Nghiên cứu các giải pháp nâng cao hiệu quả sử dụng băng thông của hệ thống MIMO, MIMO OFDM

- Nghiên cứu các đặc điểm kênh MIMO, mô hình kênh và các yếu tố tác động lên kênh MIMO - Chỉ ra ưu nhược điểm của kỹ thuật OFDM - Nghiên cứu các thuật toán mã hóa không gian thời gian nh

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI

-

NGÔ MINH QUANG

NGHIÊN CỨU CÁC GIẢI PHÁP NÂNG CAO

HIỆU QUẢ SỬ DỤNG BĂNG THÔNG CỦA HỆ THỐNG

MIMO, MIMO-OFDM

Chuyên ngành: KỸ THUẬT TRUYỀN THÔNG

LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC

TS NGUYỄN QUỐC KHƯƠNG

Hà Nội – Năm 2013

MỤC LỤC

MỤC LỤC 1

LỜI CAM ĐOAN 3

LỜI CẢM ƠN 4

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT 5

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ 8

MỞ ĐẦU 10

1 Tính cấp thiết của đề tài 10

2 Lịch sử nghiên cứu 10

3 Mục đích, đối tượng và phạm vi nghiên cứu 10

4 Tóm tắt các điểm cơ bản của luận văn 10

5 Phương pháp nghiên cứu 11

CHƯƠNG 1Đặc điểm môi trường truyền dẫn sóng vô tuyến và mô hình kênh truyền 12

1.1 Đặc điểm của môi trường truyền sóng vô tuyến 12

1.1.1 Suy hao đường truyền 12

1.1.2 Hiện tượng Multipath-Fading 13

1.1.3 Kênh truyền fading chọn lọc tần số và kênh truyền fading phẳng 15

1.1.4 Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm 19

1.1.5 Kênh truyền Rayleigh và kênh truyền Ricean 21

1.2 Các phương thức ghép kênh 23

1.2.1 Ghép kênh theo tần số FDM 24

1.2.2 Ghép kênh theo thời gian TDM 24

1.2.3 Ghép kênh theo mã CDM 25

1.2.4 Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM 25

1.3 Các mô hình kênh vô tuyến 25

1.3.1 Hệ thống SISO 26

1.3.2 Hệ thống SIMO 27

1.3.3 Hệ thống MISO 27

CHƯƠNG 2 Kỹ thuật OFDM 29

2.1 Nguyên lý kỹ thuật OFDM 29

2.1.1 Sóng mang trực giao 29

2.1.2 Mô hình hệ thống OFDM 30

2.2 Ưu điểm và nhược điểm của OFDM 44

2.2.1 Ưu điểm 44

2.2.2 Nhược điểm 45

CHƯƠNG 3 Mã hóa không gian thời gian trong hệ thống MIMO 46

3.1 Hệ thống MIMO 46

3.1.1 Mô hình hệ thống MIMO 46

3.1.2 Dung lượng hệ thống MIMO 47

3.2 Mã hóa không gian-Thời gian STC 53

3.2.1 Mã hóa không gian thời-gian khối STBC 53

3.2.2 Mã hóa không gian-thời gian lới STTC 61

3.2.3 Mã hóa không gian-thời gian lớp BLAST 64

CHƯƠNG 4 Mã hóa không gian thời gian trong hệ thống MIMO-OFDM 80

4.1 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM 80

4.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM Alamouti 82

4.3 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM V-BLAST 86

CHƯƠNG 5 Xây dựng hệ thống truyền thông giữa hai máy tính sử dụng công nghệ MIMO-OFDM 91

5.1 Mô tả hệ thống 91

5.2 Giao diện hệ thống 91

5.2.1 Giao diện phía phát 91

5.2.2 Giao diện thu 93

5.3 Kết quả mô phỏng 94

Kết luận và hướng phát triển đề tài 98

Tài Liệu Tham Khảo 101

LỜI CAM ĐOAN

Đề tài luận văn “Nghiên cứu các giải pháp nâng cao hiệu quả sử dụng băng thông của hệ thống MIMO, MIMO-OFDM” là đề tài do tôi độc lập nghiên cứu

Tôi cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi

Các số liệu, kết quả nêu trong luận văn là trung thực và chưa từng được ai công

bố trong bất kỳ công trình nào khác

Hà nội, tháng 9 năm 2013

NGÔ MINH QUANG

LỜI CẢM ƠN

Em xin bày tỏ lòng biết ơn sâu sắc tới Thầy TS Nguyễn Quốc Khương đã tận tình hướng dẫn, hết lòng giúp đỡ em trong suốt quá trình, nghiên cứu để hoàn thành bản luận văn này

Em xin trân trọng cảm ơn các thầy, cô giáo trong Viện Điện tử Viễn thông, Viện Sau Đại học trường Đại học Bách Khoa Hà Nội đã tạo mọi điều kiện thuận lợi cho em trong quá trình học tập, thực hiện và hoàn thành luận văn

Đồng thời em cũng xin được gửi lời cảm ơn gia đình, đồng nghiệp, bạn bè đã tạo mọi điều kiện tốt nhất để em hoàn thành luận văn

Tuy đã rất cố gắng, nhưng luận văn còn nhiều thiếu sót, rất mong nhận được sự góp ý để đề tài được hoàn thiện hơn

Hà Nội, ngày 27 tháng 9 năm 2013

Người viết

Ngô Minh Quang

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT

BLAST Bell-Laboratories Layered Space-Time Code

D-BLAST Diagonal- Bell-Laboratories Layered Space-Time Code

DPSK Differential Phase Shift Keying

DVB -H Digital Video Broadcasting - Handheld

DVB -T Digital Video Broadcasting – Terrestrial

HDSL Hight-bir-rate Digital Subscriber Line

HiperLAN2 High Performance Radio Local Area Network Type 2

IDFT Inverse Discrete Fourier Transform

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IFFT Inverse Fast Fourier Transform

I.I.D Independent and Identically Distributed

MMSE-IC MMSE-Interference Cancellation

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

S/P Serial to Parallel

SINR Signal to Interference plus Noise Ratio

STBC Space-Time Block Code

V-BLAST Vertical-Bell-Laboratories Layered Space-Time

WSSUS Wide Sense Stationary Uncorrelated Scatter

ZF-OIC Zero-Forcing – Ordered Interference Cancellation

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ

Hình 1.1 Các hiện tượng xảy ra trong quá trình truyền sóng 13

Hình 1.2 Kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian 14

Hình 1.3 Đáp ứng tần số của kênh truyền 15

Hình 1.4 Tín hiệu tới phía thu theo L đường 16

Hình 1.5 Kênh truyền thay đổi thao thời gian 19

Hình 1.6 Hàm mật độ xác suất Rayleigh và Ricean 23

Hình 1.7 Các phương thức ghép kênh 24

Hình 1.8 Phân loại hệ thống thông tin không dây 26

Hình 2.1 Ba tín hiệu sin trực giao 29

Hình 2.1 cho ta thấy phổ của tín hiệu xsymbol(t) 30

Hình 2.2 Sơ đồ khối hệ thống OFDM 30

Hình 2.3 Bộ S/P và P/S 31

Hình 2.4 Bộ Mapper và Demapper 32

Hình 2.5 Bit và Symbol 33

Hình 2.6 Giản đồ chòm sao 2-PSK và 16-PSK 34

Hình 2.7 Sơ đồ điều chế và giải điều chế DBPSK 35

Hình 2.8 Giản đồ chồm sao QAM 35

Hình 2.9 Bộ IFFT và FFT 36

Hình 2.10 Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal 37

Hình 2.11 Đáp ứng xung của kênh truyền frequency selective fading 38

Hình 2.12 Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ 39

Hình 2.13 Bộ A/D và D/A 41

Hình 2.14 Bộ Up-Converter và Down-Converter 42

Hình 2.15 Bộ Equalizer miền tần số 44

Hình 3.1 Hình trực quan của một hệ thống MIMO 46

Hình 3.2 N Kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song 47

Hình 3.3 Hệ kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song tương đương 49

Hình 3.4 Sơ đồ hệ thống MIMO khi biết CSI tại nơi phát và thu 50

Hình 3.5 Định lý Waterfilling 51

Hình 3.6 Phân phối công suất khi SNR cao 51

Hình 3.7 Phân phối công suất khi SNR thấp 52

Hình 3.8 Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu 54

Hình 3.9 Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti 54

Hình 3.8 Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và M anten thu 58

Hình 3.9 Sơ đồ mã lưới 62

Hình 3.10 Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2 63

Hình 3.11 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2 63

Hình 3.12 Hệ thống V-BLAST 65

Hình 3.13 Máy thu V-BLAST Zero-forcing 71

Hình 3.14 Máy thu V-BLAST Zero-forcing theo thứ tự tối ưu 72

Hình 3.15 Máy thu V-BLAST MMSE 78

Hình 4.1 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM 80

Hình 4.2 Ma trận kênh truyền 82

Hình 4.3 Máy phát MIMO–OFDM Alamouti 82

Hình 4.4 Máy thu MIMO-OFDM Alamouti 83

Hình 4.5 Máy phát MIMO-OFDM VBLAST 87

Hình 4.6 Máy thu MIMO-OFDM VBLAST 89

Hình 4.7 ZF/MMSE Decoder 90

Hình 5.1 Giao diện hệ thống phát 92

Hình 5.2 Giao diện hệ thống thu 93

Hình 5.3 Hệ thống hoạt động tại phía phát 95

Hình 5.4 Kết quả tại phía thu với SNR = 30dB 96

Hình 5.5 Kết quả tại phía thu với SNR = 10dB 97

MỞ ĐẦU

1 Tính cấp thiết của đề tài

Cùng với sự phát triển của khoa học kỹ thuật, mạng thông tin vô tuyến ngày càng phát triển Bên cạnh đó là nhu cầu sử dụng thông tin vô tuyến băng rộng của con người ngày càng tăng đồi hỏi phải có các kỹ thuật mới đưa vào ứng dụng để đáp ứng nhu cầu ngày càng tăng của con người Kỹ thuật MIMO hiện nay là kỹ thuật phổ biến được sử dụng trong các hệ thống thông tin vô tuyến mạng băng rộng như hệ thống WIMAX, Wifi, công nghệ LTE Do tài nguyên vô tuyến là hữu hạn, vì thế việc nghiên các giải pháp để nâng cao hiệu quả sử dụng băng thông trong hệ thống MIMO, MIMO-OFDM là cần thiết và cấp bách

2 Lịch sử nghiên cứu

Đến thời điểm hiện tại đã có nhiều tổ chức nghiên cứu trong nước và nước ngoài thực hiện nghiên cứu về đối tượng này

Đã có những tài liệu được xuất bản hay các cộng cộng khoa học chia sẽ ý tưởng

và phương pháp ứng dụng mã hóa không gian thời gian vào trong hệ thống MINO, MIMO-OFDM Mặc dù vậy để tài này vẫn đang tiếp túc được nghiên cứu để tìm ra các giải pháp và thuật toán hiệu quả nhất

Đề tài luận văn này hoàn toàn độc lập với các công trình nghiên cứu nêu trên, tác giả chỉ sử dụng các công trình nghiêm cứu đó như tư liệu tham khảo trong quá trình hoàn thiện luận văn của mình

3 Mục đích, đối tượng và phạm vi nghiên cứu

- Nghiên cứu các đặc điểm hệ thống MIMO và các giải pháp thuật toán nhằm nâng cao dung lượng hệ thống

- Xây dựng hệ thống truyền thông giữa hai máy tính sử dụng công nghệ OFDM

MINO-4 Tóm tắt các điểm cơ bản của luận văn

- Nghiên cứu đặc điểm các yếu tố ảnh hưởng đến môi trường truyền dẫn vô tuyến

- Nghiên cứu các đặc điểm kênh MIMO, mô hình kênh và các yếu tố tác động lên kênh MIMO

- Chỉ ra ưu nhược điểm của kỹ thuật OFDM

- Nghiên cứu các thuật toán mã hóa không gian thời gian nhằm nâng cao hiệu quả sử dụng băng thông và ứng dụng trong kỹ thuật MIMO, MIMO-OFDM

- Xây dựng chương trình truyền thông giữa hai máy tính để kiểm nghiệm lý thuyết

5 Phương pháp nghiên cứu

- Thu thập tài liệu phục vụ mục đích nghiên cứu thông qua các báo cáo khoa học, các bài viết cả các tác giả khác nhau trên các diễn đàn khoa học công nghệ

- Kế thừa kết quả nghiên cứu của các nhóm nghiên cứu trước

- Phân tích, tổng hợp đánh giá ưu nhược điểm các hệ thống và giải thuật để đưa

ra giải pháp ứng dụng mã hóa không gian thời gian cho hệ thống MIMO, MIMO-OFDM

- Xây dựng hệ thống truyền dẫn thực tế sử dụng lý thuyết đã nghiêm cứu để kiểm tra khả năng áp dụng thực tế và tính thực tiễn của đề tài luận văn

CHƯƠNG 1 Đặc điểm môi trường truyền dẫn sóng vô tuyến và mô hình kênh truyền

1.1 Đặc điểm của môi trường truyền sóng vô tuyến

1.1.1 Suy hao đường truyền

Suy hao truyền dẫn trung bình xảy ra do các hiện tượng như: sự mở rộng về mọi hướng của tín hiệu, sự hấp thu tín hiệu bởi nước, lá cây … và do phản xạ từ mặt đất Suy hao truyền dẫn trung bình phụ thuộc vào khoảng cách và biến đổi rất chậm ngay

cả đối với các thuê bao di chuyển với tốc độ cao Tại anten phát, các sóng vô tuyến sẽ được truyền đi theo mọi hướng (nghĩa là sóng được mở rộng theo hình cầu) Khi chúng ta dùng anten định hướng để truyền tín hiệu, sóng cũng được mở rộng dưới dạng hình cầu nhưng mật độ năng lượng khi đó sẽ được tập trung vào một vùng nào đó

do ta thiết kế.Vì thế, mật độ công suất của sóng giảm tỉ lệ với diện tích mặt cầu Hay nói cách khác là cường độ sóng giảm tỉ lệ với bình phương khoảng cách Phương trình (1.1) tính công suất thu được sau khi truyền qua một khoảng cách R

λ: bước sóng của sóng mang

Hoặc có thể viết lại là:

R T R

T R

T

G G f R c G

G

R P

2 2

)

Nói chung ta có thể xây dựng được một mô hình khá chính xác cho các tuyến thông tin vệ tinh và các tuyến liên lạc trực tiếp (không vật cản ) như các tuyến liên lạc

vi ba điểm nối điểm trong phạm vi ngắn Tuy nhiên do hầu hết các tuyến thông tin trên mặt đất như thông tin di động, mạng LAN không dây, môi trường truyền dẫn phức tạp hơn nhiều do đó việc tạo ra các mô hình cũng khó khăn hơn Ví dụ đối với nhưng kênh truyền dẫn vô tuyến di động UHF, khi đó điều kiện về không gian tự do không được thoả mãn, chúng ta có công thức suy hao đường truyền như sau:

R h

h G

G

L pt = − 10 log10 T − 10 log10 R − 20 log10 BS − 20 log10 MS − 40 log10 (1.4) Với h BS , h MS<< R là độ cao anten trạm gốc BS (Base Station) và anten của trạm di động MS (Mobile Station)

1.1.2 Hiện tượng Multipath-Fading

Tín hiệu truyền qua kênh truyền vô tuyến sẽ lan tỏa trong không gian, va chạm vào các vật cản phân tán rải rác trên đường truyền như xe cộ, nhà cửa, công viên, sông,… gây ra các hiên tượng sau đây

Hình 1.1 Các hiện tượng xảy ra trong quá trình truyền sóng

Phản xạ (reflection): khi sóng đập vào các bề mặt bằng phẳng (hình 1.1a)

• Tán xạ (scattering): khi sóng đập vào vật có bề mặt không bằng phẳng và các vật này có chiều dài so sánh được với chiều dài bước sóng (hình 1.1b)

• Nhiễu xạ (diffraction): khi sóng chạm với các vật thể có kích thước lớn hơn

Khi sóng va chạm vào các vật cản sẽ tạo ra vô số bản sao tín hiệu, một số bản sao này sẽ tới máy thu Do các bản sao phản xạ, tán xạ, nhiễu xạ trên các vật khác nhau và theo các đường dài ngắn khác nhau nên

• Thời điểm các bản sao này tới máy thu cũng khác nhau, tức là độ trễ pha giữa các thành phần này khác nhau

• Các bản sao này suy hao khác nhau, tức là biên độ giữa các thành phần này là khác nhau

Tín hiệu tại máy thu là tổng của tất cả các bản sao này, tùy thuộc vào biên độ và pha của các bản sao

• Tín hiệu thu được tăng cường hay cộng tích cực khi các bản sao đồng pha

• Tín hiệu thu bị triệt tiêu hay cộng tiêu cực khi các bản sao ngược pha

Tùy theo đáp ứng tần số của mỗi kênh truyền mà ta có kênh truyền chọn lọc tần số (frequency selective fading channel) hay kênh truyền phẳng (frequency nonselective fading channel), kênh truyền biến đổi nhanh (fast fading channel) hay biến đổi chậm (slow fading channel) Tùy theo đường bao của tín hiệu sau khi qua kênh truyền có phân bố xác suất theo hàm phân bố Rayleigh hay Rice mà ta có kênh truyền Rayleigh hay Rice

Hình 1.2 Kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian

Hinh 1.2 mô tả đáp ứng của kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian, khi ta lần lược phát các xung vuông ra kênh truyền tại những thời điểm khác nhau, tín hiệu thu được có hình dạng khác xung ban đầu và khác nhau khi thời điểm xung kích khác nhau

1.1.3 Kênh truyền fading chọn lọc tần số và kênh truyền fading phẳng

Kênh truyền chọn lọc tần số là kênh truyền có đáp ứng tần số khác nhau, không bằng phẳng trong một dải tần số, do đó tín hiệu tại các tần số khác nhau khi qua kênh truyền sẽ có suy hao và xoay pha khác nhau Một kênh truyền có bị xem là chọn lọc tần số hay không còn tùy thuộc vào băng thông của tín hiệu truyền đi Nếu trong toàn khoảng băng thông của tín hiệu đáp ứng tần số là bằng phẳng, ta nói kênh truyền không chọn lọc tần số (frequency nonselective fading channel), hay kênh truyền phẳng (flat fading channel), ngược lại nếu đáp ứng tần số của kênh truyền không phẳng, không giống nhau trong băng thông tín hiệu, ta nói kênh truyền là kênh truyền chọn lọc tần số (frequency selective fading channel) Mọi kênh truyền vô tuyến đều không thể có đáp ứng bằng phẳng trong cả dải tần số vô tuyến, tuy nhiên kênh truyền có thể xem là phẳng trong một khoảng nhỏ tần số nào đó

Hình 1.3 Đáp ứng tần số của kênh truyền

Hình 1.3 cho thấy kênh truyền sẽ là chọn lọc tần số đối với tín hiệu truyền có băng thông lớn nằm từ 32 MHz đến 96 MHz, tuy nhiên nếu tín hiệu có băng thông nhỏ khoảng 2 MHz thì kênh truyền sẽ là kênh truyền fading phẳng

Trên đây chúng ta đã mô tả định tính kênh truyền, bây giờ ta sẽ xác định lượng thông

số của kênh truyền

Hình 1.4 Tín hiệu tới phía thu theo L đường

Tín hiệu tại máy thu là tổng các thành phần tín hiệu đến từ L đường như hình 1.4 (chưa tính đến nhiễu) có dạng

y

1

) (

τ = thời gian trễ có giá trị thực

Tổng quát tín hiệu tới máy thu có dạng sau

) , (

* ) ( )

, ( ).

( )

Với h ( t , τ ) là đáp ứng xung thay đổi theo thời gian của kênh truyền

1

) ( ).

( )

2 2 1 1

* 2

1 2

Hàm tự tương quan ACF quá phức tạp (theo 4 biến t1, t2, τ1, τ2) nên để đơn

giản trong tích phân ta giả sử các thành phần phản xạ là dừng theo nghĩa rộng và không tương quan WSSUS (Wide Sense Stationary Uncorrelated Scatter)

WSS : quá trình dừng theo nghĩa rộng tức là ACF chỉ phụ thuộc vào ∆t =t2 −t1

US: các thành phần phản xạ độc lập nhau

Khi quá trình là WSSUS ta có hàm tự tương quan ACF:

) (

) , ( ) , ( )

, , ,

( t1 t1+ ∆ t τ1 τ1 + ∆ τ = R ∆ t τ = P ∆ t τ1 δ τ1 − τ2

Với P h(∆t,τ1)là mật độ phổ công suất chéo trễ (Delay Cross PDF)

Khi ∆t =0 , P h(τ)= P h(∆t,τ) được gọi là profile trễ công suất (Power Delay Profile hay Multipath Delay Profile hay Multipath Intensity Profile), mô tả công suất trung bình của tín hiệu sau khi qua kênh truyền Do đó công suất ra của tín hiệu được tính theo công thức

) , ( )

,

Ta sẽ dùng công thức này để phân loại kênh truyền chọn lọc tần số (Fenquency Selective Fading) hay kênh truyền phẳng (Frequency Nonselective Fading), kênh truyền biến đổi nhanh (Fast Fading) hay biến đổi chậm (Slow Fading)

Nếu ∆t = 0 ta có hàm tương quan ACF phân tán theo tần số, mô tả tương quan giữa các khoảng tần số ∆ f của kênh truyền

H

2

) ( )

, 0 ( )

Mọi kênh truyền đều có một khoảng tần số (∆f ) C tại đó tỉ số

)0(

)(

là đáp ứng của kênh truyền xem là bằng phẳng trong khoảng (∆f ) C

Khoảng tần số này gọi là Coherence Bandwith

• Nếu kênh truyền có (∆f ) C nhỏ hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc tần số (frequecy selective channel) Tín hiệu truyền qua kênh truyền này sẽ bị méo nghiêm trọng

• Nếu kênh truyền có (∆f ) C lớn hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc tần số (frequency nonselective channel) hay kênh truyền phẳng (flat channel)

Tương tự như Coherence Bandwith, hai thông số quan trọng thường được dùng khi xét kênh truyền có chọn lọc tần số hay không người ta thường xét tới thời gian trễ giới hạn trung bình TAEX ( Average Excess delay) và thời gian trải trễ hiệu dụng τRMS

(RMS delay spread) của kênh truyền

L k

k k AEX

P

P T

1

1

τ

L k

k AEX k RMS

P

P T

1 1

2 ) (τ

Với Tk thời gian trễ của bản sao thứ k

Pk là công suất của bản sao thứ k Thông thường kênh truyền là chọn lọc tần số nếu τRMS so sánh được với Tsymbol

1.1.4 Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm

Kênh truyền vô tuyến sẽ có đáp ứng tần số không đổi theo thời gian nếu cấu trúc của kênh truyền không đổi theo thời gian Tuy nhiên mọi kênh truyền đều biến đổi theo thời gian, do các vật thể tạo nên kênh truyền luôn luôn biến đổi, luôn có vật thể mới xuất hiện và vật thể cũ mất đi, xe cộ luôn thay đổi vận tốc, nhà cửa, công viên, có thể được xây dựng thêm hay bị phá hủy đi… Hình 1.5 cho thấy công suất tín hiệu thu được thay đổi theo thời gian dù tín hiệu phát đi có công suất không đổi tức là kênh truyền đã thay đổi theo thời gian

Hình 1.5 Kênh truyền thay đổi thao thời gian

Khái niệm kênh truyền chọn lọc thời gian hay không chọn lọc thời gian chỉ mang tính tương đối, nếu kênh truyền không thay đổi trong khoảng thời gian truyền một kí tự Tsymbol , thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc thời gian (time nonselective fading channel) hay kênh truyền biến đổi chậm (slow fading channel), ngược lại nếu kênh truyền biến đổi trong khoảng thời gian T , thì kênh

hay kênh truyền biến đổi nhanh (fast fading channel) Môi trường trong nhà ít thay đổi nên có thể xem là slow fading, môi trường ngoài trời thường xuyên thay đổi nên được xem là fast fading Trong các cell di động, khi thuê bao MS (Mobile Station) di chuyển

sẽ liên tục làm thay đổi vị trí giữa MS và trạm gốc BS (Base Station) theo thời gian, tức là địa hình thay đổi liên tục Điều này có nghĩa là kênh truyền của ta liên tục thay đổi theo thời gian gây ra hiệu ứng Doppler làm dịch tần sóng mang của máy phát tại máy thu một lượng tần số

c

v f

Với f0 là tần số tại máy phát

v là vận tốc của thuê bao MS

c là vận tốc ánh sáng

MS di chuyển càng nhanh thì ∆f càng lớn và ngược lại

Sau đây ta sẽ xét kĩ hơn các thông số xác định kênh truyền là slow fading hay fast fading

Từ (1.13) nếu ∆ f =0 ta có hàm tương quan ACF phân tán theo thời gian, mô tả tương quan giữa các khoảng thời gian ∆ t của kênh truyền

t f j H

Mọi kênh truyền đều có một khoảng thời gian (∆ t)C tại đó

) 0 (

) (

là đáp ứng của kênh truyền được xem là biến đổi không đáng kể trong khoảng (∆ t)C

Khoảng thời gian đó được gọi là Coherence time

• Nếu kênh truyền có (∆ t)C nhỏ hơn nhiều so với chiều dài của một kí tự Tsymbolcủa tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc thời gian (time selective channel) hay kênh truyền nhanh (fast channel)

• Nếu kênh truyền có (∆ t)C lớn hơn nhiều so với chiều dài của một kí tự Tsymbol

của tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc thời gian (time nonselective channel) hay kênh truyền chậm (slow channel)

1.1.5 Kênh truyền Rayleigh và kênh truyền Ricean

Tùy theo địa hình giữa máy phát và máy thu có thể tồn tại hoặc không tồn tại đường truyên thẳng LOS (Light Of Sight, đường LOS là đường mà ánh sáng có thể truyền trực tiếp từ máy phát tới máy thu mà không bị cản trở) Nếu kênh truyền không tồn tại LOS, bằng thực nghiệm và lý thuyết người ta chứng minh được đường bao tín hiệu truyền qua kênh truyền có phân bố Rayleigh nên kênh truyền được gọi là kênh truyền Rayleigh fading Khi này tín hiệu nhận được tại máy thu chỉ là tổng hợp của các thành phần phản xạ, nhiễu xạ, và khúc xạ Nếu kênh truyền tồn tại LOS, thì đây là thành phần chính của tín hiệu tại máy thu, các thành phần không truyền thẳng NLOS (NonLight Of Sight) không đóng vai trò quan trọng, tức là không có ảnh hưởng quá xấu đến tín hiệu thu, khi này đường bao tín hiệu truyền qua kênh truyền có phân bố Rice nên kênh truyền được gọi là kênh truyền Ricean fading

Ta biết tín hiệu tại máy thu có dạng

y

1

) (

)

Các hệ số suy hao αi là các hệ số phức nên có thể viết dưới dạng :

) (

) ( ) ( )

) ( )

t

t tg

α α

Nếu có nhiều bản sao tín hiệu đến từ rất nhiều đường khác nhau tại máy thu, thì

ta có thể áp dụng thuyết giới hạn trung tâm (central limit theorem), khi này có thể xem các hệ số αr (t) và αi (t) là các quá trình ngẫu nhiên Gauss

Nếu αr (t) và αi (t) là các quá trình Gauss có giá trị trung bình bằng 0 thì

• α (t ) sẽ có đặc tính thống kê theo hàm phân bố xác suất PDF Rayleigh

a

e

a a

phương sai của quá trình Gauss

))(var(

))(var(

2 αr t αi t

•

)(

)()

t

t tg t

r

i

α

α

ta có kênh truyền Rayleigh fading

Nếu αr(t ) và αi (t) là các quá trình Gauss có giá trị trung bình khác 0 thì

• α (t ) sẽ có đặc tính thống kê theo hàm phân bố xác suất PDF Rice

α σ

0

)

2 2

2 2 0 2

A

e

A I a

2

1)

Hình 1.6 Hàm mật độ xác suất Rayleigh và Ricean

1.2 Các phương thức ghép kênh

Kênh truyền vô tuyến là tài nguyên của mỗi quốc gia, do đó nó cần sử dụng thật hiệu quả Dải tần số này được quy định chặt chẽ và được phân bố một cách giới hạn cho từng mục đích cụ thể như thông tin di động, phát thanh, truyền hình … Vì vậy các phương thức ghép kênh không ngừng được nghiên cứu và phát triển để có thể sử dụng hiệu quả kênh truyền vô tuyến Có bốn phương thức ghép kênh là FDM, TDM, CDM,

và OFDM

Hình 1.7 Các phương thức ghép kênh

1.2.1 Ghép kênh theo tần số FDM

Kỹ thuật FDM (Frequency Division Multiplexing) ra đời đầu tiên, với ý tưởng

là một băng thông lớn sẽ được chia nhỏ thành nhiều băng thông nhỏ hơn không chồng lấn, giữa các khoảng tần này cần có một khoảng bảo vệ để có thể sử dụng bộ lọc lọc lấy khoảng tần mong muốn (hình 1.7a) Mỗi kênh dữ liệu sẽ chiếm một tần số với băng thông nhỏ này và toàn trục thời gian dù có sử dụng hay không sử dụng, điều này dẫn đến lãng phí băng thông Đây là phương thức sử dụng sớm nhất, lâu nhất và kém hiệu quả nhất FDM được sử dụng khá phổ biến trong các hệ thống mircowave, phát thanh quảng bá AM, FM Hệ thống thông tin vệ tinh, thông tin di động thế hệ thứ nhất

1.2.2 Ghép kênh theo thời gian TDM

Kỹ thuật TDM ( Time Division Multiplexing) ra đời với hiệu suất sử dụng kênh truyền cao hơn Với TDM trục tần số được chia thành nhiều khe thời gian ( time slot) Mỗi một kênh dữ liệu sẽ chiếm giữ toàn bộ trục tần số ở những khoảng thời gian nhất định (hình 1.7b) Luồng bit tốc độ thấp của mỗi kênh sẽ được ghép lại thành một luồng bit tốc độ cao duy nhất, và đưa lên kênh truyền Do đó TDM cần sự đồng bộ chính xác

để có thể ghép kênh và tách kênh ở nơi phát và thu TDM được sử dụng khá phổ biến trong các hệ thống thông tin số

Trong hệ thống GSM, băng thông 25MHz được chia thành 125 kênh với băng thông mỗi kênh là 200KHz sử dụng kĩ thuật FDM Mỗi kênh 200KHz này được chia

thành 8 khe thời gian sử dụng kĩ thuật TDM Mỗi user sẽ chiếm giữ một khe thời gian,

do sử dụng kết hợp FDM và TDM nên hiệu suất sử dụng kênh truyền tăng lên đáng kể

1.2.3 Ghép kênh theo mã CDM

Trong kỹ thuật CDM ( Code Division Mutiplexing) tất cả các kênh sẽ sử dụng đồng thời một băng thông và khoảng thời gian, bằng cách sử dụng tập mã trực giao Mỗi kênh sẽ được gán một mã nhất định (hình 1.7c) Dữ liệu của các kênh trước khi phát đi sẽ được nhân với một mã trải phổ để giãn phổ tín hiệu ra toàn băng thông, ở phía thu dữ liệu sẽ được khôi phục bằng cách nhân lại với mã trải phổ tương ứng CDM là một kỹ thuật ghép kênh khá phức tạp đòi hỏi sự đồng bộ mã trải phổ và kỹ thuật điều khiển công suất chính xác

1.2.4 Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM

OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một kỹ thuật ghép kênh

ra đời khá lâu, tương tự kỹ thuật ghép kênh theo tần số FDM, một băng thông lớn sẽ được chia thành nhiều băng thông nhỏ hơn Trong FDM giữa các băng thông nhỏ này phải có một khoảng tần bảo vệ, điều này dẫn tới lãng phí băng thông vô ích do các dải bảo vệ này hoàn toàn không chứa đựng tin tức OFDM ra đời đã giải quyết vấn đề này, bằng các sử dụng tập tần số trực giao các băng thông nhỏ này có thể chồng lấn lên nhau (hình 1.7d), do đó không cần dải bảo vệ, nên sử dụng hiệu quả và tiết kiêm băng thông hơn hẳn FDM Kỹ thuật này sẽ được xem xét kỹ hơn trong chương 2

1.3 Các mô hình kênh vô tuyến

Các mô hình hệ thống thông tin không dây có thể được phân loại thành bốn hệ thống cơ bản là SISO, SIMO, MISO, và MIMO như hình 1.9

2

1.3.2 Hệ thống SIMO

Nhằm cải thiện chất lượng hệ thống, một phía sử dụng một anten, phía còn lại

sử dụng đa anten Hệ thống sử dụng một anten phát và nhiều anten thu được gọi là hệ thống SIMO Trong hệ thống này máy thu có thể lựa chọn hoặc kết hợp tín hiệu từ các anten thu nhằm tối đa tỷ số tín hiệu trên nhiễu thông qua các giải thuật beamforming hoặc MMRC ( Maximal- Ratio Receive Combining) Khi máy thu biết thông tin kênh truyền, dung lượng hệ thống tăng theo hàm logarit của số anten thu, có thể xấp xỉ theo biểu thức 1.29

2log 1

1.3.4 Hệ thống MIMO

Hệ thống MIMO là hệ thống sử dụng đa anten cả phía phát và phía thu Hệ thống có thể cung cấp phân tập phát nhờ đa anten phát, cung cấp phân tập thu nhờ đa anten thu nhằm tăng chất lượng hệ thống hoặc thực hiện Beamforming tại phía phát và phía thu để tăng hiệu suất sử dụng công suất, triệt can nhiễu Ngoài ra dung lượng hệ thống có thể cải thiện đáng kể nhờ vào độ lợi ghép kênh cung cấp bởi kỹ thuật mã hoá không gian thời gian V-BLAST Khi thông tin kênh truyền được biết tại cả phía phát

và thu, hệ thống có thể cung cấp độ lợi phân tập cực cao và độ lợi ghép kênh cực đại, dung lượng hệ thống trong trường hợp phân tập cức đại có thể xác định theo biểu thức 1.31

Dung lượng hệ thống trong trường hợp đạt độ lợi ghép kênh cực đại có thể xác định theo biểu thức 1.32

CHƯƠNG 2 Kỹ thuật OFDM

2.1 Nguyên lý kỹ thuật OFDM

f

0

*( ) 0)

(),

Trong hệ thống OFDM, để thỏa mãn tính trực giao ta sử dụng N tần số có dạng

) Re( Ae j( 2 πf k t+ ϕ ) những sóng mang (tone) này có tần số fk = k∆ cách f

đều nhau một khoảng

Hình 2.1 Ba tín hiệu sin trực giao

Ví dụ hệ thống sử dụng 3 sóng mang có tần số k∆ k=1,2,3 tín hiệu trong thời f

gian T có dạng

[sin( ) sin(2 ) sin(3 )]

)()

T

t t

x symbol = Π ∆ + ∆ + ∆ (2.2)

∆

−

=3 1

3 1

)(

)(

2

)(

)(

2

1

*)(.)(

k

k symbol

T f k f Sa T f k f Sa j

T

f k f f

k f j ft

Sa T f X

ππ

δδ

π

(2.3)

Hình 2.1 cho ta thấy phổ của tín hiệu x symbol (t)

Phổ của một symbol trong khoảng thời gian T có dạng hàm Sa, tại vị trí đỉnh của sóng mang (tone) này sẽ là null của các sóng mang còn lại, nên các sóng mang này

sẽ không xuyên nhiễu (interfer) lẫn nhau

Tín hiệu sau điều chế là tổng của tất cả các sóng mang bị điều chế, băng thông của tín hiệu sẽ tỉ lệ với tần số sóng mang lớn nhất

f N

Parallel

To Serial Converter

Guard Interval Insertion

D/A &

Low pass Filter

A/D Guard

Interval Removal

Serial to Parallel Converter FFT

Equalizer Signal

Hình 2.2 Sơ đồ khối hệ thống OFDM

Hình 2.2 mô tả sơ đồ khối tiêu biểu của một hệ thống OFDM

Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song Serial/Parallel và Parallel/Serial

Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN ( không có fading):

Cmax = B.log2 (1 + S/N) [ bps] (2.5) Với B là băng thông của kênh truyền [Hz]

S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền

Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song Serial/Parallel

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài k ×b bit k≤N, với b là số bit trong mô hình điều chế số, N số sóng mang k, N sẽ được chọn sao cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng Bằng cách sử dụng

bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền fading chọn lọc tần số thành kênh truyền fading phẳng

Ngược lại phía phát, phía thu sẽ dùng bộ Parallel/Serial để ghép N luồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất Hình 2.3 cho thấy tác dụng chuyển đổi của bộ chuyển đổi từ nối tiếp sang song song và ngược lại từ song song sang nối tiếp

• BPSK sử dụng symbol 1 bit, bit 0 hoặc bit 1 sẽ xác định trạng thái pha 00 hoặc

1800 , tốc độ baud hay tốc độ chuỗi sẽ bằng tốc độ bit Baud = Rb

• QPSK sử dụng symbol 2 bit (Dibit) , Baud = Rb/ 2

• 8-PSK hay 8-QAM sử dụng symbol 3 bit (Tribit), Baud = Rb/ 3

• 16-PSK hay 16-QAM sử dụng symbol 4 bit (Quabit), Baud = Rb/ 4

Hình 2.5 cho ta thấy quan hệ giữa tốc độ Baud và tốc độ bit phụ thuộc vào số bit trong một chuỗi

Số bit truyền trong một symbol tăng lên (M tăng lên), thì hiệu quả băng thông

Beffeciency = Rb/ BT = log2M = b [bps/Hz] tăng lên, tuy nhiên sai số BER cũng tăng lên Nyquist đã đưa ra công thức tính dung lương kênh truyền tối đa trong môi trường không nhiễu: C = 2Blog2M trong đó B là băng thông kênh truyền Do đó ta không thể tăng M lên tùy ý được, công thức trên cho phép ta xác định M lớn nhất, số bit lớn nhất

có thể truyền trong một symbol

Một số phương thức điều chế số thường dùng trong bộ Mapper

• M-PSK ( Phase Shift Keying)

• M-DPSK (Differential Phase Shift Keying)

• M-QAM (Quarature Amplitude Modulation)

M-PSK(M-Phase Shift Keying)

Trong PSK Xn có biên độ không đổi và pha phụ thuộc b bit vào dn M-PSK có M trạng thái pha phụ thuộc vào b = log2M bit vào, pha của Xn giá trị là 1 trong M góc pha

• BPSK hay PRK có 2 trạng thái pha phụ thuộc 1 bit vào

• QPSK có 4 trạng thái pha phụ thuộc 2 bit vào

• 8-PSK có 8 trạng thái pha phụ thuộc 3 bit vào

• 16-PSK có 16 trạng thái pha phụ thuộc 4 bit vào

Hình 2.6 Giản đồ chòm sao 2-PSK và 16-PSK DPSK (Differential Phase Shift Keying) [7]

Đây là một dạng của M-PSK, trước khi đi vào bộ M-PSK tín hiệu sẽ được xử lý sai biệt, ký tự ra khỏi bộ này chứa đựng thông tin về sự khác nhau giữa hai ký tự liên tiếp Bộ giải điều chế sẽ so sánh sự khác biệt về pha giữa 2 kí tự liên tiếp để xác định

ký tự thu được Thông thường nhiễu tác động lên 2 ký tự liên tiếp gần như nhau, sai biệt giữa 2 ký tự liên tiếp sẽ giống nhau trong trường hợp có nhiễu và không có nhiễu Hình 2.7 a, b và c cho ta thấy cách thức điều chế và giải điều chế DBPSK

Xn = ai + jbi i = 1, … , M (2.6) Với ai, bi = ±a,±3a, ±5a,…., ±(log2M-1) , ai và bi phụ thuộc b bit vào dn

Hình 2.8 vẽ giản đồ chòm sao của 16-QAM và 32-QAM

Hình 2.8 Giản đồ chồm sao QAM

Bộ IFFT và FFT

Nếu ta sử dụng số sóng mang là lũy thừa của 2 thì ta có thể thay IDFT và DFT bằng IFFT và FFT (hình 2.9)

Phía phát symbol [X0,X1, ,X N−1]từ bộ mapper sẽ đi vào bộ IDFT, tạo symbol

22

(

10

1

0 2 1

0

2

s k s

k

N k

nf f j k N

k

kn N j k n

nt f n f

f n

N k

N n

e X N e

X N

ππ

π

π π

~ 1

~

0 ,X , ,X N X

1 0

.

2 1 0

π

Lý tưởng thì dữ liệu phía thu sẽ giống dữ liệu phía phát : X~ k = X k

Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal

GuardIntervalInsertion

Hình 2.10 Bộ Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal

Hai nguồn nhiễu giao thoa (interference) thường thấy trong các hệ thống vô tuyến

số, cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI

• ISI ( Intersymbol Interference) : nhiễu giao thoa liên ký tự, được định nghĩa là xuyên nhiễu giữa các symbol trong khoảng thời gian Tsymbol của các frame FFT liên tiếp (trong miền thời gian)

• ICI ( Inter-carrier interference): nhiễu giao thao liên sóng mang, được định nghĩa là xuyên nhiễu giữa các kênh sóng mang phụ (subchannels) của cùng một

Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang trực giao làm tập tần

số của các kênh phụ Nhiễu ISI sẽ gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu ta sử dụng số lượng sóng mang N đủ lớn, khi đó băng thông của mỗi kênh đủ nhỏ so với coherence bandwith, tức là độ rộng một symbol ts sẽ lớn hơn trãi trễ của kênh truyền Tuy nhiên

do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng, nên N phải được chọn tối ưu,

bộ Guard interval Insertion (hình 2.10) được sử dụng nhằm kéo dài độ rộng symbol ts

mà vẫn giữa nguyên số sóng mang Bộ Guard Interval Insertion sẽ chèn thêm một khoảng bảo vệ ∆G(Guard Interal) gồm µ mẫu vào mỗi symbol, khi này độ rộng một symbol sẽ là

Để hình dung việc chèn khoảng bảo vệ, ta xét một kênh truyền frequency selective fading , có một đường trễ có đáp ứng xung như hình 2.11

τmax

a) Không có khoảng bảo vệ

b) Khoảng bảo vệ rỗng

Hình 2.12 Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ

Hình 2.12a cho thấy tín hiệu không có khoảng bảo vệ ∆G nên tín hiệu trễ từ symbol i-1, lấn sang symbol i gây nên ISI

Hình 2.12b, tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ rỗng ∆G đủ lớn so với trải trễ