấp một dung lượng khá lớn nhờ vào các kiến trúc xử lý thích hợp Năm 1996, G.J Foschisi thuộc phòng thí nghiệm Bell đã đưa ra kiến trúc

D -BLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time) sử dụng đa anten phát và thu với kỹ thuật mã hóa phân lớp theo đường chéo, từng khối dữ liệu sẽ được truyền theo đường chéo Trong môi trường tán xạ Rayleigh, kiến trúc này có thể cung cấp dung lượng tăng tuyến tính theo số anten phát và anten thu (với giả sử rằng số anten phát và thu là bằng nhau) và có thể đạt tới gần 90% dun glượng Shanon Tuy nhiên sự phức tạp của kiến trúc D -BLAST khó có thể thực hiện được Năm 1996 Wolniansky cùng với Foschini, Golden và Valenzuela đã đưa ra kiến trúc V -BLAST, kiến trúc này đã thực hiện thực thời gian thực trong phòng thí nghiệm Bell với hiệu suất băng thông lần đầu tiên lên tới 20-40 bps/Hz tại mức tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR từ 24 đến 34 dB

CHƯƠNG 2 : HỆ THỐNG MIMO-OFDM

Lời giới thiệu

Các hệ thống thông tin không dây luôn được nghiên cứu nhằm cải thiện chất lượng dung lượng cũng như khả năng chống lại hiện tượng đa đường Đối với các

hệ thống thông tin thống chất lượng tín hiệu có thể cải thiện bằng cách tăng công suất phát, dung lượng hệ thống có thể tăng khi tăng băng thông Tuy nhiên công suất cũng chỉ có thể tăng tới một mức giới hạn nào đó vì công suất phát càng tăng thì hệ thống càng gây nhiễu cho các hệ thống thông tin xung quanh, băng thông hệ thống của hệ thống cũng không thể tăng mãi lên vì việc phân bố băng thông đã được định chuẫn sẵn

Hệ thống MIMO có thể tăng dung lượng kênh truyền, sử dụng băng thông rất hiệu quả nhờ ghép kênh không gian (V-BLAST), cải thiện chất lượng của hệ thống đáng kể nhờ vào phân tập tại phía phát và phía thu (STBC, STTC) mà không cần tăng công suất phát cũng như tăng băng thông của hệ thống Kỹ thuật OFDM là một phương thức truyền dẫn tốc độ cao với cấu trúc đơn giản nhưng có thể chống fading chọn lọc tần số, bằng cách chia luông dữ liệu tốc độ cao thành N luồng dữ liệu tốc

độ thấp truyền qua N kênh truyền con sử dụng tập tần số trực giao Kênh truyền chịu fading chọn lọc tần số được chia thành N kênh truyền con có băng thông nhỏ hơn, khi N đủ lớn các kênh truyền con chịu fading phẳng OFDM còn loại bỏ được hiệu ứng ISI khi sử dụng khoảng bảo vệ đủ lớn Ngoài ra việc sử dụng kỹ thuật OFDM còn giảm độ phức tạp của bộ Equalizer đáng kể bằng cách cho phép cân bằng tín hiệu trong miền tần số Từ những ưu điểm nổi bật của hệ thống MIMO và

kỹ thuật OFDM, việc kết hợp hệ thống MIMO và kỹ thuật OFDM là một giải pháp hứa hẹn cho hệ thống thông tin không dây băng rộng tương lai Nội dung của chương này được dịch nguyên theo tài liệu tham khảo [1] và một số tài liệu khác

2.1 Hệ thống MIMO -OFDM

2.1.1 Mô hình hệ thống MIMO -OFDM

Cấu trúc máy thu và phát của hệ thống MIMO -OFDM bao gồm hệ MIMO

NT anten phát và NR anten thu, kỹ thuật OFDM sử dụng N sóng mang phụ

Hình 2.3 Sơ đồ khối bộ thu OFDM [16]

Symbol thu được từ anten thu thứ i, tại sóng mang phụ thứ k của symbol OFDM có thể biểu diễn như sau [16]

N k

k V k X k k

X k k

X k k

Y

k V k X k k

X k k

X k

k

Y

k V k X k k

X k k

X k

k

Y

R T

T R R

R

R

T T

T T

N N

N N N

N

N

N N

N N

,,3

()()

()()

()()

(

)()()()

()()()(

)

(

)()()()

()()()(

)

(

2 2 1

1

2 2

2 22 1

21

2

1 1

2 12 1

11

1

L

LM

LL

=

++

++

=

++

++

=

++

++

=

λ λ

λ

λ λ

λ

λ λ

λ

(2.1)

Với Xj là symbol phát trên sóng mang thứ k trong symbol OFDM

Vi(k) là nhiễu Gauss tại anten thu thứ i trong miền tần số, tức là N -FFT của nhiễu trong miền thời gian vi(t)

là độ lợi kênh truyền từ anten phát thứ j tới anten thu thứ i tại sóng mang phụ thứ n λij (k)chính là N-FFT của đáp ứng xung của kênh truyền cij(t )

từ anten phát thứ j tới anten thu thứ i Nếu máy thu có thể ước lượng chính xác trạng thái kênh truyền thì λij (k) sẽ được biết chính xác ứng với mỗi symbol OFDM

Để hiểu rõ hơn về bản chất của hệ thống MIMO -OFDM, biểu thức (2.1) sẽ được thiết lập chi tiết ở phần sau

Kênh truyền hệ thống MIMO -OFDM có thể mô tả thông qua ma trận H như sau [16]:

()

(

)()

()

(

)()

()

()

(

2 1

2 22

21

1 12

11

k k

k

k k

k

k k

k k

H

T R R

R

T T

N N N

N

N N

λλ

λ

λλ

λ

λλ

λ

L

MO

MM

) (

11 N

λ λ12(N) λ1N T(N)

) (

λ

) (

2N T N

λ

) 2 (

1N T

λ

) 2 (

2N T

λ

) 2 (

T

R N N

λ

) 2 ( 11

λ λ12( 2 )

) 2 ( 1

R N

λ λN R2( 2 )

) 1 ( 12

λ

) 1 ( 11

) 1 (

2N T

λ

) 1 ( 1

R N

λ

) 1 ( 21

λ λ21(1)

) 1 ( 2

R N

2.1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM Alamouti

Hình 2.5 là sơ đồ hệ thống MIMO -OFDM Alamouti với các khối cơ bản nhất Sơ đồ Alamouti được áp dụng nhằm đạt được độ lợi phân tập lớn nhất trong môi trường fading chọn lọc tần số với cấu trúc phần cứng khá đơn giản

1

X

) 2 (

1

X

) (

1 N X

) 1 (

2

X

) 2 (

2

X

) (

2 N X

CP CP

CP CP

* 2

1X

F−

−

* 1

y

)2(1

y

) (

1N y

) 1 (

2

y

) 2 (

2

y

) (

2 N y

]

2

Y

Hình 2.6 Máy thu MIMO -OFDM Alamouti [2]

Tại phía phát dữ liệu sau khi được bộ mapper điều chế sẽ được đưa qua biến đổi nối tiếp sang song song và đưa vào 2 vector N symbol X1 và X2

Ta kí hiệu F-1là ma trận biến đổi IFFT và F là ma trận biến đổi FFT [12]

1 1 *

F N

F− =

(2.3) Trong chu kỳ symbol k X1 sẽ được cho qua bộ biến đổi IFFT tạo ra khối N symbol [12]

Với ký hiệu cho liên hợp của X

Sau khi s’2 được chèn khoảng bảo vệ CP, vector dữ liệu sẽ được đưa ra anten thứ hai Cũng trong chu kỳ symbol thứ k +1 , X2 sẽ được cho qua bộ đảo và lấy liên hiệp phức trước khi cho qua IFFT để tạo ra khối N symol [12]