ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN bán mù TRONG hệ THỐNG OFDM

viii DANH SÁCH CÁC HÌNH ..... Nhi u liên sóng mang ICI .... Thu t toán EM cho cấu trúc comb pilot ..... vi AWGN Additive White Gaussian Noise CSI Channel State Information DFT Dscrete Fo

iv

M C L C

QUY T Đ NH GIAO Đ TÀI

Lụ L CH KHOA H C i

L I CAM ĐOAN ii

L I C M N iii

M C L C iv

DANH SÁCH CÁC CH VI T T T vi

DANH SÁCH CÁC B NG viii

DANH SÁCH CÁC HÌNH ix

Ch ng 1:T NG QUAN 1

1.1 T ng quan chung v lĩnh vực nghiên c u, các k t qu nghiên c u trong vƠ ngoƠi n c đƣ công b : 1

1.2 M c đích c a đ tƠi 7

1.3 Nhi m v c a đ tƠi vƠ gi i h n đ tƠi 7

1.4 Ph ng pháp nghiên c u 7

Ch ng 2:C S Lụ THUY T 8

2.1 Kỹ thu t đi u ch phơn chia tần s trực giao OFDM 8

2.1.1 S đ kh i h th ng OFDM: 8

2.1.2 Ánh x đi u ch 9

2.1.3 u điểm - nh c điểm c a h th ng OFDM 10

 u điểm c a h th ng OFDM 10

 Nh c điểm c a h th ng OFDM: 11

2.2 Đặc tính kênh truy n vô tuy n trong h th ng OFDM 11

2.2.1 Sự suy gi m tín hi u (Attenuation) 11

2.2.2 Hi u ng đa đ ng 12

2.2.3 D ch Doppler 17

2.2.4 Nhi u AWGN 17

v

2.2.5 Nhi u liên ký tự ISI 17

2.2.6 Nhi u liên sóng mang ICI 18

2.3 c l ng kênh truy n bán mù 20

2.3.1 H th ng c l ng kênh truy n bán mù 20

2.3.2.1 S đ h th ng c l ng kênh truy n bán mù 20

2.3.2.2 Cấu trúc pilot đ c chèn vƠo d li u 22

2.3.2.3 Mô hình kênh truy n ITU s d ng cho Wimax di đ ng 25

2.3.2 ng d ng thu t toán EM (Expectation Maximization) cho c l ng kênh truy n bán mù 27

2.3.2.1 Gi i thi u thu t toán EM 27

2.3.2.2 Gi i thi u thu t toán LS 28

2.3.2.3 Gi i thu t Kalman s d ng cho c l ng kênh truy n 28

2.3.2.4 Áp d ng thu t toán EM vƠo c l ng kênh truy n 29

2.3.2.5 K t h p thu t toán EM v i thu t toán LS, Kalman để tính đáp ng tần s kênh truy n 31

1 c l ng theo tiêu chuẩn LS 31

2 K t h p thu t toán EM v i LS cho cấu trúc block pilot 32

3 Thu t toán EM cho cấu trúc comb pilot 33

Ch ng 3:CÁC K T QU MỌ PH NG 38

3.1 Gi i thi u 38

3.2 Đánh giá k t qu mô ph ng BER theo s lần lặp cho thu t toán EM 43

3.3 So sánh BER các ph ng pháp k t h p v i thu t toán EM 44

3.4 Đánh giá thu t toán EM khi d ch Doppler thay đ i 47

Ch ng 4:K T LU N VÀ H NG PHÁT TRI N 50

TÀI LI U THAM KH O 52

vi

AWGN Additive White Gaussian Noise

CSI Channel State Information

DFT Dscrete Fourier Transform

EGC Equal Gain Combining

EM Expectation Maximization

FEC Forward Error Correction

FFT Fast Fourier Transform

ICI Inter-Carrier Interference

IDFT Inverse Discrete Fourier Transform

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers IFFT Inverse Fast Fourier Transform

ISI Inter-Symbol Interference

ITU International Telecommunication Union

MIMO Multi-Input Multi-Output

MISO Multi-Input Single-Output

viii

DANH SÁCH CÁC B NG

B ng 2 1: Sự phơn b lũy tích đ i v i phơn b Rayleigh 15

B ng 2 2: Các giá tr tr i tr thông d ng 16

B ng 2 3: Mô hình kênh truy n indoor 27

B ng 2 4: Mô hình kênh truy n pedestrian 27

B ng 2 5: Mô hình kênh truy n vehicular 28

B ng 3 1: BER c a các tr ng h p lặp 300, 500, 700, 1000 lần 45

B ng 3 2: Giá tr BER c a các ph ng pháp c l ng kênh truy n k t h p thu t toán EM 47

B ng 3 3: Giá tr BER theo v n t c di chuyển trong các môi tr ng 49

ix

DANH SÁCH CÁC HÌNH

Hình 1.1 MSE vƠ BER v i đ dƠi kênh khác nhau 4

Hình 2 1: S đ kh i c a h th ng OFDM 10

Hình 2 2: B đi u ch vƠ gi i đi u ch 10

Hình 2 3: Quan h gi a t c đ ký tự vƠ t c đ bit ph thu c vƠo s bit trong m t ký tự 11

Hình 2 4: nh h ng c a môi tr ng vô tuy n lên suy gi m tín hi u 13

Hình 2 5: nh h ng c a môi tr ng vô tuy n lên hi u ng đa đ ng 14

Hình 2 6: Fading Rayleigh khi thi t b di đ ng di chuyển ( tần s 900MHz) 15

Hình 2 7: Tr i tr đa đ ng 17

Hình 2 8: L i d ch tần s gơy nhi u ICI trong h th ng OFDM 20

Hình 2 9: S đ h th ng c l ng kênh truy n bán mù 21

Hình 2 10: S p x p pilot d ng kh i 24

Hình 2 11: S p x p pilot d ng l c 25

Hình 2 12: Thu t toán EM cho cấu trúc block pilot m t ký tự 34

Hình 2 13: Thu t toán EM cho cấu trúc block pilot m t nhóm ký tự 35

Hình 2 14: Thu t toán EM k t h p LS v i cấu trúc comb pilot cho 1 ký tự OFDM 126

Hình 2 15: Thu t toán EM k t h p LS v i cấu trúc comb pilot cho 1 nhóm ký tự OFDM 37

Hình 2 16: Thu t toán EM k t h p LS vƠ Kalman v i cấu trúc comb pilot cho 1 ký tự OFDM 38

Hình 2 17: Thu t toán EM k t h p LS vƠ Kalman v i cấu trúc comb pilot cho 1 nhóm ký tự OFDM 39

x

Hình 3.1: L u đ ho t đ ng c a máy phát (1/2) 41

Hình 3.2: L u đ ho t đ ng c a máy phát (2/2) 42

Hình 3.3: L u đ ho t đ ng c a kênh truy n 43

Hình 3.4: L u đ ho t đ ng c a máy thu 44

Hình 3.5: So sánh s lần lặp trong thu t toán EM 46

Hình 3.6: So sánh BER các ph ng pháp k t h p thu t toán EM 48

Hình 3.7: BER theo v n t c trong môi tr ng Indoor vƠ Pedestrian 50

Các th h m ng không dơy k ti p đ c mong ch cung cấp cho các thuê bao

v i các d ch v đa ph ng ti n không dơy nh truy c p Internet t c đ cao, truy n hình di đ ng vƠ máy tính tích h p thi t b di đ ng, v v… Sự đòi h i các d ch v nƠy nhanh chóng tăng nhanh d n đ n yêu cầu các kỹ thu t truy n t c đ cao h n vƠ chất

l ng d ch v (QoS) cũng ph i tăng theo trong khi băng thông không đ c phép m

r ng Nh ng năm gần đơy, công ngh thông tin di đ ng th h th t (4G) ra đ i vƠ đang dần hoƠn thi n

c l ng kênh truy n lƠ thƠnh phần không thể thi u trong bất kì h th ng vô tuy n nƠo Khác v i m t m ng truy n d n có dơy, tín hi u kênh truy n trong thông tin vô tuy n b tác đ ng b i nhi u y u t nh : fading, nhi u x hay tán x do các công trình ki n trúc nằm gi a thi t b phát vƠ thi t b thu, t ng quan tín hi u do

nh h ng các kênh phát k nhau, nh h ng b i tần s phát k nhau gi a các kênh, nhi u xen kênh, … Do đó, th h thông tin di đ ng th hai đƣ dùng đa truy c p phơn chia theo th i gian TDMA (Time Devision Modulation Access), ng i ta đƣ s

d ng đ n ph ng pháp c l ng dùng chu i huấn luy n Hi n nay, các nghiên c u

v c l ng kênh truy n vô tuy n có thể phơn thƠnh ba lo i: c l ng kênh dựa vƠo chu i huấn luy n ( c l ng rõ), c l ng kênh mù vƠ c l ng bán mù Trong c l ng dựa trên chu i huấn luy n, gi s tín hi u phát đ c s p x p

g m các thông tin huấn luy n nh lƠ mƠo đầu c a chu i d li u, sau đó lƠ phần tín

hi u mang tin Nh ng tín hi u huấn luy n nƠy hoƠn toƠn đ c bi t phía thu vƠ

2

th ng có nh ng thi t k đặc bi t cho chu i huấn luy n nƠy Ph ng pháp c

l ng dựa trên huấn luy n có thể đ c thực hi n dựa trên hai lo i pilot lƠ d ng l c (comb) hoặc d ng kh i (block) [2] c l ng kênh truy n pilot d ng kh i dùng trong kênh truy n fading ch m; đi u nƠy gi s rằng hƠm truy n c a kênh truy n không thay đ i nhanh trên các ký tự phát đi c l ng kênh truy n pilot d ng l c

đ c dùng đ n khi kênh truy n thay đ i trong m t kh i ký tự phát

Đ i v i c l ng mù [4], ng i thi t k lo i b chu i huấn luy n, tín hi u

đ c khôi ph c nh căn c trên thông tin thu đ c ụ t ng chính c a thu t toán nƠy dựa vƠo th ng kê tín hi u Chẳng h n, n u phía phát truy n các chòm sao tín

hi u có tín đ i x ng v i các xác suất bi t tr c bằng nhau, thì b thu nh n lu ng kí

hi u có trung bình th ng kê bằng 0 Thêm vƠo đó, v i thông tin v t ng quan tín

hi u phát, giá tr t ng quan tín hi u thu cần tính có thể c l ng phần nƠo đó giá

tr kênh truy n Do v y, thông tin th ng kê cung cấp giá tr trung bình để c l ng kênh Nh lo i b kí hi u huấn luy n, gi i pháp nƠy cho hi u qu băng thông cao

nh ng u điểm c a thu t toán mù vƠ không mù Trong thực t , ng i thi t k k t

h p c hai ph ng pháp để gi m thiểu chu i huấn luy n c a ph ng pháp không

mù, vƠ tính thi t thực c a ph ng pháp mù để tính toánv i chi phí thấp h n Cách

ti p c n nƠy đ c g i lƠ bán mù (semi-blind) [5]

Cấu trúc pilot cũng nh h ng đáng kể t i vi c c l ng kênh truy n, vì

vi c c l ng kênh truy n ph thu c rất nhi u vƠo chu i huấn luy n pilot Kênh truy n b nh h ng b i rất nhi u d ng nhi u nh fading, doppler, suy gi m tín

hi u Nh ng tác nhơn nƠy s gơy bi n đ i rất l n đ n chu i pilot nh n đ c t i b

3

thu NgoƠi ra công suất phát cho pilot quá l n s nh h ng t i năng l ng tiêu t n

c a h th ng Do vi c xơy dựng cấu trúc pilot cũng lƠ m t y u quan tr ng cần quan tâm Tr c đơy, chu i ng u nhiên th ng đ c s d ng lƠm chu i huấn luy n Tuy nhiên chu i nƠy l i không đ t đ c t i u trong vi c c l ng kênh truy n do d

b nh h ng b i nhi u M t s bƠi báo, công trình khoa h c đƣ ch ra rằng chu i pilot cách đ u pha vƠ biên đ có thể kh c ph c đ c nh h ng c a nhi u vƠ duy trì công suất phát cho pilot m c chấp nh n đ c M t d ng khác c a chu i pilot đó

lƠ chu i pilot trực giao, các thƠnh phần sóng mang ph c a chu i đ c trực giao v i nhau thông qua quy trình trực giao Gram-Schmidt [6] Nh vƠo tính trực giao nên

nh h ng c a nhi u đƣ đ c kh c ph c Tuy nhiên công suất phát l i quá l n đ i

v i cấu trúc pilot d ng nƠy

M t s k t qu nghiên c u đƣ công b :

 Trong bài "Blind Channel Estimation Enhancement For MIMO - OFDM Systems Under High Mobility Conditions" [4] tác gi đƣ trình bày sự c i ti n c a các c l ng kênh mù trong h th ng OFDM đa anten ho t đ ng trên kênh fading ch n l c tần s Cách ti p c n không gian con, đƣ cho thấy hi u qu vƠ tính linh ho t c a nó so v i các

ph ng pháp c l ng kênh khác Vi c thực hi n các c l ng c i

ti n đƣ đ c đi u tra b i các mô ph ng máy tính K t qu cho thấy rõ

hi u qu c a thu t toán mƠ tác gi đ ra, cũng nh c i ti n nó dựa trên các kỹ thu t không gian con hi n có Phơn tích lý thuy t vƠ mô ph ng

k t qu cho thấy rằng thu t toán có hi u suất t t cho tr i ph Doppler cao

4

Hình 1.1 MSE vƠ BER v i đ dƠi kênh khác nhau

nh ng khi SNR v t quá 10dB thì chi u dƠi kênh lƠ 8 s t t h n

 Trong bài "Semi-blind MIMO-OFDM Channel Estimation based on ICA and Pilot Carriers" [6], tác gi đƣ đ xuất m t ph ng pháp c

l ng kênh truy n MIMO-OFDM bán mù hi u qu dựa trên ICA (Independent Component Analysis) và chu i pilot Các hoán v bất

đ nh v n có ICA đƣ đ c gi i quy t thƠnh công bằng cách ch p gi a

d li u vƠ chu i pilot H n n a, so v i ph ng pháp thông th ng, ICA ph c t p đƣ gi m đáng kể, đ chính xác vƠ t c đ h i t đƣ đ c

c i thi n bằng các ma tr n ti n c l ng riêng bi t Các k t qu mô

ph ng máy tính cũng ch ng minh hi u qu c a ph ng pháp đ xuất

 Trong bài "Joint Precoding Algorithm for OFDM Blind Channel Estimation" [3], tác gi đƣ đ xuất m t thu t toán ti n mƣ hóa Hadamard cho c l ng kênh mù trong h th ng OFDM trên kênh fading Rayleigh Đ án đ xuất xem xét c l i c l ng vƠ l i phát

hi n Vi c thực hi n các thu t toán đ xuất đƣ đ c đi u tra b i các

ch ng trình mô ph ng máy tính K t qu cho thấy rõ rƠng rằng t i SNR 30dB, ph ng pháp đ xuất có thể đ t đ c hi u suất BER t t

h n lên đ n 10-3 so v i các ph ng pháp thông th ng

 Trong "MIMO-OFDM Channel Estimation using Pilot Carries" [1],

ph ng pháp c l ng kênh truy n dựa vƠo APES vƠ GAPES đƣ đ c thực hi n v i ph ng pháp APASBCE vƠ nó cho thấy rằng có sự c i thi n trong các k t qu c a c l ng kênh bán mù s d ng các ch ng

ph ng pháo c l ng dựa trên các b l c trên K t qu so sánh cho thấy các ph ng pháo c l ng kênh truy n ph c t p có thể đ c thay

th bằng cách s d ng các ph ng pháp dựa trên v i các b l c mƠ đ

6

xuất lƠ ph ng pháp APASBCE Th i gian mô ph ng lƠ ít h n cho APASBCE dựa vƠo ph ng pháp c l ng kênh truy n APES vƠ GAPES vƠ h n n a b n chất thích nghi c a các ch ng trình dựa trên l c rất d dƠng để thực hi n Các ch ng trình có thể đ c thực hi n trong môi tr ng di đ ng vƠ trong các khu đô th n i mƠ có nhi u hi u ng vƠ fading Các ph ng pháp có thể đ c m r ng cho các h th ng đa ng i dùng MIMO, n i có s l ng nhi u d li u mất h n do sự giao thoa vƠ fading

 Trong bƠi "Gi i pháp s d ng b l c thích nghi Kalman cho h th ng c

l ng kênh truy n Wimax di đ ng" [12], bƠi báo đƣ phơn tích các b c

l ng thích nghi s d ng b l c Kalman vƠ Kalman m r ng (EKF) Các thông s mô ph ng dựa trên tiêu chuẩn 802 16e vƠ mô ph ng t i tần s

2 5GHz v i băng thông 20MHz BƠi báo đƣ mô ph ng ng d ng các b

c l ng thích nghi dựa vƠo b l c Kalman trong môi tr ng fading v i

v n t c di chuyển khác nhau (t ng ng v i đ d ch tần Doppler khác nhau) V i môi tr ng fading v i t c đ di chuyển thấp (môi tr ng indoor), B c l ng EKF cho k t qu t t nhất V i môi tr ng pedestrian, các b c l ng v n cho k t qu chấp nh n đ c v i đ d ch tần thấp (t c đ di chuyển ch m) V i đ d ch tần cao thì các b cơn bằng cho k t qu không t t vƠ có sai s l n V i nh ng u điểm vƠ h n ch c a

b l c thích nghi Kalman vƠ EKF, ngoƠi nh ng u điểm đ c đ xuất có thể nơng cao chất l ng h th ng, để kh c ph c nh ng nh c điểm c a

gi i thu t Kalman, bƠi báo đ xuất nên h n ch s d ng gi i thu t b l c thích nghi khi phát hi n môi tr ng fading quá nhanh, có thể k t h p gi a

b c l ng thích nghi vƠ truy n th ng vƠ s d ng linh ho t tùy đi u

ki n kênh truy n Đơy cũng lƠ m t trong nh ng h ng nghiên c u ti p theo c a bƠi báo nhằm kh c ph c đ c trong môi tr ng fading v i đ

d ch tần Doppler l n

7

 Trong lu n văn th c sỹ: "Hi u qu c a m u Pilot cho c l ng kênh truy n d n OFDM" [13], tác gi đƣ dùng m u pilot để c l ng kênh truy n theo thu t toán LS vƠ MMSE K t qu cho thấy thu t toán MMSE cho k t qu t t h n (BER lên đ n 10-5t i SNR 20)

1.2 M c đích c a đ tƠi

Tìm hiểu vƠ đánh giá gi i thu t c l ng kênh truy n bán mù s d ng thu t toán EM (Expectation Maximization) cho h th ng OFDM

1.3 Nhi m v c a đ tƠi vƠ gi i h n đ tƠi

Đ tƠi t p trung nghiên c u các gi i thu t c l ng kênh truy n bán mù s

d ng thu t toán EM cho mô hình h th ng OFDM trên kênh truy n bất bi n theo

th i gian

1.4 Ph ng pháp nghiên c u

Dựa trên c s d li u trực tuy n c a IEEE, tác gi s u t p các bƠi báo khoa

h c để nghiên c u, đánh giá các h th ng có s d ng gi i thu t c l ng kênh truy n bán mù dùng thu t toán EM đƣ đ c phát triển b i các nhƠ nghiên c u, giáo

s các Đ i h c, Vi n nghiên c u trên th gi i Căn c vƠo các gi i thu t đƣ phát triển, tác gi s triển khai h th ng để đánh giá gi i thu t c l ng kênh truy n bán

mù dùng thu t toán EM trong h th ng OFDM H th ng mô ph ng đ c thực hi n bằng phần m m Matlab

h n h p Các ký tự đi u ch sau đó s đ c chia thƠnh nhi u dòng d li u song song t c đ thấp h n nh b chuyển đ i n i ti p thƠnh song song (S/P: Serial/ Parrallel) Nh ng ký tự h n h p đ c đ a đ n đầu vƠo c a kh i IDFT Kh i nƠy s tính toán các m u th i gian t ng ng v i các kênh nhánh trong mi n tần s Sau

đó, kho ng b o v đ c chèn vƠo để gi m nhi u xuyên ký tự ISI do truy n trên các kênh di đ ng vô tuy n đa đ ng t o thƠnh các ký tự OFDM Các ký tự OFDM song song qua b chuyển từ song song sang n i ti p Sau cùng b l c phía phát đ nh d ng tín hi u th i gian liên t c s chuyển đ i lên tần s cao để truy n trên các kênh Trong quá trình truy n, trên các kênh s có các ngu n nhi u gơy nh h ng nh nhi u tr ng c ng AWGN, …

phía thu, tín hi u đ c chuyển xu ng tần s thấp vƠ tín hi u r i r c đ t

đ c t i b thu Kho ng b o v đ c lo i b vƠ các m u đ c chuyển từ mi n th i gian sang mi n tần s bằng phép bi n đ i DFT dùng thu t toán FFT Sau đó, tùy

vào s đi u ch đ c s d ng, sự d ch chuyển v biên đ vƠ pha c a các sóng mang nhánh s đ c cơn bằng bằng b cơn bằng kênh Các ký tự h n h p thu đ c s

đ c s p x p ng c tr l i vƠ đ c gi i mƣ Cu i cùng chúng ta s thu đ c dòng

d li u n i ti p ban đầu

9

Hình 2 1: S đô khôi của hê ̣ thông OFDM

2.3.2 Ánh x đi u ch

Hình 2.2: B đi u ch vƠ gi i đi u ch

Từng ký tự b bít s đ c đ a vƠo b mapper m c đích lƠ nơng cao dung

l ng kênh truy n M t ký tự b bit s t ng ng m t trong M = 2 b tr ng thái hay

b o v

P/S

+

AWGN n(t)

Gi i

đi u

Lo i b kho ng

10

 QPSK s d ng ký tự 2 bit (Dibit), Baund =R b/2

 8-PSK hay 8-QAM s d ng ký tự 3 bit (Tribit), Baund=R b/3

 16-PSK hay 16-QAM s d ng ký tự 4 bit (Quabit), Baund=R b/4

Hình 2 3: Quan h gi a t c đ ký tự vƠ t c đ bit ph thu c vƠo s bit trong m t ký

tự

S bit đ c truy n trong m t ký tự tăng lên (M tăng lên), thì hi u qu băng

thông Befficiency=R b /B T=log2(M)=b[bps/Hz] tăng lên, tuy nhiên sai s BER cũng s tăng lên

2.3.3 u đi m - nh c đi m c a h th ng OFDM

- S d ng kỹ thu t DFT để b sung vƠo các ch c năng đi u ch vƠ gi i đi u

ch lƠm gi m ch c năng ph c t p c a OFDM

- OFDM ít b nh h ng v i kho ng th i gian lấy m u h n so v i h th ng

đ n sóng mang

 Nh c đi m c a h th ng OFDM:

- Ký tự OFDM b nhi u biên đ v i m t kho ng đ ng l n Vì tất c các h

th ng thông tin thực t đ u b gi i h n công suất, tỷ s PARR cao lƠ m t bất

l i nghiêm tr ng c a OFDM n u dùng b khu ch đ i công suất ho t đ ng

mi n bƣo hòa đ u khu ch đ i tín hi u OFDM

- Mơt mat hiê ̣u suơt phổ do chen khoảng d ̣ tr ̃

- Nh y v i hi u ng tr i ph Doppler h n so v i h th ng đ n sóng mang

- Nhiễu pha do s ̣ không phôi h ̣p gi ̃a cac bô ̣ dao đô ̣ng ̉ may phat va may thu co thể ảnh h ̉ng nhiêu đên chơt l ̣ng hê ̣ thông

- Ph i có sự đ ng b chính xác v tần s vƠ th i gian, đă ̣c biê ̣t la tơn s

2.2 Đặc tính kênh truy n vô tuy n trong h th ng OFDM

2.2.1 Sự suy gi m tín hi u (Attenuation)

Sự suy gi m tín hi u lƠ sự suy hao m c công suất tín hi u trong quá trình truy n từ điểm nƠy đ n điểm khác Đi u nƠy có thể lƠ do đ ng truy n dƠi, do các tòa nhƠ cao tầng vƠ hi u ng đa đ ng Hình 2 4 cho thấy m t s nguyên nhơn lƠm

Trong đ ng truy n vô tuy n, tín hi u RF từ máy phát có thể b ph n x từ các

v t c n nh đ i, nhƠ c a, xe c …sinh ra nhi u đ ng tín hi u đ n máy thu (hi u

ng đa đ ng) d n đ n l ch pha gi a các tín hi u đ n máy thu lƠm cho biên đ tín

hi u thu b suy gi m Hình 2 5 ch ra m t s tr ng h p mƠ tín hi u đa đ ng có thể x y ra

Che khuất

Tr m di đ ng

Truy n thẳng Khúc x

Tán x

Ph n x Tán x

Tr m g c

13

Hình 2 5: nh h ng c a môi tr ng vô tuy n lên hi u ng đa đ ng

M i quan h v pha gi a các tín hi u ph n x có thể lƠ nguyên nhơn gơy ra nhi u có cấu trúc hay không có cấu trúc Đi u nƠy đ c tính trên các kho ng cách rất ng n (thông th ng lƠ m t n a kho ng cách sóng mang), vì v y đơy g i lƠ fading nhanh M c thay đ i c a tín hi u có thể thay đ i trong kho ng từ 10-30dB trên m t kho ng cách ng n Hình 2 6 mô t các m c suy gi m khác nhau có thể x y

15

Trong bất kỳ đ ng truy n vô tuy n nƠo, đáp ng ph không bằng phẳng do

có sóng ph n x đ n đầu vƠo máy thu Sự ph n x có thể d n đ n tín hi u đa đ ng

c a công suất tín hi u t ng tự nh tín hi u trực ti p gơy suy gi m công suất tín

hi u thu do nhi u ToƠn b tín hi u có thể b mất trên đ ng truy n băng hẹp n u không có đáp ng tần s x y ra trên kênh truy n Có thể kh c ph c bằng hai cách:

- Truy n tín hi u băng r ng hoặc s d ng ph ng pháp tr i ph nh CDMA nhằm gi m b t suy hao

- Phơn toƠn b băng tần thƠnh nhi u kênh băng hẹp, m i kênh có m t sóng mang, m i sóng mang nƠy trực giao v i các sóng mang khác (tín

hi u OFDM) Tín hi u ban đầu đ c tr i trên băng thông r ng, không có

ph x y ra t i tất c tần s sóng mang K t qu lƠ ch có m t vƠi tần s sóng mang b mất Thông tin trong các sóng mang b mất có thể khôi

ph c bằng cách s d ng các kỹ thu t s a l i thu n FEC

 Tr i tr (Delay Spread)

Tín hi u vô tuy n thu đ c từ máy phát bao g m tín hi u trực ti p vƠ tín hi u

ph n x từ các v t c n nh các tòa nhƠ, đ i núi…Tín hi u ph n x đ n máy thu

ch m h n so v i tín hi u trực ti p do chi u dƠi truy n l n h n Tr i tr lƠ th i gian

tr gi a tín hi u đi thằng vƠ tín hi u ph n x cu i cùng đ n đầu vƠo máy thu

Trong h th ng s , tr i tr có thể d n đ n nhi u liên ký tự ISI Đi u nƠy do tín

hi u đa đ ng b tr ch ng lấn v i ký hi u theo sau, vƠ nó có thể gơy ra l i nghiêm

tr ng các h th ng t c đ bit cao, đặc bi t lƠ khi s d ng ghép kênh phơn chia theo th i gian TDMA

16

Hình 2 7: Tr i tr đa đ ng

Hình 2 7 cho thấy nh h ng c a tr i tr gơy ra nhi u liên kí tự Khi t c đ bit truy n đi tăng lên thì m t l ng nhi u ISI cũng tăng lên m t cách đáng kể nh

h ng thể hi n rõ rƠng nhất khi tr i tr l n h n kho ng 50% chu kỳ bit (bit time)

B ng 2 2 đ a ra các giá tr tr i tr thông d ng đ i v i các môi tr ng khác nhau Tr i tr l n nhất môi tr ng bên ngoƠi xấp x lƠ 20μs, do đó nhi u liên kí tự

có thể x y ra đáng kể t c đ thấp nhất lƠ 25Kbps

B ng 2 2: Các giá tr tr i tr thông d ng

Môi tr ng Tr i tr Chênh l ch quƣng đ ng đi l n nhất c a tín

hi u Trong nhà 40ns ậ 200ns 12m ậ 60m

Bên ngoài 1μs ậ 20μs 300m ậ 6km

Nhi u ISI có thể đ c t i thiểu hóa bằng nhi u cách:

 Gi m t c đ ký tự bằng cách gi m t c đ d li u cho m i kênh (nh chia băng thông ra nhi u băng con nh h n s d ng FDM hay OFDM)

ra xa nhau thì tần s tín hi u thu đ c lƠ gi m xu ng Đơy g i lƠ hi u ng Doppler Kho ng tần s thay đ i do hi u ng Doppler tùy thu c vƠo m i quan h chuyển đ ng gi a ngu n phát vƠ ngu n thu vƠ c t c đ truy n sóng Đ d ch Doppler có thể đ c tính theo công th c:

c f

f  o



Trong đó: f lƠ kho ng thay đ i tần s c a tần s tín hi u t i máy thu

 lƠ t c đ thay đ i khác nhau gi a tần s tín hi u vƠ máy phát

o

f lƠ tần s tín hi u, c lƠ t c đ ánh sáng

D ch Doppler l i lƠ m t vấn đ nan gi i n u nh kỹ thu t truy n sóng l i nhi u

v i d ch tần s sóng mang (nh OFDM chẳng h n) hoặc lƠ t c đ t ng đ i gi a thu vƠ phát cao nh trong tr ng h p v tinh quay quanh trái đất quỹ đ o thấp

2.2.4 Nhi u AWGN

Nhi u t n t i trong tất c các h th ng truy n d n Các ngu n nhi u ch y u lƠ nhi u n n nhi t, nhi u đi n từ các b khu ch đ i bên thu, vƠ nhi u liên ô (inter-cellular interference) Các lo i nhi u nƠy có thể gơy ra nhi u liên kí tự ISI, nhi u liên sóng mang ICI vƠ nhi u liên đi u ch IMD (Inter-Modulation Distortion) Nhi u nƠy lƠm gi m t s tín hi u trên nhi u SNR, gi m hi u qu ph c a h th ng

VƠ thực t lƠ tùy thu c vƠo từng lo i ng d ng, m c nhi u vƠ hi u qu ph c a h

th ng ph i đ c lựa ch n

2.2.5 Nhi u liên ký tự ISI

18

Trong môi tr ng đa đ ng, ký tự phát đ n đầu vƠo máy thu v i các kho ng

th i gian khác nhau thông qua nhi u đ ng khác nhau Sự m r ng c a chu kỳ ký

tự gơy ra sự ch ng lấn gi a ký tự hi n th i v i ký tự tr c đó vƠ k t qu lƠ có nhi u liên ký tự (ISI) Trong OFDM, ISI th ng đ c p đ n nhi u c a m t ký tự OFDM

v i ký tự tr c đó Trong h th ng OFDM, để gi m đ c nhi u ISI, ph ng pháp

đ n gi n vƠ thông d ng nhất lƠ đ a vƠo ti n t lặp CP

2.2.6 Nhi u liên sóng mang ICI

Trong OFDM, ph c a các sóng mang ch ng lấn nh ng v n trực giao v i sóng mang khác Đi u nƠy có nghĩa lƠ t i tần s cực đ i c a ph m i sóng mang thì ph

c a các sóng mang khác bằng không Máy thu lấy m u các ký tự d li u trên các sóng mang riêng lẻ t i điểm cực đ i vƠ đi u ch chúng tránh nhi u từ các sóng mang khác Nhi u gơy ra b i các d li u trên sóng mang k c n đ c xem lƠ nhi u xuyên kênh (ICI) nh hình 2 8

ICI x y ra khi kênh đa đ ng thay đ i trên th i gian ký tự OFDM D ch Doppler trên m i thƠnh phần đa đ ng gơy ra d ch tần s trên m i sóng mang, k t

qu lƠ mất tính trực giao gi a chúng ICI cũng x y ra khi m t ký tự OFDM b nhi u ISI Sự l ch tần s sóng mang c a máy phát vƠ máy thu cũng gơy ra nhi u ICI trong

h th ng OFDM

19

Hình 2 8: L i d ch tần s gơy nhi u ICI trong h th ng OFDM

Vi c c l ng kênh lƠ cần thi t tr c khi gi i đi u ch tín hi u OFDM, b i

vì kênh vô tuy n lƠ ch n l c tần s vƠ bi n đ i theo th i gian trong h th ng thông tin di đ ng c l ng kênh đ c thực hi n ban đầu bằng vi c chèn Pilot (ký hi u hoa tiêu đƣ bi t tr c) vƠo chu i d li u theo d ng Block (kh i) hoặc d ng Comb (l c) tùy theo thu t toán đ c s d ng để c l ng

H th ng OFDM c l ng kênh dựa vƠo pilot đ c biểu di n trong hình 2 9 Thông tin nh phơn ban đầu đ c nhóm l i vƠ ánh x phù h p v i đi u ch ắtín hi u mapper” Sau đó đ a pilot vƠo tất c sóng mang v i chu kỳ c thể hoặc ch v i m t

s sóng mang c thể Kh i IDFT đ c s d ng để bi n đ i kh i d li u có chi u dƠi N{X(k)} ra tín hi u trong mi n th i gian theo công th c sau:

1 N

k

N kn j e k X N



21

Sau kh i IDFT, kho ng b o v đ c ch n ph i l n h n tr i tr mong mu n

đ c đ a vƠo h th ng để ch ng l i nhi u liên ký tự Băng thông b o v nƠy bao

g m thƠnh phần lặp l i m r ng c a ký tự OFDM để lo i b nhi u liên sóng mang (ICI) Kho ng b o v đ c thêm vƠo đ c mô t theo ph ng trình sau:

(2 2)

V i Ng lƠ chi u dƠi kho ng b o v

Tín hi u xf(n) sau khi bi n đ i từ d ng song song sang n i ti p b i kh i P/S s

đ c đ a qua kênh truy n có thể lƠ kênh phading ch n l c tần s , bi n đ i th i gian

vƠ đ c c ng thêm nhi u T i b thu, tín hi u nh n đ c:

V i w(n): nhi u AWGN, h(n): đáp ng xung kênh truy n

Đáp ng xung kênh truy n h(n) có thể đ c biểu di n:

Trong đó:

L: chi u dƠi đáp ng xung kênh truy n

: đáp ng xung ph c c a đ ng truy n th trong kênh truy n đa

(

1 ,,1,

,)()

(

N n

n x

N N n n

N x n

) ( ) ( ) ( )

) ( )

( L

l

l Tn

f N j l

l D

e h n

) (

)

(n y f n N g

V i:

(2 8)

Sau khi qua kh i DFT, tín hi u pilot đ c tách ra vƠ c l ng kênh H e (k) cho

nh ng kênh con đ t đ c trong kh i c l ng kênh Sau đó, d li u truy n đ c

0

) / 2 ( ) (

N

n

N kn j e n

)()()()()

(k X k H k I k W k

k N j L

D T

f j l

l l

l l

D

e T f

T f e

h k

1 0

)sin(

K k T f j L

l

N

k K K

l D

l D

e e

e N

K X h k

) ( 2 1

0

1 ,

1)()

) (

k H

k Y

X

e

e 

1,1,

23

a Block type pilot

Hình 2.10: S p x p pilot d ng kh i Cách s p x p pilot theo d ng kh i đ c mô t theo hình 2 10 Đ i v i d ng này, OFDM symbols có ch a pilot trên tất c sóng mang s đ c truy n đ nh kỳ theo m t th i gian nhất đ nh nhằm m c đích c l ng kênh truy n S d ng lo i pilot này, n i suy trong mi n th i gian s đ c thực hi n để c tính các kênh d c theo tr c th i gian Ký hi u StlƠ chu kỳ c a pilot symbols theo mi n th i gian Để theo dõi các đặc tính kênh thay đ i theo th i gian, chu kỳ c a pilot symbols ph i

th a mƣn bất ph ng trình sau:

Pilot d ng kh i thích h p đ i v i c l ng cho kênh truy n ch n l c tần s

Pilot d ng l c thích h p đ i v i c l ng cho kênh truy n fast- fading

c l ng kênh truy n s d ng chu i huấn luy n d ng l c đƣ đ c ch ng minh lƠ t t h n so v i pilot d ng kh i Trong c l ng kênh pilot d ng l c, NP là

s l ng tín hi u pilot đ c insert d ng uniform vƠo tín hi u truy n X(k) theo

ph ng trình sau:

V i L = s sóng mang con/NP, xp(m) lƠ giá tr c a sóng mang con pilot th m

)(

inf

0),

(

L l

data

l m

x p





V i YP(k) và XP(k) lƠ tín hi u ngõ ra vƠ ngõ vƠo t i sóng mang ph th k

2.3.2.3 Mô hình kênh truy n ITU s d ng cho Wimax di đ ng

Các mô hình kênh truy n thông th ng đ c phân thành 2 mô hình, mô hình

th ng kê và mô hình kinh nghi m Mô hình kinh nghi m dựa vào nh ng thông s đƣ

đo trong môi tr ng thực t trong khi mô hình th ng kê c l ng kênh truy n thông qua nh ng c l ng toán h c

Hai mô hình kinh nghi m đ c dùng ph bi n cho WiMAX lƠ mô hình kênh truy n SUI (Stanford University Interim) mô hình đ c dùng để mô ph ng h th ng IEEE 802 16-2004 (wimax c đ nh), và mô hình ITU (International Telecommunications Union) đ c phát triển theo khuy n cáo c a ITU-R M 1225

Mô hình nƠy đ c dùng để mô ph ng h th ng IEEE 802 16e 2005 (wimax di

tr và h s biên đ Tín hi u ngõ ra đ c xem nh lƠ t ng c a tất các tín hi u mà

đƣ b suy hao hay b tr c a tín hi u g c ban đầu Tap đầu tiên mô t cho tín hi u LOS (Light of Site) t ng ng v i tín hi u có biên đ l n nhất vƠ đ tr nh nhất,

có 3 mô hình khác nhau đ c s d ng để mô ph ng là mô hình trong nhà (indoor),

mô hình di chuyển c a ng i đi b (pedestrian) và mô hình di chuyển nhanh c a

ph ng ti n v n chuyển (vehicular)

)(

)()

(

k X

k Y k

H

p p

p  k 0,1,,N p 1

26

Mô hình kênh truy n ITU cho 3 môi tr ng indoor, pedestian vƠ vehicular nh sau và mô hình theo kinh nghi m là kênh truy n B đ c s d ng để mô t kênh truy n đa đ ng

B ng 2.3: Mô hình kênh truy n indoor

Tap

Kênh truy n A Kênhtruy n B

Tr (ns)

Công suất (dB)

Tr (ns)

Công suất (dB)

Công suất (dB)

Tr (ns)

Công suất (dB)

B ng 2.5: Mô hình kênh truy n vehicular

Tap Kênh truy n A Kênh truy n B

Tr Công Tr Công

ph c t p vì kênh truy n ch u tác đ ng c a nhi u tác nhơn th ng xuyên thay đ i nên vi c n i suy kênh truy n lƠ rất khó vì ta không bi t đ c quy lu t c a kênh truy n

2.3.2 ng d ng thu t toán EM (Expectation Maximization) cho c l ng kênh truy n bán mù

2.3.2.1 Gi i thi u thu t toán EM

Thu t toán EM đƣ đ c gi i thích và đ c đặt tên trong m t bƠi báo kinh điển năm 1977 b i Arthur Dempster, Nan Laird, và Donald Rubin Thu t toán EM đ c

bi t đ n r ng rƣi trong nhi u lĩnh vực nh x lý tín hi u, kinh t , các nghiên c u xƣ

h i h c, lâm sàng …

Thu t toán đ c s d ng để tìm các thông s maximum likelihood c a m t mô hình th ng kê trong tr ng h p các ph ng trình không thể gi i trực ti p Thu t toán EM lƠ m t ph ng pháp lặp để gi i quy t các vấn đ c l ng ML khi có sự hi n di n c a d li u không quan sát đ c

Thu t toán EM g m hai b c: B c tính kì v ng (E-step) vƠ b c tìm cực đ i (M-step)

Chúng ta có thể chia d li u hoƠn ch nh Z thƠnh hai thƠnh phần: Z = (X, Y), trong đó X là các d li u quan sát đ c nh ng không đầy đ và Y là các d li u ẩn

28

hoặc các d li u b mất Chúng ta s c g ng c l ng thông s Θ thông qua d

li u b mất

2.3.2.2 Gi i thi u thu t toán LS

N u ta kí hi u các đi u ki n kênh truy n là � hay �; tín hi u pilot kí hi u d ng vector là ; tín hi u nh n đ c d ng vector là Khi đó, b c l ng LS s t i thiểu hoá thông s sau đơy − �� − �� , trong đó, ( ) là kí hi u phép toán chuyển v liên h p ph c c l ng LS c a � đ c cho nh sau:

� = −1 = [( )] = 0, … , − 1 (2 15)

N u không dùng ki n th c v th ng kê kênh truy n, c l ng LS có thể tính toán đ c không quá ph c t p, nh ng ph ng pháp nƠy l i cho ra sai s trung bình

bình ph ng MSE l n

2.3.2.3 Gi i thu t Kalman s d ng cho c l ng kênh truy n

 v trí OFDM symbol đầu tiên (n=1)

Chúng ta xác đ nh đáp ng xung kênh truy n H1 dựa vƠo gi i thu t LS (least square) theo công th c sau:

Yp lƠ tín hi u pilot b thu XplƠ tín hi u pilot phía phát

 T i các v trí OFDM symbol khác (n >1): Chúng ta chia lƠm 4 b c:

( ) 1 , ( ) , 1 ( )

(n F n n K n n C n C n K n n C n Q n 

(2 21) )

()()()

(n Y n C n H n

) ( ) , 1 ( )]

( ) ( ) , 1 ( 1 1 )[

1 , ( ) , 1 ( ) ,

đ ng chéo chính lƠ các giá tr pilot

Q1(n) và Q2(n) lần l t lƠ ma tr n t ng quan c a nhi u ti n trình vƠ nhi u đo

đ c Trong quá trình mô ph ng, chúng ta ch n Q1=0 012*Id; Q2=0 1* Id

B c 3: chúng ta xác đ nh đáp ng xung kênh truy n t i sóng mang Pilot theo

ph ng trình sau: H(n1)F(n)H(n)G(n)(n) (2 24)

B c 4: Sau khi tính đ c đáp ng xung kênh truy n t i sóng mang Pilot, s

d ng ph ng pháp n i suy để tính đáp ng xung kênh truy n t i sóng mang data Trong lu n văn nƠy, ch y u s d ng ph ng pháp n i suy tuy n tính (linear interpolation) Cu i cùng sau b c nƠy, chúng ta s nh n đ c đáp ng xung kênh

truy n trên tất c các sóng mang

2.3.2.4 Áp d ng thu t toán EM vƠo c l ng kênh truy n

Gi s có nhi u Gauss tác đ ng, hƠm phơn b xác suất pdf c a Y(k) theo X(k)

vƠ H(k) đ c cho b i

, = 1

2�� 2 � − 1

2 � 2 − 2 (2 25)

30

Tín hi u phát đ c đi u ch QAM, các giá tr có thể có c a trong chòm sao là , 1≤ ≤ �, � là s kí tự c a đi u ch QAM Giá tr c a C thay đ i theo lo i đi u ch QAM V i gi s xác suất c a tất c các kí tự QAM đ u nh nhau, Hàm m t đ xác suất c a theo

= 1

2�� 2 �

�

=1 � −2�12 − 2 (2 26) Chúng ta cho rằng các kí tự OFDM nằm trong 1 khung Gi s kênh truy n tĩnh trong N kí tự OFDM

Ta đ nh nghĩa: Vector tín hi u nh n đ c là = 1 , … , , tín hi u phát đi lƠ = 1 , … ,

Theo thu t toán EM chúng ta đ nh nghĩa và ( , ) lƠ d li u ch a đầy đ vƠ

d li u đầy đ HƠm m t đ xác suất có đi u ki n c a d li u ch a đầy đ v i tác

đ ng đ c l p c a nhi u Gauss lên m i kênh truy n c a m i kí tự OFDM nh sau:

, = =1 ( ) , ( ) (2 27)

Vì v y hƠm loglikelihood c a d li u ch a đầy đ lƠ:

⁡ , = =1 ( ) , ( ) (2 28) HƠm loglikelihood c a d li u đầy đ (Y, X) là:

( ) Cho đ o hƠm c a biểu th c cu i cùng theo ( ) bằng 0, ta tìm đ c

c l ng LS có d ng rất đ n gi n vƠ thích h p v i nh ng ng d ng yêu cầu tính toán nhanh v i s phép tính t i thiểu