CÁC PHẢN ỨNG PHỨC hợp của THIẾT bị điện tử CÔNG SUẤTVÀ ẢNH HƢỞNG của CHÚNG tới HOẠT ĐỘNG của các bộ BIẾN đổi

- Các van bán dẫn hoạt động như một công tắc với hai chế độ đóng và ngắt: Khi đóng cho dòng chạy qua thì điện trở tương đương nhỏ, khi ngắt không cho dòng chạy qua thì điện trở tương đươ

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI

NGUYỄN THỊ THẮM

CÁC PHẢN ỨNG PHỨC HỢP CỦA THIẾT BỊ ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤTVÀ ẢNH HƯỞNG CỦA CHÚNG TỚI

HOẠT ĐỘNG CỦA CÁC BỘ BIẾN ĐỔI

Chuyên ngành: Điều khiển và Tự động hoá

LUẬN VĂN THẠC SỸ KHOA HỌC ĐIỀU KHIỂN VÀ TỰ ĐỘNG HÓA

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC:

TS ĐỖ MẠNH CƯỜNG

Hà Nội – Năm 2013

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan nội dung luận văn này là do tôi thực hiện dưới sự hướng dẫn khoa học của TS Đỗ Mạnh Cường Các số liệu, tính toán, mô phỏng trong luận văn hoàn toàn trung thực và là công trình nghiên cứu của riêng tôi

Học viên

Nguyễn Thị Thắm

MỤC LỤC

MỤC LỤC i

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CHỮ VIẾT TẮT iii

DANH MỤC BẢNG iv

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ v

PHẦN MỞ ĐẦU 1

CHƯƠNG I: TỔNG QUAN VỀ CÁC THIẾT BỊ ĐÓNG CẮT BÁN DẪN CÔNG SUẤT 3

1.1 Diode 3

1.2 Thyristor 6

1.3 Thyristor khóa được bằng cực điều khiển, GTO ( Gate Turn-off Thyristor ) 9

1.4 Transitor công suất, BJT ( Bipolar Junction Tranziztor) 11

1.5 Transitor trường, MOSFET 16

1.6 Transitor có cực điều khiển cách ly, IGBT 19

CHƯƠNG II: TÍNH PHI TUYẾN CỦA CÁC THIẾT BỊ ĐÓNG CẮT BÁN DẪN CÔNG SUẤT TỚI HOẠT ĐỘNG CỦA BỘ BIẾN ĐỔI MỘT CHIỀU 25

2.1 Cấu trúc mạch và nguyên lý làm việc của bộ biến đổi 25

2.2 Tổng quan các phương pháp cho các bộ biến đổi 31

2.3 Tổng quan về hệ động học phi tuyến 34

2.4 Các phản ứng phức hợp trong điện tử công suất 46

CHƯƠNG III: MÔ HÌNH PHI TUYẾN CỦA CÁC BỘ BIẾN ĐỔI 49

3.1 Phương pháp rời rạc hóa 49

3.2 Các phương pháp rời rạc đối với các bộ biến đổi 54

3.3 Xấp xỉ hóa với khai triển dãy 57

3.4 Phương pháp lặp xấp xỉ với bộ biến đổi BOOST và BUCK 58

3.5 Phương pháp trung bình hóa 60

3.6 Luật điều khiển cho mô hình trung bình 64

3.7 Xác định biên giới của các chế độ làm việc 64

3.8 Border Collision: Trivial Case 673.9 Tổng kết 68CHƯƠNG IV: KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 704.1 Ảnh hưởng của các thiết bị điện tử công suất tới hoạt động của các bộ biến đổi 70KẾT LUẬN 74TÀI LIỆU THAM KHẢO 75

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CHỮ VIẾT TẮT

D: Diode

S: Switch

IGBT: Insulated Gate Bipolar Transitor

GTO: Gate Turn-Off Thyristor

MOSFET: Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect transitor PWM: Pulse with modulation

DANH MỤC BẢNG

Bảng 3.1 Các hàm fij và gij đối với các bộ biến đổi Boost và Buck trong chế độ liên tục theo phương pháp lặp 59Bảng 3.2: Hàm f(.) đối với Boost và Buck trong chế độ gián đoạn 60Bảng 3.3 Giá trị VC, IL xác lập của bộ biến đổi Boost và Buck 62

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ

Hình 1.1 Cấu tạo của một diode công suất 4

Hình 1.2 Ký hiệu và đặc tính von-ampe của diode 5

Hình 1.3 Đặc tính đóng cắt của diode 6

Hình 1.4 Cấu tạo và sơ đồ thay thế bởi hai transitor 7

Hình 1.5 Cấu trúc bán dẫn của GTO 9

Hình 1.6 Đặc tính đóng cắt của GTO 10

Hình 1.7 Mạch đệm Snubber cho GTO 11

Hình 1.9 Đặc tính đóng cắt của transitor 13

Hình 1.8 Cấu tạo và ký hiệu của transitor 12

Hình 1.10Vùng làm việc an toàn của transitor 15

Hình 1.11 Cấu tạo của MOSFET 16

Hình 1.13 Dạng sóng quá trình mở MOSFET dưới ảnh hưởng của quá trình phục hồi Diot D 17

Hình 1.14 Quá trình khóa MOSFET 19

Hình 1.15 Cấu tạo bán dẫn của IGBT 19

Hình 1.16 Quá trình mở một IGBT 21

Hình 1.17 Quá trình khóa của IGBT 22

Hình 1.18 So sánh tương đối giữa các phần tử bán dẫn 23

Hình 2.1 Các bộ biến đổi: 25

Hình 2.2 Bộ biến đổi Buck với vòng điều khiển áp 28

Hình 2.3 Bộ biến đổi BOOST với vòng điều khiển dòng 29

Hình 2.4 Hệ Lorenz với tham số mô hình thay đổi 35

Hình 2.5 Hiện tượng phân nhánh với hệ x = μ − x2 Khi μ thay đổi từ giá trị âm sang dương, điểm ổn định sẽ xuất hiện và ngược lại 37

Hình 2.6: Hiện tượng phân nhánh giới hạn xảy ra ở hệ x = μx − x2 Khi μ khác 0, điểm cân bằng sẽ trở nên mất ổn định và ngược lại 38

Hình 2.7 Hiện tượng phân nhánh hình chĩa trên của hệ x = μx − x3 Khi μ thay đổi

từ âm sang dương, điểm cân bằng ban đầu sẽ tách thành hai điểm cân bằng khác 39

Hình 2.8: Hiện tượng phân nhánh hình chĩa dưới 40

Hình 2.9 Tham số mô hình của hệ Loren r = 149 41

Hình 2.10 Hệ Lorenz với r = 147 42

Hình 2.11 Hai quỹ đạo bắt đầu ở hai điểm gần nhau nhưng kết thúc ở hai hướng khác nhau 44

Hình 3.1 Nguyên lý mạch BOOST 50

Hình 3.2 Nguyên lỹ mạch Buck 54

Hình 3.3 Dạng sóng dòng điện trong chế độ gián đoạn 56

Hình 3.4 Cấu trúc mạch BOOST (a), BUCK (b) khi cả S và D đều không dẫn khi bộ biến đổi làm việc trong chế độ gián đoạn 56

Hình 3.5 Mô hình mạch trung bình a) Boost b) Buck làm việc trong chế độ liên tục 63

Hình 3.6 Mô hình mạch trung bình a) Boost b) Buck làm việc trong chế độ gián đoạn 64

Hình 3.7 Điều kiện làm việc trong chế độ liên tục 65

Hình 3.8 Biên giới giữa hai chế độ làm việc a) Boost b) Buck 66

Hình 3.9 Hiện tượng border collsion khi thay đổi chế độ làm việc a) Boost b) Buck với L = 1mH, T = 0,0001s, D = 0,4 68

Hình 4.1 Sơ đồ nguyên lý mạch Buck với vòng điều khiển áp 70

Hình 4.2 Sự thay đổi dòng điện phụ thuộc vào nhiệt độ 71

Hình 4.3 Sự thay đổi giá trị điện áp phụ thuộc vào nhiệt độ 72

Hình 4.4 Sơ đồ nguyên lý mạch BUCK với vòng điều khiển dòng 72

Hình 4.5 Dạng sóng và giá trị điện áp ra 73

MỞ ĐẦU

Cùng với sự phát triển của khoa học kỹ thuật, ngày nay trong lĩnh vực kỹ thuật hiện đại, việc chế tạo ra các bộ chuyển đổi nguồn có chất lượng điện áp cao, kích thước nhỏ gọn cho các thiết bị sử dụng điện là một yêu cầu tất yếu Bộ biến đổi DC-DC thường được sử dụng ở mạch một chiều trung gian của thiết bị biến đổi điện năng công suất vừa đặc biệt là các hệ thống phát điện sử dụng năng lượng tái tạo (sức gió, mặt trời,…) Cấu trúc mạch của bộ biến đổi vốn không phức tạp nhưng vấn đề điều khiển nhằm đạt được hiệu suất biến đổi cao và đảm bảo ổn định luôn là mục tiêu của các công trình nghiên cứu.Bởi bộ biến đổi là đối tượng điều khiển tương đối phức tạp vì mô hình của bộ biến đổi có tính phi tuyến.Chính quá trình làm việc của các thiết bị bán dẫn đã gây nên những hiện tượng có tính phi tuyến đó

Để giảm được các hiện tượng phi tuyến đó, cần có một phương pháp điều khiển các van bán dẫn sao cho giảm bớt được các yếu tố phi tuyến gây ra cho chúng, ảnh hưởng tới hoạt động của các bộ biến đổi

Vì vậy, mục đích nghiên cứu của đề tài là nâng cao chất lượng và hiệu suất của các

bộ biến đổi sử dụng thiết bị bán dẫn công suất Kết quả của đề tài là đề xuất được các giải pháp để khắc phục các ảnh hưởng phi tuyến này trong bộ biến đổi một chiều.Đối tượng nghiên cứu của đề tài là các bộ biến đổi, các phương pháp thiết kế điều khiển cho bộ biến đổi

Nội dung luận văn gồm 4 chương:

Chương 1: Tổng quan về các thiết bị bán dẫn công suất, trình bày về các đặc tính

đóng cắt của thiêt bị

Chương 2: Tính phi tuyến của các thiết bị đóng cắt bán dẫn công suất tới hoạt động của bộ biến đổi một chiều, trình bày tổng quan về các hiện tượng phi tuyến và ảnh

hưởng của thiết bị bán dẫn tới bộ biến đổi

Chương 3: Mô hình phi tuyến của các bộ biến đổi, trình bày một số phương pháp

giải quyết vấn đề phi tuyến trong bộ biến đổi

Chương 4: Kết quả mô phỏng

Để hoàn thành luận văn này tôi đã nhận được sự hướng dẫn tận tình trong suốt thời gian vừa qua của TS.Đỗ Mạnh Cường Do khả năng cũng như các nguồn tài liệu tham khảo còn hạn chế nên kết quả luận văn này vẫn còn nhiều thiếu sót Tôi mong nhận được nhiều ý kiến đóng góp hữu ích từ các thầy, cô cùng các đồng nghiệp để

có thể thấy rõ những điều cần nghiên cứu bổ sung, giúp cho việc xây dựng đề tài đạt

đến kết quả hoàn thiện hơn

CHƯƠNG I: TỔNG QUAN VỀ CÁC THIẾT BỊ ĐÓNG CẮTBÁN DẪN

CÔNG SUẤT

Các thiết bị bán dẫn công suất là một trong những yếu tố quan trọng nhất của điện tử công suất Chúng được sử dụng trong các bộ biến đổi công suất theo nguyên tắc đóng ngắt các van khi làm việc ở chế độ lý tưởng

- Các van bán dẫn hoạt động như một công tắc với hai chế độ đóng và ngắt: Khi đóng (cho dòng chạy qua) thì điện trở tương đương nhỏ, khi ngắt (không cho dòng chạy qua) thì điện trở tương đương lớn.Nhờ đó, tổn hao công suất trong quá trình làm việc bằng tích của dòng điện chạy qua với điện áp rơi trên phần tử sẽ có giá trị rất nhỏ

- Các van bán dẫn chỉ dẫn dòng theo một chiều khi phần tử được đặt dưới điện áp phân cực thuận Khi điện áp đặt lên phần tử phân cực ngược, dòng qua phần tử chỉ

có giá trị rất nhỏ, cỡ mA, gọi là dòng rò

Tuy nhiên, trong quá trình hoạt động các van bán dẫn thường xảy ra các hiện tượng phi tuyến nên hiệu suất của bộ biến đổi giảm Theo đặc tính lý tưởng của các van bán dẫn, mối quan hệ giữa dòng và áp là tuyến tính.Nhưng các van trong thực

tế lại không như mong muốn.Yếu tố chính quyết định hiệu suất của bộ biến đổi là tổn thất trên các van bán dẫn, được tính bằng tích của dòng điện chạy qua van bán dẫn với điện áp rơi trên van Chính vì vậy, khả năng đóng ngắt, khả năng chịu điện

áp và các đặc tính liên quan đến quá trình đóng cắt là những tính năng kỹ thuật cần nắm vững để hiểu rõ nguyên lý hoạt động của các van bán dẫn và các bộ biến đổi

1.1 Diode

Diode là phần tử được cấu tạo bởi một lớp tiếp giáp bán dẫn p-n Diode có hai cực, anot A nối với lớp bán dẫn kiểu p, catot K nối với lớp bán dẫn kiểu n Dòng điện chỉ chạy qua diode theo chiều từ A đến K khi điện áp UAK dương Khi UAK âm, dòng qua diode gần như bằng không

Đối với Diode công suất, yêu cầu cấu tạo của nó phải đáp ứng điều kiện là cho dòng điện lớn chạy qua (cỡ vài nghìn A), và chịu được điện áp ngược lớn (cỡ

vài nghìn V).Vì vậy, Diode công suất được cấu tạo thêm một lớp n- trong lớp n của lớp tiếp giáp p-n

Hình 1.1 Cấu tạo của một diode công suất

Hình 1.2 là ký hiệu của diode và đặc tính von-ampe của nó

Đặc tính von – ampe của diode thông qua quy luật, thể hiện tính phi tuyến của diode

𝐼𝐷 = 𝐼𝑆 𝑒𝑛 𝑈 𝑅𝑈 𝐷 − 1 (1.1) Trong đó: n – hệ số phát xạ (~1 với Ge, ~ 2 với Si)

IS: Dòng điện bão hòa( 10-6 – 10-15 A)

UD: Điện áp rơi trên diode

𝑈𝑅 = 𝑘𝑇 𝑞 ≈ 26𝑚𝑉 k: hằng số Boltzman= 1,38 10−23 (𝐽 𝐾) T: nhiệt độ diode (≈ 3000𝐾)

q: điện tích nạp = 1,6.10-19C Như vậy đặc tính V-I của diode phụ thuộc vào các yếu tố: Nhiệt độ, cấu tạo của diode Chính sự thay đổi của các yếu tố này sẽ làm cho tính phi tuyến của diode tăng trong quá trình đóng cắt

Ở điều kiện phân cực thuận, diện tích lớp tiếp giáp của diode giảm, điện trở tương đương nhỏ,độ sụt áp trên diode khoảng 0,7 V.Lúc này dòng thay đổi lớn nhưng độ sụt áp ít thay đổi Ở chế độ phân cực ngược, khi điện áp nằm trong một giá trị ngưỡng nhất định, thì dòng qua diodevẫn có giá trị rất nhỏ, gọi là dòng rò, khi đó diode cản trở dòng chạy qua theo chiều ngược lại Khi điện áp tăng đến điện

Vùng n- làm tăng khả năng chịu điện áp ngược, đồng thời làm tăng sụt áp khi dẫn dòng theo chiều thuận

áp ngưỡng Vngmax thì xảy ra hiện tượng dòng qua diode tăng đột ngột, tính chất cản trở dòng điện ngược của diot bị phá vỡ Khi đó, ta nói diode bị đánh thủng

Đặc tính đóng cắt là đặc tính quan trọng của diode Giản đồ đóng ngắt của diode được biểu diễn ở trên hình 1.3

Trước thời điểm t = 0, diode đang ở chế độ phân cực thuận, dòng qua diode có giá trị IF và điện áp trên diode có giá trị VF rất nhỏ Bắt đầu từ thời điểm t =0, đặt một điện áp ngược lên hai cực của diode, diode chuyển sang chế độ khóa Dòng điện qua diode lúc này giảm tuyến tính do lượng điện tích trong lớp tiếp giáp p-n chưa di chuyển hết ra ngoài Thời gian di chuyển của điện tích phụ thuộc tốc độ tăng của

dòng ngược di(t)/dt và lượng điện tích tích lũy, phụ thuộc giá trị dòng điện ngược

mà diode dẫn trước đó

Trong thời gian t2, dòng điện giảm về 0, lúc này các hạt điện tích được quét ra ngoài nhưng do còn tồn tại lượng điện tích tích lũy, dòng điện tiếp tục tăng theo chiều ngược với tốc độ tăng di/dt đến giá trị Irrm, rồi về không Thời gian phục hồi trr

=t2+t3 và điện tích phục hồi Qrr tương ứng với lượng điện tích phải dịch chuyển ra ngoài là hai thông số quan trọng của diode Tốc độ giảm dòng điện đột ngột về không sẽ quyết định lượng điện áp tăng Vrr Để giảm lượng điện áp tăng đột ngột

Hình 1.2 Ký hiệu và đặc tính von-ampe của diode

Dòng

rò

Ungmax

Độ sụt áp

đó, người ta sử dụng mạch snubber nhằm đảm bảo an toàn cho mạch Dòng điện phục hồi là nguyên nhân chính dẫn đến tổn hao đóng cắt

1.2 Thyristor

Đặc tính von-ampe của thyristor được thể hiện trong hình 1.4 Cũng như diode, sự thay đổi các yếu tố nhiệt độ, cấu tạo thyristor sẽ làm thay đổi đặc tính V-I của diode, thể hiện ngay tính phi tuyến trong quá trình hoạt động của chúng

Thyristor là phần tử gồm bốn lớp bán dẫn p-n-p-n, tạo ra ba tiếp giáp p-n, với 3 cực anot A, catot K, và cực điều khiển G

Thyristor có điện áp ngưỡng đối với cả chế độ thuận và ngược Có nhiều cách để mở thyristor như: tăng điện áp anode – catode lên đến khi đạt giá trị điện áp thuận lớn nhất, tăng tốc độ điện áp dv/dt hay tăng nhiệt độ lớp tiếp giáp hoặc cũng

có thể chiếu ánh sáng vào lớp tiếp giáp Tuy nhiên những cách này đều không được

áp dụng do có thể gây nên hiện tượng đánh thủng, phá hủy thyristor Do vậy, để mở thyristor an toàn ta có thể mở bằng cách đặt lên hai cực AK một điện áp dương,

Hình 1.3 Đặc tính đóng cắt của diode

đồng thời kích mở xung dòng IG Tuy vậy, khi thyristor đã dẫn thì không có khả năng tự ngắt

Đặc tính von-ampe của thyristor gồm hai phần, phần đặc tính thuận và phần đặc tính ngƣợc

a/ Mở thyristor

Để mở thyristor, ta đƣa một xung dòng điện có giá trị nhất định vào giữa cực điều khiển và catode Xung dòng điện điều khiển sẽ chuyển trạng thái của thyristor từ trở kháng cao sang trở kháng thấp ở mức điện áp anode – catode nhỏ Khi đó nếu dòng qua anode – catode lớn hơn dòng duy trì thì thyristor sẽ tiếp tục ở trong trạng thái

Hình 1.4 a) Cấu tạo và sơ đồ thay thế bởi hai transitor b) Đặc tính von- ampe của thyristor

(b)

J 1

J 3

J 2

mở dẫn dòng mà không cần đến sự tồn tại của xung dòng điều khiển Điều này có nghĩa là có thể điều khiển mở các thyristor bằng các xung có độ rộng nhất định, do

đó công suất của mạch điều khiển có thể rất nhỏ, so với công suất của mạch lực mà thyristor là một phần tử đóng cắt, khống chế dòng điện

Khi dòng vào cực điều khiển IG = 0, điện áp thuận đƣợc đặt lên thyristor sẽ có một dòng rò rất nhỏ chạy qua, do thyristor lúc này giống nhƣ hai diode mắc nối tiếp bị phân cực ngƣợc Nếu điện áp tăng lên đến một giá trị điện áp giới hạn (VFBV), thyristor sẽ chuyển sang chế độ dẫn Nếu tiếp tục tăng IG, điện áp thuận lớn nhất sẽ giảm, và đến khi IG = IG3 thì thyristor lúc này hoạt động giống nhƣ diode Dòng IL là dòng nhỏ nhất cần thiết để mở thyristor hoàn toàn, còn dòng IH là dòng duy trì để thyristor luôn mở Trong quá trình dẫn, nếu dòng IG bằng không và dòng qua anode giảm đến một giá trị giới hạn thì thyristor sẽ chuyển sang chế độ khóa thuận

Tuy nhiên, khi đặt một điện áp thuận lên thyristor mà chƣa cấp tín hiệu điều khiển vào cực G thì cần giới hạn tốc độ tăng điện áp dv/dt để tránh hiện tƣợng mở thyristor giả.Vì khi tốc độ tăng điện áp dv/dt biến thiến với tốc độ lớn sẽ tạo ra dòng điện ở lớp J2, giống nhƣ dòng Emitter của transitor để mở thyristor Khi thyristor đang ở chế độ dẫn, nếu tốc độ tăng dòng di/dt quá lớn, có thể gây ra sự phá hủy thiết bị do mật độ dòng điện ở các điểm dẫn quá cao

b/ Khóa thyristor

Khi đặt một điện áp ngƣợc lên anode – catode, theo cấu tạo bán dẫn của thyristor, nó sẽ giống nhƣ hai diode đƣợc mắc nối tiếp bị phân cực ngƣợc Qua thyristor sẽ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò ngƣợc( IRL) Khi điện

áp ngƣợc tăng đến một giá trị lớn nhất, sẽ xảy ra hiện tƣợng thyristor bị đánh thủng, dòng điện có thể tăng lên rất lớn Giống nhƣ ở đoạn đặc tính ngƣợc với diode, quá trình đánh thủng là quá trình không thể đảo ngƣợc đƣợc, nghĩa là nếu giảm điện áp ngƣợc xuống thì dòng cũng không thể giảm về mức dòng rò.Thyristor đã bị đánh thủng

Những thyristor mới ngày nay đƣợc chế tạo có thể chịu đƣợc điện áp lớn (vài KV) và dòng lớn (vài KA)

1.3 Thyristor khóa được bằng cực điều khiển, GTO ( Gate Turn-off Thyristor )

Dưới tác dụng của điện áp lưới, thyristor có thể khóa lại một cách tự nhiên trong các sơ đồ chỉnh lưu nên thyristor thường được sử dụng trong các mạch chỉnh lưu công suất nhỏ vài KW đến công suất cực lớn, vài trăm MW Tuy nhiên, với các ứng dụng bộ biến đổi xung áp một chiều, trong đó các van bán dẫn luôn bị đặt dưới điện áp một chiều thì điều kiện để khóa không còn nữa.Khi đó, việc sử dụng thyristor sẽ cần đến các bộ chuyển mạch cưỡng bức phức tạp, gây tổn hao lớn về công suất, giảm hiệu suất của các bộ biến đổi.Nên khi GTO ra đời, vấn đề chuyển mạch thyristor đã được giải quyết

GTO, như tên gọi của nó, nghĩa là khóa lại được bằng cực điều khiển, có khả năng đóng cắt các dòng điện rất lớn, chịu được điện áp cao giống như thyristor, là một van điều khiển hoàn toàn, có thể chủ động cả thời điểm khóa dưới tác động của tín hiệu điều khiển Do vậy, ưu điểm cơ bản của các van bán dẫn GTO là khả năng đóng cắt dòng điện lớn nhưng được điều khiển bởi các tín hiệu công suất nhỏ

GTO có cấu tạo gồm bốn lớp pnpn giống như thyristor thông thường

GTO được điều khiển mở bằng cách cho dòng vào cực điều khiển, giống như ở thyristor.Tuy nhiên, do cấu trúc bán dẫn khác nhau nên dòng duy trì của GTO cao hơn so với dòng duy trì của thyristor Do đó, dòng điều khiển phải có biên độ lớn hơn và duy trì trong thời gian lâu hơn để dòng qua GTO vượt xa giá trị dòng duy trì

Hình 1.5 a) Cấu trúc bán dẫn của GTO Mạch điện tương đương hai transitor

Tương tự như thyristor, khi GTO đã dẫn dòng thì không cần đến xung điều khiển nữa.Như vậy, GTO có thể mở bằng các xung ngắn, với công suất không đáng kể

Để ngắt GTO, xung dòng điện âm lớn được đưa vào cổng G – catode, với tốc độ tăng dòng diGQ/dt lớn hớn giá trị định mức, nó đẩy các hạt mang điện ra khỏi catode, tức ra khỏi emitor của transitor pnp và transitor npn sẽ không thể hoạt động

ở mức độ tái sinh Sau khi transitor npn tắt, transitor pnp sẽ hoạt động với cổng kích đóng ở trạng thái mở và linh kiện trở về trạng thái không dẫn điện Xung dòng để ngắt GTO phải có biên độ lớn, khoảng 20-25% biên độ dòng anode-catode.Điều đó

có nghĩa là với một GTO có giá trị dòng anode là 6000 A thì cần xung dòng có biên

độ 1500A

Khi GTO ngắt, dòng anode được đặt lên mạch snubber, tạo ra điện áp đỉnh VDSP

Hình 1.6 Đặc tính đóng cắt của GTO

Độ lớn của điện áp VDSP phụ thuộc vào tốc độ tăng dòng di/dt và mạch snubber.Nếu điện áp này lớn, GTO sẽ không thực hiện quá trình ngắt đƣợc.Khi GTO ngắt, điện

áp trên anode – catode sẽ tăng với tốc độ dv/dt không đổi.Khi điện áp đạt đến giá trị

điện áp đỉnh VDM, nó sẽ giảm xuống bằng với giá trị điện áp nguồn cung cấp Nhƣ theo đặc tính đóng cắt của dòng anode, sau khoảng thời gian ts dòng anode giảm đột ngột Tuy nhiên, sau thời gian khóa tgq, vẫn tồn tại khoảng thời gian trễ tt do các hạt điện tích vẫn chƣa đƣợc đƣa hết ra ngoài.Sau khoảng thời gian ts, điện áp trên cổng

G giảm đột ngột, và cuối cùng bằng với điện áp nguồn cung cấp cho mạch cổng điều khiển

Thời gian tgw là khoảng thời gian để ngắt dòng anode.Trong thời gian tgw, trở kháng mạch cổng điều khiển cần đƣợc duy trì và điện áp trên cổng G – catode cũng đƣợc phân cực ngƣợc nhằm đẩy hết các hạt điện tích dƣ ra ngoài.Nếu trở kháng mạch không đủ nhỏ, dòng điện ở cổng điều khiển sẽ tạo ra các hạt điện tích ở lớp bán dẫn, làm giảm điện áp phân cực ngƣợc ở cổng.Nhƣ vậy, sẽ xuất hiện điện áp đƣợc phân cực thuận giữa cực cổng G và catode, khi đó, việc khóa GTO sẽ không thực hiện đƣợc

1.4 Transitor công suất, BJT ( Bipolar Junction Tranziztor)

Không giống nhƣ Thyristor, transitor là phần tử bán dẫn có cấu trúc bán dẫn gồm ba lớp bán dẫn p-n-p hoặc n-p-n tạo nên hai tiếp giáp p-n Transitor có ba cực:

Hình 1.7 Mạch đệm Snubber cho GTO

bazo (B), colecto (C), và emito (E), tạo nên các dòng bazo IB, dòng colecto IC, dòng emitor IE Trong đó, dòng colecto được điều khiển bởi dòng điều khiển bazo

Mối quan hệ giữa dòng iC và dòng VBE là mối quan hệ phi tuyến, khi mà dòng iCđược quyết định bởi mối quan hệ: 𝑖𝐶 = 𝐼0𝑒𝑉𝐵𝐸𝑛 𝑉𝑇

Chế độ đóng cắt của transitor phụ thuộc vào các tụ ký sinh giữa các tiếp giáp B-E

và B-C, CBE và CBC.Nếu cho transitor đóng cắt một tải thuần trở Rt dưới điện áp +Vn điều khiển bởi tín hiệu điện áp từ -VB2 đến +VB1 và ngược lại, ta sẽ xét quá trình đóng cắt của transitor theo sơ đồ sau:

a Quá trình mở

Trong khoảng thời gian (1), BJT đang trong chế độ khóa với điện áp ngược –VB2

đặt lên tiếp giáp B-E.Quá trình mở BJT bắt đầu khi tín hiệu điều khiển nhảy từ -VB2lên mức VB1 Trong khoảng (2), tụ đầu vào, giá trị tương đương bằng Cin = CBE +

CBC, nạp điện từ điện áp –VB2 đến VB1 Khi VBE còn nhỏ hơn không, chưa có hiện tượng gì xảy ra đối với IC vàVCE Tụ Cin chỉ nạp đến giá trị điện áp ngưỡng mở

Hình 1.8 Cấu tạo và ký hiệu của transitor

V*của tiếp giáp B-E, cỡ 0,6 – 0,7V, bằng điện áp rơi trên diode theo chiều thuận, thì quá trình nạp kết thúc Dòng điện và điện áp trên BJT chỉ bắt đầu thay đổi khi UBE vƣợt quá giá trị không ở đầu giai đoạn (3) Khoảng thời gian (2) gọi là thời gian trễ khi mở, td(on) của BJT

Hình 1.9.Đặc tính đóng cắt của transitor

Trong khoảng (3), các điện tử xuất phát từ emitor thâm nhập vào vùng bazo, vƣợt qua tiếp giáp B-C làm xuất hiện dòng collecto.Các điện tử thoát ra khỏi colecto càng làm tăng thêm các điện tử đến từ emitor Quá trình tăng dòng IC, IE tiếp tục xảy

ra cho đến khi dòng bazo đã tích lũy đủ lƣợng điện tích dƣ thừa QB mà tốc độ tự trung hòa của chúng đảm bảo một dòng bazo không đổi:

𝐼𝐵1 =𝑉𝐵1 −𝑉∗

Tại điểm cộng dòng điện tại bazo, ta có IB1 = iC.BE + iC.BC + iB

Trong đó: iC.BE là dòng nạp của tụ CBE

iC.BC là dòng nạp của tụ CBC

iB là dòng đầu vào của transitor, iC = β.iB

Dòng colecto tăng dần theo quy luật hàm mũ, đến giá trị cuối cùng là IC(∞) = β.IB1 Tuy nhiên chỉ đến cuối giai đoạn (3), thì dòng IC đã đạt đến giá trị bão hòa, IC.bh, BJT ra khỏi chế độ tuyến tính và điều kiện iC= β.iC không còn tác dụng nữa Trong chế độ bão hòa cả hai tiếp giáp B-E và B-C đều được phân cực thuận Vì transitor làm việc với tải trở trên colecto nên điện áp trên colecto – emitor VCE cũng giảm theo cùng tốc độ với sự tăng dòng IC Khoảng thời gian (3) phụ thuộc vào độ lớn của dòng IB1, dòng này càng lớn thì thời gian càng ngắn

Trong khoảng (4), đuôi điện áp UCE tiếp tục giảm đến giá trị điện áp bão hòa cuối cùng, xác định bởi biểu thức:

VCE.bh = Vn – IC.bh.Rt (1.3) Thời gian (4) phụ thuộc quá trình suy giảm điện trở của vùng n-

và phụ thuộc cấu tạo của BJT

Trong giai đoạn (5), BJT hoàn toàn làm việc trong chế độ bão hòa

b Quá trình khóa BJT

Trong thời gian BJT ở trong chế độ bão hòa, điện tích tích tụ không chỉ trong lớp bazo mà còn cả trong lớp colecto.Tuy nhiên những biến đổi bên ngoài hầu như không ảnh hưởng đến chế độ làm việc của transitor

Khi điện áp điều khiển thay đổi từ VB1 đến –VB2 ở đầu giai đoạn (6), điện tích tích lũy trong các lớp bán dẫn không thể thay đổi ngay lập tức được Dòng IB

ngay lập tức sẽ có giá trị:

𝐼𝐵2 = 𝑉𝐵2 −𝑉∗

Lúc đầu các điện tích được di chuyển ra ngoài bằng dòng không đổi IB2 Giai đoạn

di chuyển kết thúc ở cuối giai đoạn (6) khi mật độ điện tích ở lớp tiếp giáp bazo – colecto giảm về bằng không và tiếp theo tiếp giáp này bắt đầu bị phân cực ngược Khoảng thời gian (6) gọi là khoảng thời gian trễ khi đóng, td(off)

Trong khoảng (7), dòng colecto IC bắt đầu giảm về bằng không, điện áp VCE sẽ tăng đến giá trị Vn Trong khoảng này BJT làm việc trong chế độ tuyến tính, trong đó dòng IC tỷ lệ với dòng bazo Tụ CBC bắt đầu nạp tới giá trị điện áp ngược, bằng Vn Trong giai đoạn này, tại điểm cộng dòng điện tại bazo:

IB2 = iC.BC - iBTrong đó, iC.BC là dòng nạp của tụ CBC, iB là dòng đầu vào của transitor Từ đó có thể thấy quy luật iC = β.iB vẫn được thực hiện Tiếp giáp B – C bị phân cực ngược, tiếp giáp B – E được phân cực thuận.Đến cuối khoảng (7) transitor mới khóa lại hoàn toàn

Trong khoảng (8), tụ bazo – emitor tiếp tục nạp tới điện áp ngược –VB2.Transitor ở chế độ khóa hoàn toàn trong khoảng (9)

Với các chế độ hoạt động của transitor như trên, transitor cần một giới hạn làm việc an toàn ( SOA) Khi đó các điểm làm việc cần nằm trong vùng biên để tránh hiện tượng phá hủy transitor

- QP: đường giới hạn transitor làm việc trong chế độ khóa

- PU: mỗi transitor đều có một giá trị điện áp VCE lớn nhất có thể chịu được Nếu vượt qua giá trị này, transitor sẽ bị phá hỏng

- UT: giới hạn hiệu ứng đánh thủng thứ hai của transitor

- TS: giới hạn công suất tức thời lớn nhất trên transitor P = VCEIC Giá trị này đã bỏ qua tổn hao công suất qua cực bazo, do tổn hao này rất nhỏ Do đó, giá trị này sẽ nhỏ hơn PMAX

- SR: đường giới hạn dòng rò IC(max)

- RQ: đường thể hiện đặc tính bão hòa của transitor

Hình 1.10: Vùng làm việc an toàn của transitor

1.5 Transitor trường, MOSFET

MOSFET là linh kiện đặc biệt quan trọng trong các ứng dụng có điện áp thấp, tần số cao.Không giống như transitor, MOSFET là linh kiện với các hạt mang điện cơ bản, cho phép điều khiển bằng điện áp với dòng điện điều khiển cực nhỏ.Cấu trúc của MOSFET được thể hiện trên hình 1.19 MOSFET có hai loại: NMOS và PMOS tương ứng với loại kênh N và loại kênh P

Đặc tính đóng cắt của MOSFET

Do là một phần tử với các hạt mang điện cơ bản, MOSFET có thể đóng cắt với tần số rất cao Tuy nhiên để có thể đạt được thời gian đóng cắt ngắn thì vấn đề điều khiển rất quan trọng.Cơ chế ảnh hưởng đến thời gian đóng cắt của MOSFET là

các tụ điện ký sinh giữa các cực

Hình 1.12 thể hiện các thành phần tụ điện ký sinh tạo ra giữa các phần trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET.Tụ điện giữa cực điều khiển và cực gốc CGS phải được nạp đến điện áp Vt trước khi dòng cực máng có thể xuất hiện.Tụ giữa cực điều

khiển và cực máng CDG có ảnh hưởng tới giới hạn tốc độ đóng cắt của MOSFET

Các tụ này có giá trị thay đổi tùy vào mức điện áp ảnh hưởng đến chúng: tụ CGD

thay đổi theo điện áp VDS giữa giá trị thấp CGDl và giá trị cao CGDh khi giảm điện áp

VDS

Hình 1.11 Cấu tạo của MOSFET

a) Quá trình mở

Xét quá trình mở MOSFET làm việc với tải

trở cảm.Trong đó, tải cảm là nguồn dòng nối song

song ngược với diode dưới điện áp một chiều

VDD MOSFET được điều khiển bởi đầu ra của

một vi mạch điều khiển dưới nguồn nuôi VCC nối

tiếp qua điện trở RGext Cực điều khiển có điện trở

nội RGint.Khi có xung dương ở đầu vào của mạch

điều khiển, đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ

VP đưa đến trở RGext

Như vậy, VGS sẽ tăng với hằng số thời gian

xác định bởi T1 = (Rdr + RGext + RGint)×(CGS +

CGDl), trong đó tụ CGD đang ở mức

thấp do điện áo VDS đang ở mức cao

Theo đồ thị, trong khoảng thời

Hình 1.12 Quá trình mở một MOSFET

a) Sơ đồ

b) Đồ thị dạng dòng điện

Hình 1.13 Dạng sóng quá trình mở MOSFET dưới ảnh hưởng của quá trình phục

hồi Diot D

gian từ 0 đến t1, tụ (CGS + CDSl) được nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng

Vt Trong khoảng này cả điện áp VDS lẫn dòng iD đều chưa thay đổi td(on) = t1 gọi là thời gian trễ khi mở Bắt đầu từ thời điểm t1 khi VGS đã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng cực máng iD bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp VDS vẫn giữ nguyên ở giá trị điện

áp nguồn VDD

Trong khoảng từ t1 đến t2, dòng iD tăng tuyến tính rất nhanh, đạt đến giá trị dòng tải.Từ t2 trở đi, khi VGS đạt đến mức, gọi là mức Miller, điện áp VDS bắt đầu giảm rất nhanh Trong khoảng từ t2 đến t4, điện áp VGS bị găm ở mức Miller, do đó dòng

iG cũng có giá trị không đổi Trong khoảng này, dòng điều khiển là dòng phóng cho

tụ CGD để giảm nhanh điện áp giữa cực máng và cực gốc VDS

Sau thời điểm t4, VGS lại tăng tiếp tục với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext +

RGint)×(CGS + CGDh) vì lúc này tụ CGD đã tăng đến giá trị cao VGS sẽ tăng đến gí trị cuối cùng, xác định giá trị thấp nhất của điện áp giữa cực gốc và cực máng, VDS =

D

b Quá trình khóa

Dạng sóng của quá trình khóa thể hiện trên hình 1.14 Khi đầu ra của vi mạch điều khiển xuống đến mức không VGS bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGint)×(CGS + CGDh) từ 0 đến t1 Tuy nhiên sau thời điểm t3 thì hằng số thời gian lại là T1 = (Rdr + RGext + RGint)×(CGS + CGDl) Từ 0 đến

t1 là thời gian trễ khia khóa tD(off), dòng điều khiển phóng điện cho tụ CGS và CGD Sau thời điểm t1 điện áp VSD bắt đầu tăng từ ID.RDS(on) đến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi đó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ Khoảng thời gian từ t2 đến t3 tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá

trị không đổi.Sau thời điểm t3 dòng ID bắt đầu giảm về không ở thời điểm t4.Từ t4MOSFET bị khóa hoàn toàn

1.6 Transitor có cực điều khiển cách ly, IGBT

IGBT là phần tử kết hợp khả năng đóng cắt nhanh của MOSFET và khả năng chịu tải lớn của transitor thường Về mặt điều khiển, IGBT gần như giống hoàn toàn với MOSFET, nghĩa là được điều khiển bằng điện áp, do đó công suất điều khiển yêu cầu cực nhỏ Hình 1.15 là cấu trúc bán dẫn của một IGBT

Hình 1.15 Cấu tạo bán dẫn của IGBT

Về cấu trúc bán dẫn, IGBT rất giống với MOSFET, điểm khác nhau là có thêm lớp p nối với colecto tạo nên cấu trúc bán dẫn p-n-p giữa emitor và colecto,

Hình 1.14 Quá trình khóa MOSFET a) Sơ đồ b) Dạng sóng

không phải là n-n như ở MOSFET.Có thể coi

IGBT tương đương với một transitor p-n-p với

dòng bazo được điều khiển bởi một MOSFET

Mối quan hệ giữa dòng IC và VCE khi

thay đổi giá trị đầu vào VGE thể hiện hình bên

Với mối quan hệ:

Để xét đặc tính đóng cắt của IGBT, ta khảo sát theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình 1.16.Trên sơ đồ IGBT đóng cắt một tải cảm có diode không D0 mắc song song.IGBT được điều khiển bởi nguồn tín hiệu với biên độ VG nối với cực điều khiển G qua điện trở RG.Trên sơ đồ CGC thể hiện các tụ ký sinh giữa cực điều khiển

và colecto, emitor

a Quá trình mở IGBT

Quá trình mở IGBT diễn ra rất giống với quá trình mở của MOSFET khi điện áo điều khiển đầu vào tăng từ không đến giá trị VG Trong thời gian trễ khi mởtd(on) tín hiệu điều khiển nạp điện cho tụ CGC làm điện áp giữa cực điều khiển và emitor tăng theo quy luật hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng VGE(th) ( khoảng 3 đến 5 V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra Dòng điện giữa colecto – emitor tăng theo quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I0 trong thời gian tr Trong thời gian tr điện áp giữa cực điều khiển và emitor tăng đến giá trị VGelxác định giá trị dòng I0 qua colecto Do diode D0 còn đang dẫn dòng tải I0 nên điện

áp VCE vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn một chiều Vdc Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai đoạn, tfv1 và tfv2 Trong suốt hai giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiển giữ nguyên ở mức VGel (mức Miller), để duy trì dòng I0, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ CGC IGBT vẫn làm việc trong chế độ tuyến tính.Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của diode D0, dòng

phục hồi của diode D0 tạo nên xung dòng

trên mức dòng I0 của IGBT.Điện áp VCE

bắt đầu giảm IGBT chuyển điểm làm

việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang

vùng bão hòa Giai đoạn hai tiếp diễn quá

trình giảm điện trở trong vùng thuần trở

của colecto, dẫn đến điện trở giữa colecto

– emitor về đến giá trị Ron khi khóa bão

hòa hoàn toàn, VCE.on = I0Ron

Sau thời gian mở ton, khi tụ CGC đã phóng

điện xong, điện áp giữa cực điều khiển và

emitor tiếp tục tăng theo quy luật hàm

mũ, với hằng số thời gian bằng CGCRG

b Quá trình khóa IGBT

Dạng điện áp, dòng điện của quá trình khóa thể hiện trên hình 1.17.Quá trình khóa bắt đầu khi điện áp điều khiển giảm từ VG xuống –VG Trong thời gian trễ khi khóa

td(off) chỉ có tụ đầu vào CGC phóng điện qua dòng điều khiển đầu vào với hằng số thời gian bằng CGCRG, tới mức điện áp Miller Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và emitor bị giữ không đổi do điện áp VCE bắt đầu tăng lên và do đó

tụ CGCbắt đầu đƣợc nạp điện Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho

tụ CGC nên điện áp UGE đƣợc giữ không đổi

Hình 1.16 Quá trình mở một IGBT

Điện áp VCE tăng từ giá trị bão hòa

VCE.on tới giá trị điện áp nguồn Vdc sau

khoảng thời gian trv Từ cuối khoảng trv

diode D0 bắt đầu mở ra cho dòng tải I0 ngắn

mạch qua, do đó dòng colecto bắt đầu giảm

Quá trình giảm diễn ra theo hai giai đoạn, tfi1

và tfi2 Trong giai đoạn đầu, thành phần dòng

i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn

IGBT suy giảm nhanh chóng về không Điện

áp UGC ra khỏi mức Miller và giảm về mức

điện áp điều khiển ở đầu vào –VG với hằng

số thời gian RG(CGC + CGE) Ở cuối khoảng

tfi1, VGE đạt mức ngưỡng khóa của MOSFET, VGE(th) tương ứng với việc MOSFET

bị khóa hoàn toàn Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của transitor p-n-p bắt đầu suy giảm Quá trình giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp

n- chỉ bị mất đi do quá trình tự trung hòa điện tích tại chỗ

Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần đúng bằng :

𝑄𝑜𝑓𝑓 = 𝑉𝑑𝑐 𝐼 0

Lớp n- trong cấu trúc bán dẫn của IGBT giúp giảm điện áp rơi khi dẫn, vid khi đó số lượng các điện tích thiểu số ( các lỗ trống) tích tụ trong lớp này làm giảm điện trở đáng kể Tuy nhiên các điện tích tích tụ này lại không có cách gì di chuyển

ra ngoài một cách chủ động được, làm tăng thời gian khóa của phần tử.So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương đương nhưng thời gian khóa dài hơn, cỡ 1 đến 5 µs

Thời gian khóa của IGBT có thể rút ngắn nếu thêm vào một lớp đệm n+, khi

đó, cấu trúc IGBT sẽ có thêm một thyristor ký sinh tạo từ 3 tiếp giáp bán dẫn p-n Trong cấu trúc này mật độ các điện tích dương, các lỗ trống suy giảm mạnh theo hướng từ các lớp p+ đến n- đến n+, điều này giúp quá trình tự trung hòa các điện tích

Hình 1.17 Quá trình khóa của IGBT

dương trong lớp n- xảy ra nhanh hơn Công nghệ này tạo ra các IGBT cực nhanh với thời gian khóa nhỏ hơn 2µs

1.7So sánh tương đối các phần tử bán dẫn công suất

Hình 1.30 thể hiện một cách tương đối sự so sánh giữa các phần tử bán dẫn công suất theo khả năng đóng cắt công suất (điện áp, dòng điện) và tần số làm việc

Từ đó cũng thấy được phạm vi làm việc của từng phần tử theo các dải điện áp, dòng điện và tần số khác nhau

Thyristor và GTO là những phần tử làm việc ở dải tần số thấp nhất, dưới 1KHz Thyristor được chế tạo cho khả năng đóng cắt về điện áp, dòng điện lớn nhất Phạm vi hoạt động về tần số với thyristor lại thấp nhất vì thời gian trễ mở, khóa của cấu trúc p-n-p tương đối lớn, trễ khi mở cỡ 5µs, khi khóa cỡ 10 đến 200µs Vì vậy các thyristor được ứng dụng chủ yếu trong các sơ đồ chỉnh lưu, trong

đó các van sẽ chuyển mạch tự nhiên dưới tác dụng của điện áp lưới xoay chiều, tần

số 50-60Hz GTO là bước cải tiến đáng kể về công nghệ chế tạo thyristor GTO có khả năng đóng cắt về công suất thấp hơn so với thyristor nhưng có tần số làm việc

Hình 1.18 So sánh tương đối giữa các phần tử bán dẫn

cao hơn do có khả năng khóa lại bằng cực điều khiển GTO được ứng dụng trong các bộ biến tần với công suất lớn hàng trăm kW đến cực lớn, hàng MW

Với tần số làm việc rất lớn, hơn 100kHz, chiếm vị trí độc tôn là các MOSFET.Tuy nhiên, do điện trở thuận khi dẫn dòng lớn nên MOSFET chỉ phù hợp với dòng điện cỡ 200A trở xuống và điện áp lưới 1000V

Các BJT có ưu thế hơn MOSFET ở dòng lớn hơn, tới 750A và khả năng chịu điện áp tốt hơn, tới 1500V.Tuy nhiên BJT đang dần bị thay thế bởi IGBT.IGBT có khả năng đóng cắt dòng điện tới 2000A và điện áp lưới tới 2000V Do khả năng điều khiển bằng điện áp, tần số đóng cắt của IGBT cao hơn nhiều so với BJT, đạt đến gần 100kHz Bước phát triển lớn nhất trong các phần tử bán dẫn công suất chính là sự phát triển các phần tử điều khiển bằng điện áp, kiểu MOSFET, nhưng có điện trở dẫn nhỏ, kiểu BJT hoặc Thyristor Các phần tử loại này như IGBT, MCT chiếm lĩnh dải tần số làm việc từ 1kHz đến 100kHz, điện áp tới 3kV và dòng điện tới 3000A như các GTO

Có thể thấy được sự phát triển đáng kinh ngạc trong công nghệ chế tạo các phần tử bán dẫn công suất qua các thông báo của các hãng chế tạo trong thời gian gần đây

CHƯƠNG II: TÍNH PHI TUYẾN CỦA CÁC THIẾT BỊ ĐÓNG CẮT BÁN

DẪN CÔNG SUẤT TỚI HOẠT ĐỘNG CỦA BỘ BIẾN ĐỔI MỘT CHIỀU

2.1 Cấu trúc mạch và nguyên lý làm việc của bộ biến đổi

2.1.1 Tổng quan về mạch điện tử công suất

Sự thay đổi chế độ làm việc của bộ biến đổi phụ thuộc vào tín hiệu điều khiển của mạch điều khiển van bán dẫn.Sự đóng ngắt các van sẽ ảnh hưởng trực tiếp tới điện

áp ra và các chế độ chuyển mạch Thông qua mạch điều khiển, các van được cấp tín hiệu điều khiển sẽ thay đổi theo chu kỳ đóng cắt, khi đó sẽ ảnh hưởng trực tiếp đến quá trình quá độ và xác lập của mạch Vì vậy, cấu trúc mạch và phương pháp điều khiển sẽ quyết định trực tiếp đến chế độ động học của mạch

2.1.1.1 Các bộ biến đổi công suất

Hầu hết các bộ biến đổi công suất đều có cấu trúc cơ bản của các bộ biến đổi kinh điển BUCK, BOOST, BUCK – BOOST, CUK, trong đócác van được đóng cắt với chu kỳ T thông qua mạch điều chế độ rộng xung.Diode đóng mở phụ thuộc vào trạng thái cuối của nó.Khi van S đóng, diode bị phân cực ngược nên giá trị điện cảm tăng.Khi van S ngắt, diode được phân cực thuận, quá trình ngắn mạch xảy ra.Lúc

Hình 2.1 Các bộ biến đổi:

a) Buck b) Boost c) Buck – Boost d) Boost - buck

này dòng điện qua L giảm Quá trình lặp đi lặp lại theo chu kỳ, vì vậy, hệ thống có thể được biểu diễn bằng các phương trình trạng thái, mỗi phương trình đặc trưng cho một trạng thái hoạt động của mạch Từ các cách đóng ngắt van bán dẫn, ta xây dựng được các phương trình trạng thái:

𝑥 = 𝐴1𝑥 + 𝐵1𝐸 : S đóng, D ngắt (2.1)

𝑥 = 𝐴2𝑥 + 𝐵2𝐸: S ngắt, D đóng (2.2) Trong đó 𝑥 = 𝑣𝑖𝑐

𝐿 ; E: điện áp vào; A, B: ma trận hệ thống Mặc dù vậy, vì chế độ dẫn của Diode được quy định bởi điều kiện cuối của nó, nên diode có thể tự khóa lại khi S đóng.Điều này xảy ra khi dòng diode giảm về không hay được gọi là chế độ gián đoạn, ngược với chế độ này là chế độ liên tục khi mà cả van S và diode đều làm việc ở điều kiện nghiêm ngặt Phương trình trạng thái cho trường hợp S ngắt và diode khóa:

𝑥 = 𝐴3𝑥 + 𝐵3𝐸 : S ngắt, D khóa (2.3) Trong thực tế việc lựa chọn giữa chế độ liên tục và gián đoạn đều phụ thuộc vào yêu cầu sản xuất.Chế độ liên tục phù hợp với các ứng dụng công suất lớn, với các ứng dụng công suất nhỏ, ta có thể lựa chọn chế độ gián đoạn.Với chế độ gián đoạn, việc thiết kế bộ điều khiển sẽ phức tạp nhưng đáp ứng động học nhanh hơn

Thông qua mạch điều khiển, tín hiệu điều khiển được cấp vào cực điều khiển của van S để mở van Khi đó, độ rộng xung được định nghĩa :

𝑑 = 𝑡𝑐

𝑇 (2.4) Trong đó, 𝑡𝑐 là khoảng thời gian mà van S dẫn điện Trong thực tế, độ rộng xung được điều khiển bởi một mạch điều khiểnnhằm duy trì điện áp ra trong dải ổn định khi tải thay đổi Ở chế độ xác lập, điện áp ra là một hàm đặc trưng của độ rộng xung

và điện áp vào Giả sử, để bộ biến đổi Buck làm việc trong chế độ liên tục cần cân bằng giá trị điện áp và thời gian mở xung cho van S sao cho điện cảm tích lũy và nhả năng lượng phù hợp thì phải thỏa mãn ở trạng thái xác lập:

𝐸 − 𝑉𝐶 𝐷𝑇 = 𝑉𝐶 1 − 𝐷 𝑇 𝑉𝐶 = 𝐷𝐸 (2.5)

Trong đó, các chữ cái viết hoa thể hiện giá trị xác lập của các giá trị tương ứng Với các bộ biến đổi khác:

Do đó, trong thực tế, người ta thường sử dụng phương pháp điều khiển dòng và điều khiển áp để đáp ứng được yêu cầu ổn định trong mạch

2.1.1.2 Điều khiển áp

Mạch vòng điều khiển áp cho bộ biến đổi Buck cho trong hình 2.2.Trong mạch phản hồi này, điện áp ra được so sánh với một giá trị đặt, sau đó, cấp cho mạch tạo tín hiệu xung điều khiển Với cách thức điều chỉnh này, sự sai khác giữa điện áp ra

𝑣𝐶 và điện áp đặt 𝑉𝑟𝑒𝑓được đo thông qua một khâu bù, khâu này sẽ tạo ra một tín hiệu điều khiển, 𝑣𝑐𝑜𝑛:

Trong đó, g là hàm được định nghĩa bởi khâu bù.Dựa vào tín hiệu điều khiển này

mà độ rộng xung sẽ được điều chỉnh để điện áp ra có sự chuyển tiếp tốt nhất.Với phương pháp điều khiển này, tín hiệu điều khiển sẽ được so sánh với một xung răng cưa, Vramp(t), tạo ra tín hiệu điều khiển các van Khi đó, Vramp(t) được tính theo công thức:

𝑉𝑟𝑎𝑚𝑝(𝑡) = 𝑉𝐿 + 𝑉𝑈 − 𝑉𝐿 (𝑇𝑡 𝑚𝑜𝑑 1) (2.9) Trong đó, VL và VU có thể cao hơn hoặc thấp hơn giá trị ngưỡng của tín hiệu dốc.Hình (2.2b) thể hiện mối quan hệ giữa tín hiệu điều khiển và tín hiệu dốc.Giả sử

tín hiệu điều khiển có hướng ngược với điện áp ra, khi đó, 𝑣𝑐𝑜𝑛𝑡 sẽ tăng khi điện áp

ra giảm và ngược lại Khi đó, điện áp ra có thể điều chỉnh được nhờ quy luật sau: 𝑆𝑤𝑖𝑡𝑐𝑕 = 𝑜𝑓𝑓 𝑘𝑕𝑖 𝑉𝑜𝑛 𝑘𝑕𝑖 𝑉𝑟𝑎𝑚𝑝(𝑡) ≤ 𝑣𝑐𝑜𝑛(𝑡)

Quy luật này có được nhờ một khâu so sánh ( Hình 2.2a) Vì vậy, độ rộng xung ở chu kỳ đóng ngắt thứ n, 𝑑𝑛 được tính bởi:

𝑣𝑐𝑜𝑛 𝑑𝑛 + 𝑛 𝑇 = 𝑉𝑟𝑎𝑚𝑝( 𝑑𝑛 + 𝑛 𝑇) (2.11) Như vậy, khi tín hiệu điều khiển tăng, thì độ rộng xung cũng tăng Do đó, hoạt động của bộ phản hồi điều chỉnh theo điện áp ra có thể được định dạng bởi một khâu bù

Hình 2.2 Bộ biến đổi Buck với vòng điều khiển áp

a) Mạch nguyên lý b) Dạng sóng của tín hiệu điều khiển và tín hiệu điện áp răng cưa

2.1.1.3 Điều khiển dòng

Trong mạch điều khiển dòng, vòng điều khiển dòng được bổ sung cho vòng điều khiển áp bên ngoài.Mục đích của vòng điều khiển này là đẩy giá trị dòng điện tiến gần với giá trị tín hiệu đặt được đưa ra bởi vòng điều khiển áp.Khi đó, đáp ứng của mạch sẽ nhanh hơn.Vòng điều khiển dòng thường được đáp ứng cho các bộ biến đổi Boost hoặc Buck – boost, đây là những bộ biến đổi thường có đáp ứng trễ lớn Nguyên lý làm việc của mạch: giả sử khóa S đang ở trạng thái mở bởi 1 xung nào đó

Hình 2.3 Bộ biến đổi BOOST với vòng điều khiển dòng

a) Sơ đồ nguyên lý

Dòng điện biến thiên theo chiều tăng, khi tăng đến một giá trị dòng đặt 𝐼𝑟𝑒𝑓, bộ so sánh sẽ điều chỉnh và khóa S đóng lại Dòng điện lúc này sẽ giảm Quá trình này được lặp lại khi xung tiếp theo mở khóa S Hình 2.3 thể hiện dạng sóng dòng điện Bằng cách kiểm tra dạng sóng, ta có thể xác định độ rộng xung ở chu kỳ thứ n:

𝑑𝑛 =𝐼𝑟𝑒𝑓 𝑑𝑛+𝑛 𝑇 −𝑖𝐿(𝑛𝑇)

Để điều chỉnh được điện áp ra, cần thêm một vòng lặp cho điều khiển áp Vòng điều khiển áp xác định sai số theo áp và điều chỉnh giá trị 𝐼𝑟𝑒𝑓theo Trong thực tế, vòng điều khiển dòng thường được lắp trong vòng điều khiển áp, nên đáp ứng sẽ nhanh hơn rất nhiều so với vòng điều khiển áp Vì vậy, khi đó có thể coi 𝐼𝑟𝑒𝑓là hằng số và thay đổi rất chậm khi nằm trong vòng điều khiển dòng

Như vậy, vòng điều khiển dòng sẽ hoạt động tốt hơn khi có dòng điện tham gia vào quá trình hoạt động.Tuy nhiên, trong thực tế, vòng điều khiển dòng không đạt được hiệu quả cao với bộ biến đổi Buck so với vòng điều khiển áp

2.1.1.4 Những hoạt động phức hợp

Các bộ biến đổi đều làm việc ở một chế độ nhất định (Chế độ 1) mà ở đó dạng sóng lặp lại một cách có chu kỳ với biên độ nhất định giống như các xung điều khiển Trong thực tế, các bộ biến đổi đều mong muốn hoạt động một cách ổn định ở bất kỳ trạng thái nào, dưới bất kỳ nhiễu tác động nào Tuy nhiên, chế độ 1 không đảm bảo được điều đó, bởi khi mạch đang làm việc ổn định thì nó cũng có thể chuyển sang làm việc ở thời điểm thứ n trong xung thứ n Như vậy, bộ biến đổi có thể làm việc ở n trạng thái, với những tham số mô hình có thể tác động tới trạng thái

ổn định của hệ thống Khi những tham số mô hình thay đổi, trạng thái làm việc của

hệ thống có thể thay đổi đột ngột từ trạng thái này sang trạng thái khác Hiện tượng

mà hệ thống làm việc mất ổn định và có một trạng thái làm việc khác thay thế được gọi là hiện tượng phân nhánh.Vì vậy, một bộ biến đổi được thiết kế làm việc ổn định thì nó vẫn có thể bị sai hỏng nếu có một tham số mô hình nào đó xảy ra, tác động đến hệ thống và tạo nên một trạng thái làm việc khác.Giả sử trạng thái làm việc mới là không mong muốn, biên giới phân nhánh sẽ xảy ra

Khi đó, một số câu hỏi được đặt ra:

1 Cái gì quyết định trạng thái làm việc của hệ thống đã cho?

2 Mạch được đảm bảo thực hiện như mong muốn?

3 Khi hệ thống bị sai hỏng ở trạng thái làm việc mong muốn, hệ thống sẽ như thế nào?

Để trả lời những câu hỏi này, chúng ta cần tìm hiểu nguyên lý thích hợp và những công cụ tương thích, những phân tích đơn giản.Nhưng quan trọng nhất, chúng ta phải định nghĩa được các hiện tượng cơ bản.Với những hệ thống phi tuyến, không

có phương pháp cụ thể, lý thuyết phù hợp với tất cả các hệ mà cần một phương pháp riêng cho từng hệ thống

2.2 Tổng quan các phương pháp cho các bộ biến đổi

2.2.1 Biến đổi phi tuyến thành tuyến tính

Hiện nay, việc giải quyết các vấn đề phi tuyến đang được quan tâm, người

ta đang tìm một phương pháp không nhất thống để giải quyết vấn đề thiết kế mạch: phương pháp trung bình, phương pháp quỹ đạo pha, điều khiển Lyapunop…Tuy nhiên, khi thiết kế một hệ thống điện tử công suất thì cần một phương pháp đơn giản và tối ưu nhất Trong quá trình thiết kế, độ chính xác còn cần được thỏa hiệp với các yêu cầu khác.Thiết kế cơ bản của một mạch điện tử công suất là khả năng đáp ứng trễ và khả năng làm việc ổn định, với những model có thể cho phép ứng dụng trực tiếp cho tín hiệu nhỏ.Vì vậy, những phương pháp tuyến tính đang trở nên

ưu việt hơn khi đáp ứng được yêu cầu tín hiệu nhỏ.Việc sử dụng phương pháp tuyến tính hóa sẽ phù hợp với các mạch điện tử công suất.Tuy nhiên, tính dự báo phi tuyến còn hạn chế

2.2.2 Những thiết kế phi tuyến

Trong thực tế, với những hệ thống phi tuyến thì phương pháp tuyến tính hóa là công

cụ hữu ích nhất để tuyến tính hóa hoạt động của hệ thống xung quanh điểm làm việc cân bằng Với những thiết kế phi tuyến ta thường ưu tiên phương pháp tuyến tính hóa, với các phương pháp sau:

1 Xấp xỉ trung bình thời gian liên tục

2 Xấp xỉ thời gian gián đoạn

và thiết kế.Những thiết kế xấp xỉ sẽ không tham gia vào quá trình tính toán chi tiết thời gian đóng ngắt mà tập trung xung quanh các chuyển động động học của hệ.Điều này sẽ phù hợp với đặc tính hóa cho các mạch điện tử công suất có vùng tần số làm việc thấp

Giả sử bộ biến đổi làm việc trong N chế độ Trong một chu kỳ đóng cắt,

một chế độ sẽ làm việc trong một khoảng thời gian Giả sử x là vecto trạng thái, d jlà một phần khoảng thời gian làm việc trong một chu kỳ, T là chu kỳ đóng cắt Khi đó,