Nghiên cứu các dạng điều chế trong truyền dẫn quang DWDM tốc độ kênh 40 GBPS

Sử dụng phần mềm mô phỏng Optisystem 7.0 của hãng Optiwave để mô phỏng hệ thống DWDM, luận văn đi đến đánh giá ảnh hưởng của tán sắc, phi tuyến đối với chất lượng tín hiệu và hiệu năng h

LUẬN VĂN THẠC SĨ KHOA HỌC

NGHIÊN CỨU CÁC DẠNG ĐIỀU CHẾ TRONG TRUYỀN DẪN QUANG DWDM TỐC ĐỘ KÊNH 40 Gb/s

Ngành: ĐIỆN TỬ VIỄN THÔNG

TRƯƠNG VĂN HÒA

Hà nội, 2009

MỤC LỤC

Thuật ngữ viết tắt 2

Danh mục hình vẽ 4

Lời nói đầu 6

Tóm tắt luận văn 8

CHƯƠNG 1: TẠO CÁC TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ QUANG VỚI 9

CÁC MÃ ĐƯỜNG TRUYỀN KHÁC NHAU 9

1.1 Giới thiệu 9

1.2 Tạo tín hiệu quang 9

1.3 Định dạng điều chế với xung đầu vào là mã NRZ 11

1.4 Các định dạng điều chế với xung đầu vào là mã RZ 15

CHƯƠNG 2: CÁC TIÊU CHUẨN ĐÁNH GIÁ CHẤT LƯỢNG TÍN HIỆU TRONG TRUYỀN DẪN QUANG 20

2.1 Giới thiệu 20

2.2 BER 20

2.3 Q-factor 26

2.4 OSNR 28

2.5 Eye Opening Penalty (EOP) 30

2.6 Mối liên hệ giữa các tiêu chuẩn đánh giá khác nhau 34

CHƯƠNG 3: NGHIÊN CỨU, SO SÁNH CÁC MÃ ĐƯỜNG TRUYỀN TRONG HỆ THỐNG WDM 40 GB/S 37

3.1 Giới thiệu phần mềm Optisystem 7.0 37

3.1.2 Những ưu điểm của Optisystem 7.0 37

3.1.3 Các ứng dụng 38

3.2 Các định dạng điều chế dựa trên RZ và NRZ trong các hệ thống WDM long-haul tốc độ cao 38

3.2.1 Độ nhạy thu đối với các hệ thống RZ và NRZ 38

3.2.2 Các tác động trên truyền dẫn sợi quang đối với điều chế RZ và NRZ 40

3.3 So sánh RZ và NRZ trong các hệ thống WDM đơn kênh 40 Gb/s 43

3.3.1 So sánh các định dạng điều chế dựa trên RZ và NRZ 49

3.3.2 So sánh các mô hình bù tán sắc 62

3.4 So sánh RZ và NRZ trong các hệ thống WDM đa kênh tốc độ 40 Gb/s 76

3.4.1 Hệ thống WDM 8x40 Gb/s dựa trên định dạng điều chế NRZ 76

3.4.2 Hệ thống WDM 8x40 Gb/s dựa trên định dạng điều chế RZ 81

Kết luận 86

Tài liệu tham khảo 87

Thuật ngữ viết tắt

1 BER Bit Error Rate Tỉ lệ lỗi bit

2 DCF Dispersion Compensating Fiber Sợi quang bù tán sắc

3 DD Direct Detection Dò trực tiếp

4 DFB Distributed Feedback Phản hồi phân tán

5 DGD Differential Group Delay Trễ nhóm sai khác

7 DMUX Demultiplexer Bộ giải ghép kênh

8 DSF Dispersion Shifted Fiber Sợi dịch chuyển tán sắc

10 DWDM Dense Wavelength Division

Multiplexing

Ghép kênh phân chia theo bước sóng mật độ cao

11 EAM Electro Absorption Modulator Bộ điều chế hấp thụ điện tử

12 EDFAE Erbium Doped Fiber Amplifier Bộ khuếch đại quang sợi pha

16 FBG Fiber Bragg Grating Cách tử quang sợi Bragg

Perot

18 FWHM Full Width Half Maximum

19 GVD Group Velocity Dispersion Tán sắc vận tốc nhóm

20 IL Insertion Loss Suy hao chèn

21 IM Intensity Modulation Điều chế cường độ

22 ISI Inter Synbol Interference Nhiễu liên ký tự

23 ITU International Telecommunication

Union

Liên minh viễn thông quốc tế

24 LPF Low Pass Filter Bộ lọc thông thấp

25 MAN Metro Area Network Mạng khu vực Metro

26 MUX Multiplexer Bộ ghép kênh

27 MZI Mach Zehnder Interferometer Giao thoa kế Mach Zehnder

28 MZM Mach Zehnder Modulator Bộ điều chế Mach Zehnder

29 NF Noise Figure

30 NRZ Non-Return to Zero

31 NZDSF Non Zero Dispersion Shifted Fiber Sợi dịch tán sắc khác 0

32 OSNR Optical Signal Noise Ratio Tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang

33 PMD Polarozation Mode Dispersion Bù tán sắc mode phân cực

34 RSP Receiver Sensitivity Penalty Lỗi độ nhạy thu

35 RZ Return to Zero

36 SOA Semiconductor Optical Amplifier Bộ khuếch đại quang bán dẫn

37 SPM Self Phase Modulation Điều chế tự pha

38 SSMF Standard Single Mode Fiber Sợi quang đơn mode tiêu

Danh mục hình vẽ

Hình 1.1 : Các nguyên tắc điều chế tín hiệu quang 9

Hình 1.2 : Tạo tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào NRZ 13

Hình 1.3 : Tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào NRZ 14

Hình 1.4 : Tạo tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào RZ 16

Hình 1.5 : Tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào RZ 19

Hình 2.1 : Ước lượng BER 20

Hình 2.2 : Xấp xỉ PDF 22

Hình 2.3 : Xác định lỗi độ nhạy thu 25

Hình 2.4 : Đo Q 27

Hình 2.5 : Định nghĩa DR 27

Hình 2.6 : OSNR Hình 2.7: OSNR vs khoảng cách đối với NF EDFA khác nhau 29

Hình 2.8: Méo biểu đồ mắt gây bởi những ảnh hưởng khác nhau trên đường truyền quang 31

Hình 2.9 : Các tham số mở mắt 32

Hình 2.10 : So sánh các phương pháp EOP với hiệu năng truyền dẫn khác nhau 34

Hình 2.11 : Mối liên hệ giữa các tiêu chuẩn đánh giá 35

Hình 3.1: BER vs công suất quang thu được ở các duty cycle khác nhau trong hệ thống quang back-to-back 39

Hình 3.2 : Biểu đồ mắt RZ và NRZ qua 80 km sợi SMF hệ số tán sắc 16 ps/nm.km 41

Hình 3.3- Global paramaters 44

Hình 3.4 – Các tham số của RZ Generator 45

Hình 3.5 – Các tham số sợi quang SSMF 46

Hình 3.6 – Các tham số sợi quang bù tán sắc DCF 48

Hình 3.7- Sơ đồ mô phỏng điều chế RZ sử dụng bù sau, tốc độ 1 kênh 40 Gb/s, khoảng cách 500km 50

Hình 3.8- Phổ tín hiệu phát điều chế RZ 40 Gb/s 51

Hình 3.9 - Phổ tín hiệu thu điều chế RZ 40 Gb/s 51

Hình 3.10 - Biểu đồ mắt điều chế RZ 40 Gb/s 52

Hình 3.11- Sơ đồ mô phỏng điều chế NRZ sử dụng bù sau, tốc độ 1 kênh 40 Gb/s, khoảng cách 250km 53

Hình 3.12- Phổ tín hiệu phát điều chế NRZ 40 Gb/s 54

Hình 3.13 - Phổ tín hiệu thu điều chế NRZ 40 Gb/s 54

Hình 3.14 - Biểu đồ mắt điều chế NRZ 40 Gb/s 55

Hình 3.15 – Biểu diễn Q max theo P đối với điều chế RZ, 40 Gb/s kênh đơn, bù sau, khoảng cách 500km 59

Hình 3.16 – Biểu diễn Q max theo P đối với điều chế NRZ, 40 Gb/s kênh đơn, bù sau, khoảng cách 250km 62

Hình 3.17- Sơ đồ mô phỏng điều chế RZ sử dụng bù trước, tốc độ 1 kênh 40 Gb/s, khoảng cách 250km 63

Hình 3.18-Phổ tín hiệu phát điều chế RZ 40 Gb/s bù trước 64

Hình 3.19- Phổ tín hiệu thu điều chế RZ 40 Gb/s bù trước 64

Hình 3.20- Biểu đồ mắt điều chế RZ 40 Gb/s bù trước 65

Hình 3.21 – Biểu diễn Q max theo P đối với điều chế NRZ, 40 Gb/s kênh đơn, bù trước, khoảng cách 250km 65Hình 3.22 – Kết quả so sánh giữa bù trước và bù sau đối với hệ thống 40 Gb/s đơn kênh, điều chế RZ, khoảng cách 250km 75Hình 3.23 : Sơ đồ mô phỏng hệ thốngWDM 8 x 40 Gb/s điều chế với xung đầu vào NRZ 76Hình 3.24: Biểu đồ mắt kênh 1 và kênh 8 với xung đầu vào NRZ 77Hình 3.25 – Biểu diễn Q max theo P đối với điều chế NRZ,WDM 8 x 40 Gb/s, bù sau, khoảng cách 250km 80Hình 3.26 – Biểu diễn Eye Height theo P đối với điều chế NRZ,WDM 8 x 40 Gb/s, bù sau, khoảng cách 250km 80Hình 3.27: Sơ đồ mô phỏng hệ thống WDM 8x 40Gb/s điều chế với xung đầu vào RZ 81Hình 3.28: Biểu đồ mắt kênh 1 và kênh 8 với xung đầu vào RZ 82Hình 3.29 – Biểu diễn Q max theo P đối với điều chế RZ,WDM 8 x 40 Gb/s, bù sau, khoảng cách 250km 85Hình 3.30 – Biểu diễn Eye Height theo P đối với điều chế RZ WDM 8 x 40 Gb/s, bù sau, khoảng cách 250km 85

Danh mục bảng biểu

Bảng 1 - Hệ thống WDM đơn kênh 40 Gb/s sử dụng phương thức điều chế RZ, có bù tán sắc bằng phương pháp bù sau, truyền dẫn qua khoảng cách 500 km……… 56Bảng 2 - Hệ thống WDM đơn kênh 40 Gb/s sử dụng phương thức điều chế NRZ, có bù tán sắc bằng phương pháp bù sau, truyền dẫn qua khoảng cách 250 km 60 Bảng 3 - Hệ thống WDM đơn kênh 40 Gb/s sử dụng phương thức điều chế RZ, có bù tán sắc bằng phương pháp bù sau, truyền dẫn qua khoảng cách 250 km……… 66Bảng 4 - Hệ thống WDM đơn kênh 40 Gb/s sử dụng phương thức điều chế RZ, có bù tán sắc bằng phương pháp bù trước, truyền dẫn qua khoảng cách 250 km……… 71 Bảng 5- Hệ thống DWDM 8x40 Gbps, sử dụng điều chế với xung đầu vào NRZ………… 78 Bảng 6- Hệ thống DWDM 8x40 Gb/s sử dụng định dạng điều chế với xung đầu vào RZ… 83

Lời nói đầu

Mục tiêu của luận văn này là tập trung vào việc tìm hiểu các dạng điều chế quang dựa trên xung đầu vào là các mã NRZ và RZ, đồng thời so sánh về ưu nhược điểm và ứng dụng của chúng trong truyền dẫn quang DWDM tốc độ kênh 40 Gb/s Sử dụng phần mềm mô phỏng Optisystem 7.0 của hãng Optiwave để mô phỏng hệ thống DWDM, luận văn đi đến đánh giá ảnh hưởng của tán sắc, phi tuyến đối với chất lượng tín hiệu và hiệu năng hệ thống dựa trên các định dạng điều chế với xung đầu vào là các

mã NRZ và RZ khác nhau

Phân chia các định dạng điều chế thành 2 nhóm – với xung đầu vào là các mã NRZ và RZ - khả năng của chúng chống lại các ảnh hưởng truyền dẫn tuyến tính và phi tuyến được nghiên cứu trong truyền dẫn đơn kênh và đa kênh, chỉ ra rằng việc thực hiện các định dạng điều chế với xung đầu vào là mã NRZ cung cấp khả năng chống lại tán sắc tốt hơn, nhưng gặp phải những vấn đề giới hạn về phi tuyến mạnh hơn Các định dạng điều chế với xung đầu vào là mã RZ được đặc trưng bởi độ nhạy đối với tán sắc dư và khả năng chống lại tán sắc đáng kể Những hạn chế trong kênh mạnh mẽ được chỉ ra khi những giới hạn truyền dẫn nổi trội đặc biệt trong các định dạng điều chế với xung đầu vào là mã RZ được đặc trưng bởi sự tương tác mạnh mẽ của các xung liên tiếp trong chuỗi bit, do sự mở rộng nhanh của các xung quang ngắn ở tốc độ 40 Gb/s Ảnh hưởng này là do tác động lẫn nhau của SPM-GVD, trở nên hiển nhiên ở cả 2 nhóm điều chế ở công suất kênh lớn

Chúng ta cũng thấy rằng sự nổi trội của những hiệu ứng trong kênh đòi hỏi việc thực hiện các sợi quang với các giá trị tán sắc hợp lý Hơn nữa, chúng ta cũng thấy rằng chỉ cần các hiệu ứng trong kênh là nổi trội đối với hiệu năng truyền dẫn , mô hình bù tán sắc tốt nhất được đặc trưng bởi 1 lượng nhỏ bù tán sắc bù trước, do việc nén tương tác của các xung lân cận Vì vậy, lượng bù tán sắc trước phù hợp phụ thuộc vào định dạng điều chế được sử dụng Tầm quan trọng của bù tán sắc trước tăng lên trong các

đường truyền dẫn long-haul sử dụng bù tán sắc trên từng khoảng span, bởi vì sự chồng liên tiếp của XPM trong kênh ở mỗi span

Các hệ thống DWDM dựa trên 40 Gb/s với hiệu suất phổ 0.4 bit/s/Hz chỉ ra kết quả truyền dẫn giống như truyền dẫn đơn kênh đối với tất cả các kiểu điều chế, điều

mà có thể được giải thích bởi tính nổi trội của các hiệu ứng đơn kênh với khoảng cách kênh là 100 GHz Điều này cho thấy việc nâng cấp hệ thống từ đơn kênh lên WDM ở tốc độ bit 40 Gb/s có thể được thực hiện sử dụng hạ tầng truyền dẫn giống nhau

Về cơ bản, các định dạng điều chế với xung đầu vào là mã RZ thể hiện tốt hơn các định dạng điều chế với xung đầu vào là mã NRZ trong truyền dẫn đơn kênh 40 Gb/s, và những ưu điểm về truyền dẫn của định dạng điều chế với xung đầu vào là mã

RZ trở nên rõ ràng hơn khi khoảng cách truyền dẫn tăng lên Tuy nhiên, với truyền dẫn WDM đa kênh tốc độ 40 Gb/s khoảng cách lớn thì định dạng điều chế với xung đầu vào

là mã NRZ lại thể hiện rõ những ưu điểm của mình

Luận văn được hoàn thành với sự giúp đỡ nhiệt tình của các thầy cô giáo cùng các bạn đồng nghiệp Đặc biệt, em xin chân thành cảm ơn thầy giáo GS Trần Đức Hân

đã hướng dẫn và chỉ bảo em trong quá trình em hoàn thiện bản luận văn này

Mặc dù đã có nhiều cố gắng trong quá trình tìm hiểu, nghiên cứu và hoàn thành

đề tài, song do trình độ và thời gian còn hạn chế nên không tránh khỏi những thiếu sót; rất mong nhận được ý kiến đóng góp quý báu từ quý thầy cô và các bạn đồng nghiệp

Hà Nội, ngày 10 tháng 10 năm 2009

Học viên

Trương Văn Hòa

và hiệu suất phổ cực đại có thể đạt được

- Phần 1: bao gồm chương 1 và chương 2; ở đó các dạng điều chế truyền thống

dựa trên ASK được trình bày để cho thấy khả năng nâng cao hiệu năng của các đường truyền dẫn 40 Gb/s, việc tạo tín hiệu và các đặc tính truyền dẫn của các phương pháp truyền dẫn khác nhau trong DWDM Ngoài ra, luận văn còn trình bày về những tiêu chuẩn đánh giá khác nhau cho việc đánh giá chất lượng tín hiệu và ước lượng hiệu năng hệ thống để chỉ ra những ưu điểm và nhược điểm của chúng và mô tả mối liên hệ giữa chúng trong việc đánh giá hiệu năng hệ thống truyền dẫn quang

- Phần 2: chương 3 đi vào việc tìm hiểu, mô phỏng các hệ thống truyền dẫn

quang dựa trên tốc độ bit kênh 40 Gb/s bao gồm mô phỏng hệ thống kênh đơn

và DWDM 40 Gb/s để từ đó phân tích, kết luận việc ứng dụng mã đường truyền nào là phù hợp để điều chế tín hiệu quang, cần sử dụng mô hình bù tán sắc nào

là hợp lý đối với hệ thống này

CHƯƠNG 1: TẠO CÁC TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ QUANG VỚI

CÁC MÃ ĐƯỜNG TRUYỀN KHÁC NHAU 1.1 Giới thiệu

Trong chương này sẽ tìm hiểu việc tạo các tín hiệu quang, trong đó sẽ tập trung vào các định dạng điều chế sử dụng điều chế biên độ của sóng mang quang dựa trên xung vào là các mã đường truyền khác nhau, bởi tầm quan trọng của chúng trong các hệ thống truyền dẫn quang ngày nay Chương này cũng giới thiệu việc tạo và các đặc tính truyền dẫn của các dạng điều chế truyền thống

1.2 Tạo tín hiệu quang

Hình 1.1 Các nguyên tắc điều chế tín hiệu quang

Việc tạo tín hiệu của các hệ thống truyền dẫn quang có thể hiểu là việc điều chế nguồn laser với tín hiệu nhị phân điện Theo đó, chúng ta đang nói về điều chế tín hiệu quang và các dạng điều chế Trường điện phức được điều chế cho bởi:

0,( ) ( ) ( ) os ( )

ở đó Ao,L(t) là biên độ trường quang

ωL là tần số góc quang của nguồn ánh sáng

φL là pha quang

→

e L là vector phân cực của tín hiệu

Bốn tham số này là bốn mức tự do được dùng để tạo tín hiệu quang Từng tham

số này có thể được điều chế bởi tín hiệu băng gốc nhị phân điện q(t):

0,

1

0, ( ) 0 ( )

2 , ( ) 1

b

b b

1.3 Định dạng điều chế với xung đầu vào là mã NRZ

Một sự phân loại cơ bản của các dạng điều chế dựa trên ASK khác nhau có thể được thực hiện theo hình dạng của xung quang Tất cả các dạng điều chế có thể được chia thành ba nhóm:

Định dạng điều chế sử dụng xung đầu vào NRZ được áp dụng phần lớn trong các hệ thống truyền dẫn quang ngày nay Kỹ thuật tạo các xung NRZ được biết đến từ

lý thuyết thông tin cổ điển Nguồn thông tin phát ra một chuỗi bit các ký tự nhị phân ở tốc độ bit R=1/Tb, ở đó Tb là khoảng thời gian của từng bit được gọi là bit slot Chuỗi bit điện tử có thể được mô tả như sau:

Một phần lớn xung vuông chu kỳ To, tỉ lệ với tốc độ bit được dùng

Thời gian xung của các xung NRZ bằng chiều dài time slot (To = Tb)

Chuỗi xung điện tử, điều khiển bộ điều chế gián tiếp, được tạo ra bởi NRZ coder Thời gian nâng của tín hiệu điện được đáp ứng bởi việc sử dụng bộ lọc điện và thường bằng 25% độ rộng xung Thời gian nâng mô tả độ dốc sườn của xung NRZ và phụ thuộc vào loại bộ lọc được dùng để định dạng xung điện

n

ở đó Tb là chiều dài bit

h(t) là dạng xung cơ bản trong bộ điều chế Mach-Zehnder (MZM)

an là hệ số của chuỗi được mã hóa

Việc tạo tín hiệu quang của các xung NRZ được minh họa ở hình 1.2

Hình 1.2 : Tạo tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào NRZ

Ánh sáng của CW (Continuous Wave) bơm được điều chế gián tiếp trong bộ điều chế Mach- Zehnder Modulator MZM LiNbO3 MZM được điều khiển ở điểm cầu phương của hàm truyền đạt công suất bộ điều chế với tín hiệu NRZ điện Việc tạo các xung NRZ cũng có thể được thực hiện với bộ điều chế hấp thụ điện tử EAM Nhược điểm của EAM là ER khá nhỏ ( khoảng 10 dB) và chirp nội bộ điều chế Mặt khác, điện

áp phân cực của EAM là nhỏ hơn và EAM có thể được tích hợp trên cùng một chip với laser, và giúp giảm giá thành thiết bị Dạng sóng và phổ tín hiệu của các xung quang NRZ 40 Gb/s được chỉ ra ở hình 1.3

Hình 1.3 : Tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào NRZ

a) Phổ quang miền tần số b) Phổ quang miền thời gian

Một tiêu chuẩn đối với độ rộng xung là duty cycle (duty ratio) Duty cycle được định nghĩa là tỉ lệ của độ rộng xung ở cực đại ½ (FHWM) trên bit slot Trong trường hợp NRZ, duty cycle bằng 1 (Hình 1.3b), chỉ ra mép tín hiệu cực dốc của các xung NRZ Chirp được quan sát thấy ở hình 1.3b thực ra được gây ra bởi CW-pump chirp, tỉ

lệ với độ rộng phổ laser Độ dốc mép ảnh hưởng đến các đặc tính phi tuyến của truyền dẫn quang dựa trên NRZ, làm tăng ảnh hưởng của SPM, tỉ lệ trực tiếp với độ dốc của mép tín hiệu Mép càng dốc thì việc tạo các thành phần phổ mới do ảnh hưởng SPM càng mạnh, dẫn đến trải phổ của phổ tín hiệu

Các xung NRZ có phổ quang hẹp do quá độ on-off thấp hơn trong các chuỗi bit NRZ Độ rộng phổ ở công suất -30 dBm của phổ quang NRZ 40 Gb/s bằng 60 GHz (Hình 1.3a) Phổ NRZ được tập trung ở xung quanh tần số trung tâm Băng thông compact của các xung quang được tạo ra thể hiện một đặc tính điều chế quan trọng , chi phối những ảnh hưởng của các hiệu ứng truyền dẫn khác nhau như GVD và ISI Giảm

độ rộng phổ sẽ giúp nâng cao khả năng chống lại tán sắc của định dạng điều chế, nhưng mặt khác nó ảnh hưởng đến các hiệu ứng ISI giữa các xung Phổ hẹp của các xung NRZ cho phép thực hiện tốt hơn các hệ thống DWDM khoảng cách kênh dày đặc, cho phép

sử dụng tốt hơn băng thông hệ thống và làm cho các xung NRZ có khả năng chống lại ảnh hưởng của tán sắc tốt hơn Khả năng chống lại tán sắc trong các hệ thống WDM 40 Gb/s với số lượng kênh lớn là rất quan trọng bởi vì sự hiện diện của tán sắc tích lũy, mà lượng tán sắc của nó thì phụ thuộc vào băng thông tổng cộng hệ thống và các loại sợi quang truyền dẫn được sử dụng

1.4 Các định dạng điều chế với xung đầu vào là mã RZ

Phần này sẽ đề cập đến việc tạo các tín hiệu dựa trên định dạng điều chế với xung đầu vào là mã RZ

Hình 1.4 : Tạo tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào RZ

a) Tạo tín hiệu NRZ thực tế b) Tạo tín hiệu NRZ lý tưởng

Các xung RZ chỉ chiếm một phần của bit slot, dẫn đến duty cycle nhỏ hơn giá trị

1 Có nhiều phương pháp khác nhau có thể dùng để tạo xung RZ Bắt đầu với việc ghép phân chia theo thời gian quang hoặc điện (ETDM/OTDM) của một vài kênh tốc

độ dữ liệu thấp hơn, qua một laser khóa mode tích cực ngoài bộ điều chế dữ liệu laser

và việc tạo với hai tầng điều chế , đến việc tạo với một bộ điều chế pha và một bộ giao thoa đường trễ, tính phức tạp và giá thành của việc tạo tín hiệu RZ cũng thay đổi

Hình 1.4 minh họa hai phương pháp khác nhau để tạo các xung quang RZ

Phương pháp được sử dụng rộng rãi để tạo tín hiệu RZ là sử dụng hai tầng bộ điều chế (Hình 1.4a) Ở tầng điều chế đầu tiên, các xung NRZ được tạo trong một MZM LiNbO3, được điều khiển bởi một tín hiệu NRZ được lọc điện ở tốc độ 40 GHz

Ở MZM thứ hai, diễn ra việc chuyển đổi dạng tín hiệu từ NRZ sang RZ MZM thứ hai (Hình 1.4a) được điều khiển bởi tín hiệu đồng hồ hình sin 40 GHz ở điểm cầu phương của hàm truyền đạt công suất bộ điều chế Mặc dù được sử dụng rộng rãi và phù hợp thực tế hơn, phương pháp này là khó thực hiện bởi các vấn đề đồng bộ giữa hai tầng bộ điều chế, và việc định dạng xung bị giới hạn bởi các đặc tính truyền dẫn của MZM thứ hai, dẫn đến giảm ER của các xung RZ được tạo ra

Hình 1.4b minh họa một cách tiếp cận lý tưởng để tạo tín hiệu RZ Với cách tiếp cận này, định dạng RZ chỉ được thực hiện bởi một RZ coder điện, và một bộ lọc điện phụ Phương pháp điều chế này giúp giảm tính phức tạp và giá thành thiết bị nhờ chỉ sử dụng một MZM, nhưng vấn đề trong trường hợp này lại là khó khăn trong việc thực hiện bộ coder điện ở tần số 40 GHz, bởi công nghệ 40 GHz cho thấy giới hạn trên của việc tạo tín hiệu điện Do đó, RZ coder vẫn chưa được triển khai thương mại Để giảm

độ phức tạp khi tạo xung, các xung RZ có thể được tạo ra bởi việc kết hợp một bộ điều chế pha và một giao thoa kế đường trễ Kỹ thuật này không đòi hỏi sự đồng bộ của hai tín hiệu điều khiển điện và cho phép độ nhạy lớn hơn (> 2 dB), nhưng trễ trong giao thoa kế cần phải được thực hiện một cách chính xác Băng thông của bộ điều chế bị hạn chế có thể là một vấn đề trong trường hợp RZ do phổ quang rộng hơn của nó Đối với việc dò RZ thì có thể sử dụng bộ dò NRZ truyền thống

Hình 1.5 minh họa dạng sóng và phổ quang của tín hiệu RZ 40 Gb/s

Như chúng ta có thể thấy, biên độ tín hiệu RZ giữa các bit 1 lân cận trở về 0 Đối với cùng một công suất trung bình của xung RZ và NRZ, công suất đỉnh của xung RZ

là lớn hơn gấp hai lần độ rộng xung của nó bằng ½ xung NRZ Đặc trưng chủ yếu của các tín hiệu được điều chế RZ đó là phổ quang tương đối rộng của nó Độ rộng phổ quang giữa hai side-band đầu tiên bằng 80 GHz Độ rộng phổ quang lớn sẽ làm giảm khả năng chống lại tán sắc và làm giảm hiệu suất sử dụng phổ trong các hệ thống WDM dựa trên RZ Dạng xung RZ cho phép tăng khả năng chống lại các hiệu ứng phi tuyến

và các hiệu ứng tán sắc mode phân cực (PMD) Một lượng nhỏ chirp được quan sát trong các xung RZ thực ra là chirp nội của CW-pump với độ rộng đường phổ là 10 MHz Điều này chỉ ra rằng các công suất quang cao hơn trên kênh có thể được tăng cường trong hệ thống WDM dựa trên RZ, dẫn đến khoảng cách truyền dẫn cực đại tăng lên Việc thực hiện hệ thống RZ giúp nâng cao độ nhạy thu hệ thống lên 3 dB Có một phương pháp để cải thiện những đặc tính truyền dẫn RZ trong hệ thống WDM hơn nữa với hiệu suất sử dụng phổ lên đến 0.4 bit/s/Hz là sử dụng cái gọi là các xung “tedon” Tedon biểu diễn xung RZ có duty cycle giảm đi (< 0.3) và độ rộng xung ngắn (khoảng ps) Đặc tính chủ yếu của nó là tăng khả năng chống lại các hiệu ứng phi tuyến sợi do thực tế là các xung ngắn tán sắc nhanh hơn các xung rộng hơn, cho phép giảm nhanh công suất đỉnh xung Cho đến nay, các xung tedon 40 Gb/s được thực hiện sử dụng các

kỹ thuật OTDM Độ rộng xung được giảm đi trong các xung tedon cho thấy phổ tín hiệu rộng hơn sẽ làm cho công nghệ này không hấp dẫn đối với việc triển khai các hệ thống DWDM có hiệu suất phổ lớn hơn 0.4 bit/s/Hz

Hình 1.5 : Tín hiệu điều chế quang 40 Gb/s với xung đầu vào RZ

a) Phổ quang miền tần số b) Phổ quang miền thời gian

CHƯƠNG 2: CÁC TIÊU CHUẨN ĐÁNH GIÁ CHẤT LƯỢNG TÍN HIỆU

TRONG TRUYỀN DẪN QUANG 2.1 Giới thiệu

Việc lựa chọn đúng đắn các tiêu chuẩn đánh giá chất lượng tín hiệu đối với các đặc tính của các đường truyền dẫn quang cho thấy một trong những vấn đề quan trọng

để thiết kế hiệu quả cho các hệ thống tốc độ cao trong tương lai Các tiêu chuẩn đánh giá cần phải được xác định chính xác và phân tách các giới hạn hệ thống nổi bật, làm cho chúng trở nên quan trọng trong việc khử đi các tác động đường truyền và môi trường hoạt động Mặt khác, chúng cung cấp một sự so sánh giữa các kết quả lý thuyết

và thực nghiệm, giúp kiểm tra các mô hình số học được áp dụng Trong chương này sẽ giới thiệu về các tiêu chuẩn đánh giá chất lượng tín hiệu trong hệ thống truyền dẫn quang

2.2 BER

Đánh giá BER là một phương pháp trực quan và khá đơn giản để đánh giá chất lượng tín hiệu và ước lượng hiệu năng dựa trên việc đếm số lỗi trong chuỗi bit thu

được Khi biết số lượng lỗi, thì BER được tính bởi:

BER = số lượng bit lỗi / số lượng bit được phát (2.1)

Hình 2.1 : Ước lượng BER

Việc đếm lỗi trong các hệ thống thực tế có thể là một quá trình dài, đặc biệt là đối với các giá trị BER thấp (<10-12) Thực hiện tính toán BER là khá phức tạp và mất nhiều thời gian trong mô phỏng số học do các tài nguyên tính toán bị hạn chế Phương pháp tính toán số học của các giá trị BER thực tế là phương pháp Monte-Carlo, được dùng trong lý thuyết viễn thông cổ điển như là một phương pháp đặc tính hóa xác suất các sự kiện hiếm Khoảng thời gian mô phỏng Monte-Carlo được xác định bởi độ chính xác và sự biến đổi của các BER được tính Đối với biến đổi BER 50% ở 10-9 và xác suất lỗi 5%, cần mô phỏng 23*109 bits, điều này là không thể đối với các tài nguyên tính toán ngày nay Để giải quyết vấn đề mô phỏng tiêu tốn thời gian, cần đáp ứng một số giả thiết về thống kê lỗi ở các Mark và Space để tính giá trị BER với số lượng bit được giảm bớt Theo đó, BER có thể hiểu là xác suất xảy ra lỗi PE phụ thuộc vào xác suất lỗi đối với mark (P1) và space (P0):

Do đó, giá trị BER hoàn toàn được xác định bởi các xác suất có điều kiện P(0|1)

và P(1|0) Xét một mạch quyết định lý tưởng, quyết định giữa 1 và 0 được thực hiện bởi việc so sánh tín hiệu vào x và mức ngưỡng Id ở mẫu tức thời Nếu x > Id, thì 1 được

dò và ngược lại 0 được dò.Các xác suất có điều kiện P(1|0) và P(0|1) được tính bởi:

ở đó PDF1,0 là các hàm mật độ xác suất của 1 và 0 Việc xấp xỉ PDF chính xác là quan trọng đối với xác định số học của BER bởi vì việc chồng lấp của chúng xác định xác suất lỗi (Hình 2.2) Nhưng đồng thời, các PDF phụ thuộc vào cấu hình hệ thống sử dụng và không thể biết một cách chính xác, do đó việc xấp xỉ chính xác của chúng được thực hiện một cách số học hoặc bằng cách điều chỉnh một số hàm đã biết đối với các phân bố biểu đồ của các tín hiệu đầu ra bộ thu (Hình 2.2a)

Hình 2.2 : Xấp xỉ PDF : a) so sánh giữa xấp xỉ Gaussian và χ 2 PDF

b) BER vs mức quyết định đối với Gaussian và χ 2 PDF

Đối với xấp xỉ PDF, thường giả định là các phân bố Gaussian và (χ2) Phân bố Gaussian và χ 2 PDF Pi(X) tương ứng với ký tự i như sau:

2 2

Mm

MS X N

ở đó X là dòng photo vô hướng

N là số photon ASE trung bình (phân cực đơn)

S là số photon tín hiệu được khuếch đại trung bình

M = 1 hoặc 2 là số phân cực ASE

m = Bo/2Be là số mức tự do

Việc tính toán BER số học trong các công cụ mô phỏng truyền thống được thực hiện giả định việc xấp xỉ nhiễu Gaussian cho phép thực hiện ước lượng hiệu năng tốt hơn và cho cái nhìn đầu tiên về các đặc tính truyền dẫn, nhưng để so sánh tốt hơn với các kết quả thực nghiệm thì các PDF cần phải được mô tả chính xác hơn Giả sử phân

bố Gaussian, các xác suất có điều kiện P(1|0) và P(0|1) được tính bởi:

2 1 2 1

ở đó σ1,0 là các sai lệch chuẩn tương ứng đối với 1 và 0

erfc là hàm lỗi bù, được tính bởi:

2( )

Việc xác định số học của BER với số lượng bit giảm có thể được thực hiện bởi phép ngoại suy hệ số Q sử dụng phân bố PDF Gaussian Nếu ngưỡng quyết định ở xa

so với giá trị tối ưu, BER tổng cộng có thể được chia thành hai giá trị BER: 1 cho 1 và

1 cho 0 (Hình 2.2b) Điểm giao của hai đường cong BER chỉ ra giá trị tối ưu Id và BER tối thiểu chỉ phụ thuộc vào hệ số Q như sau:

Lỗi độ nhạy thu (RSP)

Hình 2.3 : Xác định lỗi độ nhạy thu : a) Thiết lập thí nghiệm b) Định nghĩa lỗi

Ước lượng lỗi độ nhạy thu (RSP) là một tiêu chuẩn đánh giá BER được sử dụng rộng rãi trong cả lý thuyết và thực nghiệm Hình 2.3 minh họa việc thiết lập xác định RSP RSP nhận được từ việc đo BER của hệ thống trong trường hợp truyền dẫn back-to-back Trong đó, BER đo được phụ thuộc vào độ nhạy bộ thu và công suất đầu vào bộ thu Bằng cách biến đổi công suất đầu vào bộ thu sử dụng các độ lợi tiền khuếch đại khác nhau, có thể thực hiện hàm BER theo độ nhạy thu (Hình 2.3b) Để tính toán RSP, công suất đầu vào bộ thu trong trường hợp back-to-back (PRx,BTB) và trường hợp truyền dẫn (PRx,trans) cần để tính BER 10-9 được xem xét RSP được định nghĩa:

RSP [dB] = P Rx,trans (BER = 10 -9 ) - P Rx,BTB (BER = 10 -9 ) (2.17)

RSP khác nhau phụ thuộc vào giới hạn hệ thống nổi trội trên đường truyền dẫn Giới hạn chất lượng RSP điển hình là 10-12 dB RSP cung cấp một sự đánh giá chất

lượng tín hiệu và hiệu năng vừa phải, bởi các giá trị BER tương đối nhỏ được xem xét

để ước lượng RSP chủ yếu được dùng cho việc đặc trưng hóa tích lũy lỗi trên khoảng cách truyền dẫn và là một phương pháp đánh giá tốt cho việc so sánh lý thuyết và thực nghiệm Nó kém hiệu quả hơn trong việc hình dung những hạn chế truyền dẫn đơn lẻ, nhưng khi kết hợp với các phương pháp ước lượng khác như Q-factor, EOP, nó cung cấp một công cụ thiết kế hệ thống mạnh mẽ

2.3 Q-factor

Tiêu chuẩn Q-factor đối với việc đánh giá hiệu năng hệ thống truyền dẫn quang thường được sử dụng trong sự kết hợp với các phép đo BER cho phép thể hiện hiệu quả thống kê nhiễu tương ứng Q-factor được định nghĩa:

1 0

1 0

| | ( )

Hình 2.4 : Đo Q : a) Liên hệ giữa BER và Q-factor b) Sự phụ thuộc Q và Q ISI vào bộ lọc băng hẹp ( truyền kênh đơn 40 Gb/s qua 4x80 km với băng rộng (160GHz) và lọc

băng hẹp (60GHz) trước đường truyền)

Theo hình 2.4, Q-factor bằng 6 tương ứng với BER=10 -9 Để tính toán

Q-factor chính xác, cần phải xác định số lượng bit được mô phỏng tối thiểu qua nhiều phép tính toán Q-factor với chiều dài của chuỗi bit tăng lên Ở trên một số lượng bit mô phỏng xác định, giá trị Q hội tụ, vì vậy số lượng bit này có thể được dùng để mô phỏng

hệ thống Cần phải xác định đủ lượng bit cho từng cấu hình hệ thống được kiểm tra trước khi thực hiện mô phỏng số học

Dynamic Range (DR)

Hình 2.5 : Định nghĩa DR

DR là một tiêu chuẩn quan trọng để ước lượng khoảng cách truyền dẫn của hệ thống sử dụng tính toán Q-factor DR mô tả khả năng chịu đựng công suẩt ở Q = 6:

Giá trị của DR phụ thuộc vào các hiệu ứng tuyến tính (như ASE) và phi tuyến (như hiệu ứng Kerr) Cả hai hiệu ứng tuyến tính và phi tuyến đều ảnh hưởng đến khoảng cách truyền dẫn Việc tăng số lượng span truyền dẫn hai lần sẽ làm giảm DR đi

6 dB trong đó xấp xỉ 3dB ở phía bên trái của DR do ảnh hưởng nhiễu ASE và 3dB ở phía công suất cao hơn do ảnh hưởng phi tuyến Dùng việc đánh giá hiệu năng dựa trên

DR, các kết luận về hiệu năng hệ thống trong truyền dẫn long-haul có thể chỉ ra những nghiên cứu số học xem xét các khoảng cách ngắn hơn, cho phép thiết kế hệ thống hiệu quả về thời gian và tài nguyên

2.4 OSNR

OSNR là một tiêu chuẩn đánh giá các đặc trưng của hiệu năng hệ thống được sử dụng rộng rãi trong các đường truyền dẫn đã được triển khai OSNR có thể được hiểu là phép đo tỉ lệ giữa công suất tín hiệu trên nhiễu trong kênh quang:

Hình 2.6 : OSNR Hình 2.7: OSNR vs khoảng cách đối

với NF EDFA khác nhau

Phụ thuộc vào hạ tầng bộ khuếch đại được dùng trong hệ thống truyền dẫn, giá trị OSNR tỉ lệ với số lượng bộ khuếch đại quang cũng như độ phẳng khuếch đại của một bộ khuếch đại đơn lẻ Độ phẳng khuếch đại là một vấn đề quan trọng trong các hệ thống WDM, bởi vì tính không đồng nhất khuếch đại trong truyền dẫn nhiều span Nếu một vài kênh quang truyền qua một chuỗi các bộ khuếch đại quang, tính không đồng nhất khuếch đại trong các bộ khuếch đại đơn lẻ dẫn đến các độ khuếch đại khác nhau ở các bước sóng và các kênh khác nhau (Hình 2.6) OSNR thu được biến đổi từ kênh này sang kênh kia và bị giới hạn bởi giá trị OSNR của kênh trường hợp xấu nhất Hiệu ứng này có thể được tránh nhờ sử dụng các bộ khuếch đại “flat-gain” Nếu sử dụng một bộ khuếch đại “flat-gain” lý tưởng, giá trị OSNR có thể tính như sau:

OSNR [dB] = P in [dBm] – α.L[dB] – F[dB] – 10log(N)[dB] – 10log(hνB r )[dBm]

(2.23)

ở đó Pin là công suất đầu vào ở phía thu

L là chiều dài đường truyền dẫn

F là noise figure của EDFA đơn lẻ

N là số lượng bộ khuếch đại

Br là băng thông phân giải được dùng để đo OSNR (thường là 0.1nm)

Theo phương trình ở trên, các tham số giới hạn nổi bật đối với việc tính toán OSNR là chiều dài tổng cộng (số lượng bộ khuếch đại) và noise figure NF, bởi hai tham số này xác định tích lũy nhiễu ASE qua khoảng cách Các giá trị noise figure thấp hơn của bộ khuếch đại quang đơn lẻ sẽ dẫn đến các giá tri OSNR tốt hơn cho hệ thống (Hình 2.7) Giả sử các bộ khuếch đại có độ lợi không phẳng trên đường truyền, giá trị OSNR bị giới hạn bởi sự thay đổi độ lợi liên quan đến bước sóng

Nói chung, việc đo OSNR có thể được thực hiện nhờ đo công suất tín hiệu như

là sự chênh lệch giữa tổng công suất đỉnh tín hiệu và lượng nhiễu nền Nhiễu nền được

đo bởi việc xác định phần đóng góp nhiễu ở một trong các bên của đỉnh tín hiệu Tuy nhiên, việc phân tách và đo công suất tín hiệu và nhiễu trong thực tế là khó thực hiện, bởi công suất nhiễu trong một kênh quang được bao hàm trong công suất tín hiệu Việc xác định công suất nhiễu trong tín hiệu quang có thể được xác định nhờ tự thêm vào công suất nhiễu giữa các kênh lân cận Việc khử phân cực là một phương pháp khác

để tách tín hiệu từ nhiễu Điều này là nhờ dựa trên thực tế rằng nhiễu ASE là không được phân cực và tín hiệu dữ liệu duy trì phân cực trong suốt quá trình truyền dẫn Vì vậy, với việc sử dụng một bộ lọc phân cực tín hiệu dữ liệu có thể được khử nhiễu, cho phép đo công suất nhiễu không phân cực

2.5 Eye Opening Penalty (EOP)

Việc đánh giá và các tiêu chuẩn chất lượng (như BER, Q-factor, OSNR) được trình bày ở phần trước được sử dụng trong thực nghiệm và thực tế Khi sử dụng những tiêu chuẩn này sẽ khó khăn để xác định nguồn gốc của những tác động hệ thống khác nhau, mà đó lại là những đòi hỏi để nâng cao chất lượng tín hiệu cũng như hiệu năng

hệ thống Một phương pháp đầy hứa hẹn để phân tách các ảnh hưởng truyền dẫn khác nhau trong các tính toán số học là việc phân tích chính xác sơ đồ mắt tín hiệu dò được Một sơ đồ mắt được tạo bởi việc chồng các bit dò được/thu được (Hình 2.8) Nếu một tín hiệu quang được truyền một cách lý tưởng qua đường truyền mà không chịu tác động gì, thì chúng ta sẽ quan sát thấy sơ đồ mắt mở rộng ở phía bộ thu (Hình 2.8a)

Hình 2.8: Méo biểu đồ mắt gây bởi những ảnh hưởng khác nhau trên đường truyền quang : a) back-to-back b) lọc băng hẹp c) Giới hạn nhiễu ASE d) Giới hạn GVD

e) Các hiệu ứng phi tuyến kênh đơn f) Các phi tuyến đa kênh

Sơ đồ mắt là một công cụ rất mạnh để đặc trưng hóa các hạn chế truyền dẫn, bởi những giới hạn khác nhau gây ra méo đặc trưng của mắt tín hiệu Ví dụ việc lọc băng

vô cùng hẹp của tín hiệu quang gây ra trải rộng của các xung đơn và dẫn đến các hiệu ứng ISI giữa các bit lân cận (Hình 2.8b) Nhiếu ASE gây ra những thăng giáng mức tín hiệu mạnh mẽ hơn ở các điểm mark hơn là điểm space phụ thuộc vào ER tín hiệu (Hình 2.8c) Sự tích lũy tán sắc trong quá trình truyền dẫn gây ra trải rộng xung dẫn đến sự biến đổi các mức tín hiệu, và kết quả là chồng lấp xảy ra giữa các xung lân cận (Hình 2.8d) Tương tác giữa các hiệu ứng tuyến tính (GVD) và phi tuyến (SPM) được phản ánh trong sự thăng giáng đối xứng của công suất tín hiệu ở các mép lên và xuống của tín hiệu (Hình 2.8e) Do tương tác phi tuyến giữa các kênh lân cận (như XPM) với sự hiện diện của GVD, thăng giáng công suất bất đối xứng đi cùng với jitter biên độ và

thời gian xảy ra ở các mép xung (Hình 2.8f) Vì vậy, việc phân tích sơ đồ mắt cho phép đặc tính có lựa chọn và khử có lựa chọn những hạn chế truyền dẫn khác nhau

Ảnh hưởng của méo truyền dẫn gây ra sự giảm độ mở mắt (back-to-back) lý tưởng có thể được xác định bởi lỗi truyền dẫn hay EOP Có nhiều định nghĩa EOP khác nhau và được sử dụng ngày nay để ước lượng hiệu năng Dưới đây giới thiệu một vài trong số đó:

Ở đây EOBTB là độ mở mắt back-to-back được tính không có đường truyền

Định nghĩa EOP này thể hiện sự đánh giá trường hợp xấu nhất đặc trưng bởi độ nhạy đáng kể đối với méo bit đơn Nó có thể được dùng cho việc đặc tính hóa hiệu năng hệ thống trong truyền dẫn kênh đơn không có nhiễu ASE Giới hạn chất lượng của đánh giá EOP bằng 1 dB và tương ứng với 80% mắt được mở

- Mean EOP (EOP mean ): EOPmean là định nghĩa EOP mở rộng từ EOP truyền thống:

EOP mean [dB] = 10.log( EO mean

ở đó EOmean là sự sai khác giữa các giá trị 1 và 0 trung bình Trong EOPmean, EO được xác định ở giữa mắt và việc tính lỗi được thực hiện mà không quan tâm đến EOBTB

- Peak-to-peak EOP (EOP pp ): tính toán EOP mà không quan tâm đến EOBTB và là tỉ lệ giữa điện áp tín hiệu đỉnh-đỉnh và độ mở mắt bên trong EO:

với µ1,µ0 và σ1,σ0 là sai lệch chuẩn và trung bình của 1 và 0 tương ứng

EOPgauss cho phép chuyển đổi EOP thành Q-factor và có thể là một tiêu chuẩn đánh giá tốt để so sánh các kết quả lý thuyết và thực nghiệm

- Eye Mask EOP (EOP EM ): đây là một định nghĩa EOP mới , trong đó việc tính lỗi

được thực hiện mà không quan tâm đến back-to-back eye EOPEM được xác định sử dụng một mặt nạ mắt (hình chữ nhật) được đặt ở giữa mắt (Hình 2.9) Độ rộng EM bằng 20% khe thời gian tín hiệu EOPEM được định nghĩa:

EOP EM [dB] = 10.log( EO mean

EO 20%

ở đó EO20% thể hiện chiều cao của mặt nạ mắt Việc xác định EO trong 20% vùng mắt

là phù hợp về thực tế hơn việc xác định EO một cách chính xác ở giữa mắt, bởi tính không ổn định ngưỡng quyết định của bộ thu truyền thống EOPEM cho phép đánh giá hiệu năng trong các hệ thống WDM tốt với giới hạn chất lượng 3 dB trong trường hợp NRZ tương ứng với mắt đóng 50%

Hình 2.10 : So sánh các phương pháp EOP khác nhau với với hiệu năng truyền dẫn khác nhau: a) truyền dẫn kênh đơn 40 Gb/s b)truyền dẫn WDM 4x40 Gb/s

Nói chung, tiêu chuẩn EOP có thể được dùng để đặc tính hóa kênh đơn và đường truyền dựa trên WDM mà không có nhiễu ASE Trong khi ở trường hợp kênh đơn, tất

cả các tiêu chuẩn EOP khác nhau cho ta các giá trị tương tự nhau (Hình 2.10a) cho thấy các giới hạn chất lượng tương tự nhau Mối liên hệ giữa các định nghĩa EOP thay đổi trong trường hợp WDM (Hình 2.10b) Do thực tế là một mắt tín hiệu lý tưởng (trực tiếp sau bộ phát) được dùng cho tính toán EOBTB được thể hiện ở hình 2.12b, các EOP tính được cho thấy các giá trị lớn hơn (> 1 dB) (Hình 2.10b) trong vùng công suất thấp mặc dù không xét đến nhiễu ASE Những giá trị EOP lớn này gây ra bởi lọc băng hẹp thực hiện ở phía bộ phát và bộ thu

Việc đánh giá hệ thống dựa trên EOP cần được thực hiện cẩn thận và chỉ có thể được dùng để đặc tính hóa các tác động truyền dẫn riêng biệt như khả năng chịu tán sắc, SPM Trong phạm vi luận văn này sẽ sử dụng EOP truyền thống cho việc đánh giá truyền dẫn kênh đơn không có ASE bởi EOP sẽ không thể sử dụng hiệu quả trong những hệ thống có nhiễu ASE

2.6 Mối liên hệ giữa các tiêu chuẩn đánh giá khác nhau

Tìm hiểu mối liên hệ giữa các tiêu chuẩn đánh giá khác nhau là một vấn đề quan trọng, bởi những định nghĩa và giả thiết khác nhau được dùng cho tính toán của

chúng.Những kết luận đúng chỉ có thể được đưa ra trong một số trường hợp xác định

và cơ sở hạ tầng hệ thống xác định Ví dụ, do thực tế là sự quyết định giữa bit đúng và sai phụ thuộc vào SNR điện trong mạch quyết định và vị trí của ngưỡng quyết định Id,

có thể kết luận rằng BER liên quan đến SNR điện/quang và ngưỡng quyết định đúng Mặt khác, với việc đánh giá các EOP và BER hoặc Q-factor có thể xác định các đặc tính truyền dẫn, nhưng bất cứ sự so sánh nào giữa các phương pháp ước lượng này đều

có vấn đề

Hình 2.11 : Mối liên hệ giữa các tiêu chuẩn đánh giá : Q-factor vs EOP ở các công

suất khác nhau b) Q-factor vs OSNR

Những tìm hiểu, mô phỏng trong nội dung luận văn này cho thấy việc ước lượng EOP và Q-factor chỉ ra các giá trị (tối đa/tối thiểu) ở các tham số giống hệt nhau (như công suất, tán sắc) (Hình 2.11), nhưng những kết luận về khoảng cách truyền dẫn tổng cộng và dung lượng hệ thống cực đại không thể đạt được nếu chỉ sử dụng tiêu chuẩn EOP Về khái niệm, Q-factor định nghĩa figure of merit tương tự như đánh giá OSNR, bởi nó thể hiện sự liên hệ giữa thống kê tín hiệu và nhiễu, nhưng khác với OSNR ở chỗ Q-factor có thể được dùng để ước lượng BER và xem xét các thăng giáng nhiễu phụ thuộc tín hiệu Mối liên hệ giữa Q-factor và OSNR có thể được xấp xỉ bởi:

(2 2 OS ) (1 1 4.OS )

ở đó T là chu kỳ bit

Bopt là băng thông bộ lọc quang

Sử dụng định nghĩa Q-factor, mối liên hệ giữa OSNR và BER có thể được thiết lập theo như biểu thức 2.31 như sau:

OSNR(BER=10 -9 ) = 22.24 ≈ +13.5 dB (2.31)

Đối với các giá trị OSNR cao, Q-factor có thể được rút gọn thành :

CHƯƠNG 3: NGHIÊN CỨU, SO SÁNH CÁC MÃ ĐƯỜNG TRUYỀN TRONG

HỆ THỐNG WDM 40 GB/S 3.1 Giới thiệu phần mềm Optisystem 7.0

3.1.1 Tổng quan

Các hệ thống thông tin quang ngày càng gia tăng về độ phức tạp Việc thiết kế

và phân tích những hệ thống này, là rất phức tạp và tốn kém thời gian

Phần mềm Optisystem là gói phần mềm mô phỏng hệ thống thông tin quang được phát triển bởi hãng Optiwave để thiết kế, kiểm tra và tối ưu hóa bất cứ kiểu liên kết quang nào ở lớp vật lý trong phổ rộng của mạng quang

Optisystem là một sản phẩm thương mại không phụ thuộc vào các framework

mô phỏng khác Nó là một công cụ mô phỏng mức hệ thống dựa trên việc mô hình hóa thực tế các hệ thống thông tin sợi quang Optisytem là một môi trường mô phỏng mới rất mạnh và có sự phân cấp thực sự của các thành phần và các hệ thống Nó có khả năng mở rộng dễ dàng với việc bổ sung các thành phần người dùng định nghĩa, và có thể giao tiếp với một loạt các công cụ khác

Optisystem với giao diện đồ họa GUI điều khiển các layout thành phần quang và các đồ thị biểu diễn

Thư viện các thành phần thiết bị tích cực và thụ động bao gồm các tham số thực

và các tham số phụ thuộc bước sóng Các tham số quét cho phép chúng ta kiểm tra được tác động của những đặc tính thiết bị cụ thể lên hiệu năng hệ thống

3.1.2 Những ưu điểm của Optisystem 7.0

- Giúp người sử dụng có cái nhìn tổng quan về chất lượng tín hiệu cũng như hiệu năng

hệ thống

- Truy cập trực tiếp vào các tập dữ liệu đặc tính hệ thống

- Quét và tối ưu hóa tham số tự động

- Đánh giá độ nhạy tham số giúp nâng cao các chỉ tiêu kỹ thuật thiết kế

3.1.3 Các ứng dụng

Optisystem cho phép tự động thiết kế bất cứ loại liên kết quang ảo nào trong lớp vật lý, và phân tích phổ rộng của các mạng quang, từ các hệ thống long-haul đến MAN

và LAN

Các ứng dụng rộng rãi của Optisystem bao gồm:

- Thiết kế hệ thống thông tin quang từ mức thành phần đến mức hệ thống ở lớp vật lý

- Thiết kế mạng CATV hoặc TDM/WDM

- Thiết kế mạng FTTx dựa trên PON

- Các hệ thống quang không gian tự do FSO

- Các hệ thống vô tuyến qua sợi quang ROF

- Thiết kế ring SONET/SDH

- Thiết kế các bộ phát, kênh quang, khuếch đại quang và bộ thu quang

- Thiết kế sơ đồ tán sắc

- Đánh giá BER và các lỗi hệ thống với các mô hình bộ thu khác nhau

- Tính toán BER hệ thống được khuếch đại và Link budget

3.2 Các định dạng điều chế dựa trên RZ và NRZ trong các hệ thống WDM haul tốc độ cao

long-3.2.1 Độ nhạy thu đối với các hệ thống RZ và NRZ

Một sự so sánh công bằng giữa RZ và NRZ đòi hỏi băng thông điện của bộ thu được thiết lập xấp xỉ nhau vì băng thông tối ưu phụ thuộc vào độ rộng xung Người ta chứng minh được rằng băng thông điện tối ưu đối với hệ thống 40-Gbps với bộ thu được tiền khuếch đại quang là khoảng xấp xỉ 0.7 lần tốc độ dữ liệu, và độc lập với duty cycle

Độ nhạy thu được định nghĩa là công suất quang thu được yêu cầu để đạt được một hệ số BER xác định

Ở hình 3.1 , độ nhạy thu của một hệ thống quang back-to-back điển hình được thể hiện như một hàm của duty cycle

Hình 3.1 – BER vs công suất quang thu được ở các duty cycle khác nhau trong hệ

thống quang back-to-back

Chúng ta đều thấy độ nhạy thu tăng lên khi duty cycle giảm đi Điều này có thể được lý giải là: nếu công suất quang trung bình được đưa vào trong sợi quang được giữ không đổi, một xung quang RZ với duty cycle 50% sẽ có công suất đỉnh gấp đôi công suất đỉnh của xung NRZ Sự tăng công suất xảy ra là do các bộ khuếch đại quang hoạt động ở chế độ bão hòa, dẫn đến độ khuếch đại tỉ lệ với công suất đầu vào trung bình Photodiode là một bộ dò định luật-bình phương (square-law), tức là dòng photo tỉ lệ với công suất quang Vì vậy, công suất quang thu được (tỉ lệ với bình phương dòng photo) thì sẽ tỉ lệ với bình phương của công suất quang đó Do đó, công suất điện của xung RZ với duty cycle 50% sẽ là gấp đôi công suất điện của một xung NRZ Độ nhạy thu sẽ được tăng lên khoảng 3 dB đối với xung duty cycle 50% nhờ năng lượng điện