Điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ dùng biến tần đa bậc với common mode cực tiểu

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 1 CHƯƠNG 1: MỞ ĐẦU 1.1 .VỊ TRÍ BIẾN TẦN TRONG CÔNG NGHIỆP Với sự phát triển như vũ bão về chủng loại cũng như số lượng các bộ biến tần, ngày càng nhi

mode

3.5 Triệt giảm common mode thông qua việc lắp thêm tụ điện ngõ

vào bộ biến tần

3.5.1 Phương thức thực hiện

3.5.2 Kiểm chứng qua thực nghiệm

3.5.3 Những nhận định về triệt giảm C.M thông qua việc lắp thêm tụ điện ngõ vào bộ biến tần

TRONG BIẾN TẦN ĐA BẬC

4.1 Giới thiệu các phương án

4.2 Triệt bỏ hoàn toàn điện áp common mode

4.3 Triệt bỏ một phần điện áp common mode

4.3.1 Hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu NPC

4.3.2 Chiến lược giảm điện áp C.M

4.3.3 Thực Nghiệm

4.4 Kết luận

MODE TỐI ƯU, MÔ PHỎNG HỆ TRUYỀN ĐỘNG, ĐÁNH GIÁ

KẾT QUẢ MÔ PHỎNG

5.1 Giới thiệu phương án

5.2 Kỹ thuật triệt giảm common mode phối hợp giữa SVPWM và

CPWM

5.2.1 Giới Thiệu

5.2.2 Khối Tạo Tín Hiệu kích hoạt (Active Signal Generator)

5.2.3 Khối Tạo Hàm Offset (Offset Generator)

5.3 Mô phỏng hệ truyền động với common mode cực tiểu

5.3.1 Lựa chọn mạch động lực

5.3.2 Mô phỏng hệ truyền động

5.3.2.1 Khối xác định các cực trị

5.3.2.2 Khối Giới Hạn giá trị offset

5.3.2.3 Khối Hàm V r 0,ref

5.3.2.4 Khối định tỉ lệ thời gian đóng cắt K1, K2, K3

5.3.2.5 Khối Tính Toán Tạo Voffset

5.3.2.6 Khối Tính Common mode cực tiểu

KHIỂN DỰA THEO TỪ THÔNG ROTOR

6.1 Giới thiệu phương thức điều khiển dựa theo từ thông

6.1.1 Giới thiệu

6.1.2 So sánh với các phương thức phương thức điều khiển tốc độ

động cơ thông dụng

6.2 Thành lập mô hình các khối chứùc năng trong hệ điều khiển theo

từ thông

6.2.1 Nguyên lý chung

6.2.2 Phép chuyển đổi tọa độ

6.2.3 Mô hình toán học của động cơ

6.2.3.1 Lựa chọn động cơ cho hệ truyền động

6.2.3.2 Mô hình toán học của động cơ điện KĐB xoay chiều 3

pha

6.2.4 Sơ đồ khối hệ điều khiển theo từ thông

6.2.4.1 Sơ đồ khối phương pháp điều khiển vector trong động

cơ điện KĐB xoay chiều 3 pha

6.2.4.2 Chuyển đổi qua lại giữa hệ trục (a,b,c)  (α-β)

6.2.4.3 Chuyển đổi qua lại giữa hệ trục (d,q)  (α-β)

6.2.4.4 Ước lượng từ thông rotor

6.2.4.5 Mạch phân ly

6.2.4.6 Xác định hàm từ thông yêu cầu

6.3 Tính toán thông số cho các khối

6.3.1 Khối ước tính từ thông rotor

6.3.2 Khối chuyển đổi hệ trục toạ độ

6.3.3 Khối xác định giá trị từ thông và tốc độ yêu cầu

6.3.4 Khối phân ly các thành phần điều khiển

6.4 Mô phỏng hệ truyền động

6.4.1 Thiết lập sơ đồ mạch trong PSIM

6.4.2.1 Khối ước lượng từ thông rotor

6.4.2.2 Khối phân ly hai thành phần điều khiển

6.4.2.3 Các khối chuyển đổi

6.4.2.4 Mạch thay đổi chế độ tải

6.4.2 Mô phỏng hệ truyền động

6.5 Đánh giá kết quả mô phỏng - kết luận

- Kết luận và đề nghị + Summary

- Tài liệu tham khảo

- Phụ lục

- Thuật ngữ kỹ thuật

- Tóm tắt lý lịch trích ngang

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 1

CHƯƠNG 1: MỞ ĐẦU

1.1 VỊ TRÍ BIẾN TẦN TRONG CÔNG NGHIỆP

Với sự phát triển như vũ bão về chủng loại cũng như số lượng các bộ biến tần, ngày càng nhiều thiết bị điện – điện tử sử dụng các bộ biến tần, trong đó một bộ phận đáng kể sử dụng biến tần phải kể đến chính là bộ biến tần điều khiển tốc độ động cơ điện

Trong thực tế có rất nhiều hoạt động trong công nghiệp có liên quan đến tốc độ động cơ điện Đôi lúc có thể xem sự ổn định của tốc độ động cơ mang yếu tố sống còn của chất lượng sản phẩm, sự ổn định của hệ thống …

ví dụ: doa xi-lanh, máy ép nhựa làm đế giầy, cán thép, hệ thống tự động pha trộn nguyên liệu, máy ly tâm định hình khi đúc … Vì thế, việc điều khiển và ổn định tốc độ động cơ được xem như vấn đề chính yếu của các hệ thống điều khiển trong công nghiệp

Điều chỉnh tốc độ động cơ là dùng các biện pháp nhân tạo để thay đổi các thông số nguồn như điện áp hay các thông số mạch như điện trở phụ, thay đổi từ thông … Từ đó tạo ra các đặc tính cơ mới để có những tốc độ làm việc mới phù hợp với yêu cầu của phụ tải cơ Có hai phương pháp để điều chỉnh tốc độ động cơ:

Biến đổi các thông số của bộ phận cơ khí tức là biến đổi tỷ số truyền chuyển tiếp từ trục động cơ đến cơ cấu máy sản xuất

Biến đổi tốc độ góc của động cơ điện Phương pháp này làm giảm tính phức tạp của cơ cấu và cải thiện được đặc tính điều chỉnh, đặc biệt linh hoạt khi ứng dụng các hệ thống điều khiển bằng điện tử Vì vậy, bộ biến tần được sử dụng để điều khiển tốc độ động cơ theo phương pháp này Ngoài ra cần phân biệt điều chỉnh tốc độ với sự tự động thay đổi tốc độ khi phụ tải thay đổi của động cơ điện

Như tên gọi, bộ biến tần sử dụng trong hệ truyền động, chức năng chính là thay đổi tần số nguồn cung cấp cho động cơ để thay đổi tốc độ động

cơ nhưng nếu chỉ thay đổi tần số nguồn cung cấp thì có thể thực hiện việc biến đổi này theo nhiều phương thức khác, không dùng mạch điện tử Trước kia khi công nghệ chế tạo linh kiện bán dẫn chưa phát triển, người ta chủ yếu sử dụng các nghịch lưu dùng máy biến áp Ưu điểm chính của các thiết

bị dạng này là sóng dạng điện áp ngõ ra rất tốt (ít hài) và công suất lớn (so với biến tần hai bậc dùng linh kiện bán dẫn) nhưng còn nhiều hạn chế như:

- Giá thành cao do phải dùng máy biến áp công suất lớn

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 2

- Tổn thất trên biến áp chiếm đến 50% tổng tổn thất trên hệ thống nghịch lưu

- Chiếm diện tích lắp đặt lớn, dẫn đến khó khăn trong việc lắp đặt, duy tu, bảo trì cũng như thay mới

- Điều khiển khó khăn, khoảng điều khiển không rộng và dễ bị quá điện áp ngõ ra do có hiện tượng bão hoà từ của lõi thép máy biến áp

Ngoài ra, các hệ truyền động còn nhiều thông số khác cần được thay đổi, giám sát như: điện áp, dòng điện, khởi động êm (Ramp start hay Soft start), tính chất tải … mà chỉ có bộ biến tần sử dụng các thiết bị bán dẫn là thích hợp nhất trong trường hợp này

1.2 BIẾN TẦN ĐA BẬC

Hình 1.1: Hệ thống truyền động biến tần - động cơ điện không đồng bộä

Động cơ điện không đồng bộä

a) Hệ thống truyền động biến tần đa bậc - động cơ điện không đồng bộä

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 3

Khái niệm hai bậc xuất phát từ quá trình điện áp giữa một đầu pha tải (điểm a, b hoặc c với điểm 0 trong hình 1.1) của nguồn một chiều thay đổi giữa hai bậc khác nhau (tương ứng trong sơ đồ hình 1.1 là +Udc/2 và –Udc/2) Điều này dẫn đến dV/dt khá lớn và hiện tượng điện áp common mode rất nghiêm trọng (xem chương 2) Để khắc phục điều này người ta sử dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc (Multi-level Voltage Source Inverter: VSI), do tính phổ dụng có thể gọi là biến tần đa bậc (Multi-level Inverter) Đây là một phương pháp điều chế có nhiều ưu điểm khi sử dụng ở điện áp cao và công suất lớn Các nhược điểm vừa nêu trong biến tần hai bậc có thể được khắc phục khi sử dụng bộ biến tần đa bậc Cụ thể khi xét một hệ thống truyền động biến tần - động cơ điện không đồng bộä với thông số động cơ P = 800 kW; 4.16 kV; 60 Hz; cosφ = 0,8 có sơ đồ khối như hình 1-1 và Udc = 6 kV, sau khi thực hiện việc đo đạt các thông số thực tế, khi thay đổi số bậc của biến tần dùng trong hệ truyền động, ta có kết quả như sau:

Hình 1.2: Các đặc tính của bộ biến tần đo đạt trên một trên hệ truyền động

thực tế

Số bậc của biến tần

Hình 1.2 a: Tổng độ méo dạng do hài

Hình 1.2 b: Giá trị điện kháng dùng trong bộ lọc

Hình 1.2 c: Công suất truyền qua bộ nghịch lưu (Pcond) trên công suất tổn hao do đóng cắt (Psw)

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 4

- Sóng dạng điện áp ngõ ra sẽ gần sin hơn (minh hoạ qua hình 1.1 b), hay tổng lượng hài sẽ giảm nhanh theo số bậc (hình 1.2 b)

- Trị số điện cảm Lf trên mạch lọc nhỏ hơn (với cùng một bộ lọc), dẫn tới tổn hao cũng như đặc tính điện áp ngõ ra sẽ được cải thiện hơn (hình 1.2 a)

- Tổn hao do đóng cắt giảm (Psw giảm) trong khi công suất truyền tải qua hệ lại tăng (Pcond tăng), minh hoạ qua hình 1.2 c

Với những ưu điểm vượt trội như trên, biến tần đa bậc được sử dụng ngày một rộng rãi trong công nghiệp Để tăng tính thuyết phục, luận án sẽ chọn biến tần đa bậc để thiết kế hệ truyền động động cơ không đồng bộ dùng bộ biến tần

1.3 VẤN ĐỀ ĐIỆN ÁP COMMON MODE (C.M)

Khi thiết kế và thi công bộ biến tần dùng trong hệ điều khiển tốc độ động cơ điện có rất nhiều các vấn đề cần phải quan tâm, cụ thể như:

Trị hiệu dụng của các thành phần hài của điện áp ngõ ra bộ biến tần Tổn hao trong cuộn dây stator, rotor do thành phần hài tăng lên cụ thể là tác dụng của sóng hài bậc cao làm tăng dòng điện từ hoá lõi thép

Tổn hao do dòng xoáy và từ trễ

Từ trường đập mạch, từ trường nghịch

Công suất bộ biến tần : với công suất lớn không thể sử dụng các bộ biến tần hai bậc

Giao thoa điện từ (EMI) do các biến thiên

dt

dV

C và

dt

dI

L lớn Độ giảm phẩm chất cách điện theo thời gian nhanh hơn do

dt

dV

C lớn v.v…

Hình 1.3: Common-Mode trong bộ biến tần – động cơ

Icm

Dòng common mode

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 5

Ngoài các yếu tố kể trên, từ năm 2000 đến nay đã có rất nhiều các đề tài, bài viết của nhiều tác giả có uy tín được đăng tải trên các tạp chí lớn như IEEE … bàn về vấn đề điện áp C.M Hình 1.3 trình bày hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu dạng diode kẹp (NPC) Trong cấu trúc này, điện áp

C.M được xác định là điện thế giữa trung tính bộ dây stator “s” và nối đất của hệ thống “g” (trên hình 1.4) gọi là vsg Điện áp này được cấu thành bởi

vsn và vng Điện áp vng, điểm giữa của nguồn Udc, có thể thay đổi tuỳ theo cách nối đất của biến áp nguồn, trình bày trên hình 1.3 Điện thế điểm giữa của nguồn một chiều của bộ biến tần với điểm trung tính của bộ dây stator động cơ vsn có thể được diễn tả theo hàm đóng cắt của các linh kiện trong bộ nghịch lưu NPC (sa, sb, sc) theo điều kiện phụ tải cân bằng

Theo [2], tác giả đã tìm ra được mối quan hệ giữa độ bào mòn ổ đỡ với điện áp C.M Cụ thể là thể tích của lượng kim loại bị bào mòn ổ đỡ tỷ lệ với năng lượng do điện áp C.M đặt trên ổ đỡ Điện áp này xuất hiện chủ yếu do các biến thiên dV/dt trên bộ biến tần sử dụng các khoá điện tử

Ngoài việc bào mòn các ổ đở trong động cơ, dòng rò C.M (Icm) còn có khả

năng gây đóng cắt sai trên các relay bảo vệ dòng tác động nhanh

1.4 NHỮNG VẦN ĐỀ SẼ KHAI TRIỂN TRONG LUẬN VĂN

Việc bào mòn ổ đỡ do điện áp C.M đã quá rõ ràng, như vậy cần thiết phải triệt bỏ nó Ứng với mỗi phương thức điều khiển trong bộ biến tần, sẽ có cách triệt giảm tương ứng, do đó cần thiết phải lựa chọn một phương thức điều khiển cho phù hợp mới có thể đạt hiệu quả cao trong việc triệt giảm C.M cho hệ thống biến tần - động cơ Trong thực tế cũng có rất nhiều phương thức điều chế sử dụng trong nghịch lưu áp 3 pha, như SVPWM, CBPWM, DPWM, PWM kinh điển… mỗi phương án đều có những ưu nhược riêng, không có phương án nào là tối ưu trên mọi phương diện Chính vì vậy, nên đề tài sẽ đưa ra một phương pháp kết hợp nhằm thiết kế bộ điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ dùng biến tần đa bậc với C.M cực tiểu nhưng vẫn giữ được các đặc tính ưu việt vốn có của hệ truyền động

out

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 6

vì nguồn xoay chiều thì ở đâu cũng có và cấu tạo động cơ một chiều thì phức tạp do đó giá thành cao, chi phí cho vận hành và bảo dưỡng sửa chữa lớn … Vì vậy, hiện nay những nhà thiết kế hệ thống điều khiển tự động đều chuyển sang sử dụng động cơ xoay chiều rotor lồng sóc trong các hệ thống điều tốc có khả năng thay đổi một cách linh hoạt theo yêu cầu thực tiễn của thiết bị

Hình 2.1: Hệ thống truyền động biến tần – động cơ sử dụng khoá bán dẫn

Với những hệ thống công suất nhỏ, các nhà thiết kế hiện nay cũng còn một loại động cơ khác đáng để lựa chọn: đó là động cơ bước Ưu điểm nổi bật của động cơ bước là có tốc độ rất chuẩn và dễ điều khiển theo một chương trình định trước Tuy nhiên hiện nay vấn đề công suất chính là trở ngại lớn khi muốn thiết kế hệ thống tự động điều khiển sử dụng động cơ bước, vì vậy hiện nay trong công nghiệp chủ yếu người ta sử dụng hệ thống biến tần – động cơ không đồng bộ Hình 2.1 trình bày một hệ truyền động động cơ không đồng bộ - biến tần điển hình Trong hệ này, một bộ nghịch lưu gồm 6 transistor chuyển nguồn một chiều sức điện động E sang điện áp

3 pha cung cấp cho động cơ điện xoay chiều không đồng bộ Để kích dẫn các khoá transistor, hiện nay với các bộ biến tần đa bậc người ta thường sử

Mạch điều khiển

Encoder

Giải mã

Động cơ khơng đồng bộ 3 pha

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 7

dụng kỹ thuật xử lý số tín hiệu (Digital Signal Proccesing - DSP) Trên hệ này, người ta sử dụng các vi mạch chuyên dụng trong DSP cũng như trong điều chế để điều khiển chế độ đóng cắt của các khoá bán dẫn nhằm thay

đổi tốc độ động cơ thông qua việc thay đổi tần số nguồn cung cấp f 1

2.2 CÁC NGUYÊN TẮC ĐIỀU KHIỂN TỐC ĐỘ ĐỘNG CƠ ĐIỆN TRONG HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KĐB - BIẾN TẦN ĐA BẬC

Khi đưa vào bộ dây quấn của động cơ điện không đồng bộ (KĐB) xoay chiều 3 pha một sức điện động hình sin xoay chiều 3 pha thì nó sẽ tạo

ra từ trường quay với tốc độ đồng bộ:

* f 1 là tần số nguồn 3 pha cung cấp cho động cơ không đồng bộ

* p là số đôi cực từ của bộ dây quấn stator

Từ công thức tính tốc độ động cơ đã trình bày ở phần trên, có thể thay đổi tốc độ động cơ điện xoay chiều không đồng bộ 3 pha theo các phương pháp sau:

 Thay đổi tần số nguồn cung cấp f1 :

Với sự phát triển như vũ bão của công nghệ chế tạo vi mạch số khả lập trình và linh kiện công suất lớn, các bộ biến tần tạo sóng sin ngày càng một hoàn thiện với giá thành ngày một thấp … đã tạo nên chỗ đứng vững chắc cho động cơ điện xoay chiều không đồng bộ 3 pha trong hệ thống cần có sự điều chỉnh và ổn định tốc độ Sử dụng các bộ biến tần điều khiển tốc độ động cơ cho phép thay đổi tốc độ động cơ trong một khoảng rộng và trơn, có bảo vệ quá tải, khởi động “êm” (ramp start) … Bên cạnh việc thay đổi tần số của nguồn điện cung cấp, phương pháp này cần phải thay đổi cả điện áp

U, vì ngoài quan hệ (2.1), trong động cơ không đồng bộ xoay chiều 3 pha

còn có quan hệ giữa M t , U 1 và f 1

 Thay đổi số đôi cực từ p:

Thông thường người ta sử dụng các bộ chuyển mạch cơ khí để đổi nối giữa các cuộn dây trong bộ dây quấn stator hay thay đổi giữa hai bộ dây quấn trên cùng lõi thép kỹ thuật điện ở stator nhưng có cấu trúc khác nhau về số đôi cực từ nhằm thay đổi số đôi cực từ p để thay đổi tốc độ từ trường quay Khi thay đổi số đôi cực ta chú ý rằng số đôi cực ở stator và rotor là như nhau Nghĩa là khi thay đổi số đôi cực ở stator thì ở rotor cũng phải thay đổi theo Do đó rất khó thực hiện cho động cơ rotor dây quấn, nên phương pháp này chủ yếu dùng cho động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc và loại

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 8

động cơ này có khả năng tự biến đổi số đôi cực ở rotor để phù hợp với số đôi cực ở stator Đối với động cơ có nhiều cấp tốc độ, mỗi pha stator phải có

ít nhất là hai nhóm bối dây trở lên hoàn toàn giống nhau Do đó càng nhiều cấp tốc độ thì kích thước, trọng lượng và giá thành càng cao Vì vậy trong thực tế thường dùng tối đa là bốn cấp tốc độ

 Thay đổi điện trở phụ trên mạch rotor:

Đây là phương pháp điều chỉnh tốc độ đơn giản và chỉ được sử dụng đối với các động cơ không đồng bộ rotor quấn dây (vì phải có bộ dây quấn ở rotor thì mới có thể đưa vào các điện trở điều chỉnh tốc độ thông qua việc thay đổi độ trượt s

 Thay đổi điện áp trên bộ dây quấn stator động cơ:

Đây là phương thức có thể ứng dụng chung cho tất cả các loại động

cơ điện Đối với động cơ không đồng bộ xoay chiều 3 pha, khi thay đổi giá trị điện áp đi k lần, moment thay đổi đến k2 lần, do đó thay đổi được tốc độ động cơ (công thức 2.3) Nghĩa là khi điện áp giảm đi 0,7 lần thì moment giảm đến (0,7)2 = 0,49 lần (hơn một nửa)

 Bằng cuộn kháng bão hoà:

Đây là một hình thái biến tướng của phương thức thay đổi điện áp trên bộ dây quấn stator động cơ Cuộn kháng bão hoà là thiết bị điện từ có trị số điện kháng biến đổi được Nguyên tắc làm việc là sử dụng một nguồn năng lượng nhỏ thay đổi độ từ hoá của lõi thép, từ đó thay đổi điện áp đặt trên bộ dây quấn stator động cơ

Nếu so với các phương án thay đổi điện trở phụ trên mạch rotor; thay đổi điện áp trên bộ dây quấn stator động cơ; sử dụng cuộn kháng bão hoà … thì phương án thay đổi số đôi cực từ p sử dụng các bộ chuyển mạch cơ khí để thay đổi số đôi cực nhằm thay đổi tốc độ động cơ có vẻ thông dụng hơn

do những ưu điểm là rẻ tiền và làm việc với độ tin cậy cao nhưng nhược điểm lớn nhất của chúng là khoảng thay đổi tốc độ hẹp, không trơn (nhảy cấp) và không ổn định được tốc độ (một yêu cầu rất quan trọng hiện nay cho hệ truyền động điều tốc động cơ) Do vậy, ở đây đề tài chỉ nghiên cứu hệ thống điều tốc thông dụng nhất đó là các hệ thống điều tốc sử dụng các bộ biến tần với thiết bị đóng cắt bán dẫn

2.3 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ DÙNG CHO BIẾN TẦN ĐA BẬC

Hiện nay trên thực tế có rất nhiều phương thức điều chế được sử dụng trong biến tần đa bậc, nhưng thông dụng nhất phải kể đến hai phương thức:

- Phương thức điều chế vector không gian (Space Vector PWM: SVPWM)

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 9

- Phương thức độ rộng xung dùng sóng mang (Carrier Based PWM: CBPWM)

2.3.1 Cấu trúc biến tần đa bậc

Bộ nghịch lưu trên hình 2.1 chỉ chứa 2 khoá bán dẫn trên mỗi nhánh pha tải, được gọi là nghịch lưu áp hai bậc (two-level VSI), được áp dụng ở điện áp vừa và công suất nhỏ Khái niệm hai bậc xuất phát từ quá trình điện áp giữa một đầu pha tải (điểm a, b hoặc c trong hình 2.1) với điểm O (hình 2.1) của nguồn một chiều thay đổi giữa hai bậc khác nhau (tương ứng trong

sơ đồ hình 2.1 là +E/2 và –E/2) Điều này dẫn đến dV/dt khá lớn và hiện tượng điện áp C.M rất nghiêm trọng (xem chương 3)

(c)

Hình 2.2: Nghịch lưu áp năm bậc

Để khắc phục điều này người ta sử dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc (Multi-level Voltage source: VSI) minh hoạ trên hình 2.3 (a) và (d) Để cho đơn giản, có thể hiểu bộ nghịch lưu áp đa bậc chính là bộ nghịch lưu áp hai bậc như trên hình 2.1 nhưng thay thế một khoá transistor bằng nhiều khoá

E/4 E/2 E/4 E/4

-E/4 -E/2 -E/4

a) Dạng NPC b) Chiến lược đóng cắt theo APOD c) Sóng mang và điện áp chủ đạo hình sin

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 10

như hình 2.2 (a) Bốn khoá bán dẫn được đóng cắt theo chương trình dựa trên việc so sánh với tín hiệu chủ đạo hình sin như trên hình 2.2 (b) Chương trình này được nạp vào phần mềm điều khiển đóng cắt giữa các khoá bán dẫn điều khiển việc đóng cắt trên các khoá này để sóng dạng điện áp ra ở mỗi pha được trình bày trên hình 2.2 (c) Rõ ràng khi quan sát trên các mức

so sánh trên hình 2.2 (b), bộ biến tần này có 5 mức điện áp trên mỗi pha nếu

so với điểm 0 của nguồn DC Đó là các mức: 0, E/4, E/2, –E/4, –E/2 Vì vậy,

đây là bộ nghịch lưu áp 5 bậc Để được sóng dạng điện áp ngõ ra như trên

hình 2.2 (c), người ta đóng cắt các khoá transistor theo phương thức SPWM (xem phần cuối của chương 2) như bảng I Trong bảng này, sự thay đổi trạng thái đóng cắt của các tiếp điểm SW1, SW2, SW3, SW4 sẽ tạo nên sự thay đổi ở ngõ ra Vout theo các mức 2E, E, 0, -E, -2E Xếp chồng các kết quả này lại ta sẽ có điện áp ngõ ra như Hình 2.2 (b)

BẢNG I: TRÌNH TỰ ĐÓNG CẮT CÁC KHOÁ SWi THEO PHƯƠNG THỨC SPWM

Dựa vào cấu trúc mạch động lực, người ta phân biến tần đa bậc theo cấu trúc cơ bản của mạch động lực trong bộ nghịch lưu đa bậc như sau:

2.3.1.1 Cấu trúc nghịch lưu dạng Cascade (cascaded inverter):

Hình 2.3: Nghịch lưu áp năm bậc dạng cascade

Sử dụng các nguồn một chiều riêng, thích hợp trong trường hợp sử dụng nguồn một chiều có sẵn, ví dụ dưới dạng bình diện, battery Biến tần dạng Cascade gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu một pha ghép nối tiếp, các bộ nghịch lưu áp dạng cầu một pha này có các nguồn một chiều riêng

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 11

Bằng cách kích đóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ba mức điện áp (-U, 0, U) được tạo thành Sự kết hợp hoạt động của n bộ nghịch lưu áp trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên n khả năng mức điện áp theo chiều âm (-U, -2U, -3U, -4U, …, -nU ), n khả năng mức điện áp theo chiều dương (U, 2U, 3U, 4U, …, nU) và mức điện áp 0 Như vậy, bộ nghịch lưu áp dạng cascade gồm n bộ nghịch lưu áp một pha trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lưu (2n +1) bậc

Để dễ hiểu hơn, hãy xem các khoá bán dẫn như những công tắc cơ khí Dễ dàng nhận thấy ở mỗi nhánh pha trong biến tần cascade được cấu thành từ việc ghép nối tiếp các cầu H (nghịch lưu áp một pha hình chữa H) nối tiếp nhau, và cứ bao nhiêu nhánh pha thì ghép song song bấy nhiêu dãy Minh hoạ trên hình 2.3

Hình 2.4: Đơn giản hoá sơ đồ pha A trên hình 2.3

Từ lý luận này dễ dàng chuyển đổi mạch điện trên hình 2.3 hay một nghịch lưu đa bậc bất kỳ dạng cascade trở nên đơn giản hơn như hình 2.5

Do cấu trúc như trên nên ta thấy biến tần đa bậc dạng cascade có số linh kiện tham gia ít hơn các dạng khác, việc điều khiển cũng dễ dàng hơn

do các nhóm cầu H đều giống nhau về mặt cấu trúc từ đó dễ module hoá Vấn đề cân bằng về điện áp liên lạc một chiều cũng không xảy ra Do đó có thể nói đây là dạng biến tần đa bậc thông dụng nhất Tuy nhiên dạng này cần nhiều nguồn một chiều

Hình 2.5: Đơn giản hoá sơ đồ biến tần n bậc dạng cascade

Pha A

Neutral

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 12

2.3.1.2 Cấu trúc nghịch lưu chứa cặp diode kẹp (Neutral Point Clamped Multilevel Inverter: NPC):

Sử dụng thích hợp khi các nguồn một chiều tạo nên từ hệ thống điện xoay chiều Bộ nghịch lưu đa bậc chứa các cặp diode kẹp có một mạch nguồn một chiều được phân chia thành một số cấp điện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi các tụ điện mắc nối tiếp Trình bày trên hình 2.6

Giả sử nhánh mạch một chiều gồm n nguồn có độ lớn bằng nhau mắc nối tiếp Điện áp pha-nguồn một chiều có thể đạt được (n+1) giá trị khác nhau và từ đó bộ nghịch lưu được gọi là bộ nghịch lưu áp (n+1) bậc.Ví dụ chọn mức điện thế 0 ở cuối dãi nguồn, các mức điện áp có thể đạt được gồm (0, U, 2U, 3U, …, nU) Điện áp từ một pha tải (ví dụ pha a) thông đến một vị trí bất kỳ trên, nhờ cặp diode kẹp tại điểm đó (ví dụ D1, D1’) Để điện áp pha - nguồn DC đạt được mức điện áp nêu trên (Ua0 = U), tất cả các linh kiện bị kẹp giữa hai diode (D1, D1’) – gồm n linh kiện mắc nối tiếp liên tục kề nhau, phải được kích đóng, các linh kiện còn lại phải được khoá theo nguyên tắc kích đối nghịch Như hình vẽ trên, tạo ra sáu mức điện áp pha – nguồn DC nên mạch lưu đa bậc Với dạng biến tần này, có thể xác định số

tổ hợp vector điện áp như sau: gọi l là số nhánh pha (phase leg); N là số bậc

trong nghịch lưu, số tổ hợp vector điện áp cấu thành nghịch lưu là Nl Ví dụ hai bậc với 3 nhánh pha là 23 = 8 tổ hợp; ba bậc với 3 nhánh pha là 33 = 27 tổ hợp …

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 13

Bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng diode kẹp cải tiến dạng sóng điện áp tải và giảm đột biến điện áp trên linh kiện n lần Với bộ nghịch lưu ba bậc, dv/dt trên linh kiện và tần số đóng cắt giảm đi một nửa Tuy nhiên với n > 3, mức độ chịu đột biến về điện áp trên các diode sẽ khác nhau Ngoài ra, cân bằng điện áp giữa các nguồn một chiều (áp trên tụ) trở nên khó khăn, đặc biệt khi số bậc và điện áp làm việc tăng cao

2.3.1.3 Cấu trúc phối hợp (Cascaded Diode-Clamped/H-bridge Inverter: DCH Inverter)

Hình 2.7 trình bày một cấu trúc biến tần phối hợp giữa Cascade và NPC, cụ thể là kết hợp giữa biến tần dạng NPC ba bậc và kết nối cascade giữa các cầu H năm bậc

2.3.1.4 Cấu trúc dùng tụ điện thay đổi (Flying Capacitor Inverter)

Hình 2.8: trình bày một cấu trúc biến tần dùng tụ điện thay đổi

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 14

Ơû đây số tụ tham gia càng nhiều theo chiều tăng của số bậc biến tần

Ưu điểm chính của bộ biến tần dạng này là:

- Khi số bậc cao không cần dùng bộ lọc

- Có thể điều tiết công suất tác dụng và phản kháng từ đó có thể điều tiết việc phân bố công suất trong lưới có dùng biến tần

Nhưng bên cạnh vẫn còn một số nhược điểm sau:

- Số lượng tụ công suất lớn tham gia trong mạch nhiều dẫn đến giá thành tăng và độ tin cậy giảm

- Việc điều khiển sẽ rất khó khăn khi số bậc của biến tần tăng cao

2.3.1.5 Nhận xét về các dạng sơ đồ nghịch lưu đa bậc:

Trong các dạng sơ đồ vừa nêu tuy mỗi sơ đồ đều có một ưu nhược riêng nhưng thông dụng nhất vẫn là hai dạng: NPC và Cascade Vì nếu như nhược điểm của sơ đồ phối hợp giữa NPC và Cascade phức tạp trong phương thức điều khiển thì sơ đồ dạng dùng tụ thay đổi lại khó thực hiện bởi vì mỗi nhóm tụ trong mạch được nạp với các mức điện áp khác nhau khi mạch làm việc với số bậc lớn

2.3.2 Phương pháp điều chế vector không gian cho biến tần đa bậc

Phương pháp điều chế vector không gian là phương thức thay thế 3 vector điện áp 3 pha thành một vector duy nhất quay trong không gian Như vậy thay vì phải tính toán trên 3 pha ta chỉ cần tính toán trên hệ trục α-β cho độ lớn và góc pha của đại lượng này Điều này sẽ làm phép tính đơn giản đi rất nhiều

2.3.2.1 Giản đồ vector điện áp bộ biến tần ba bậc:

Quá trình đóng cắt các khoá bán dẫn tạo nên 27 trạng thái khác nhau trên lục giác, mỗi trạng thái được minh hoạ bởi tổ hợp (ka, kb, kc), với các giá trị ka = 0, 1, 2; kb = 0, 1, 2; kc = 0, 1, 2; là hệ số trạng thái tương ứng của các pha a, b, c Ví dụ xét hệ số ka của pha a ta có:

0

a

k

111

2 1

3 2

4 3

a a

a a

S S : khi

S S : khi

S S : khi

3 1

x x

S S

S S

Với: x = a, b, c

Từ đó, ta có thể hiểu trạng thái (200) có nghĩa là:

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 15

1 2

Hình 2.9: Giản đồ vector điện áp bộ nghịch lưu áp 3 bậc

Về nguyên lý, phương pháp điều chế vector không gian với bộ biến tần đa bậc được thực hiện tương tự như ở hai bậc Để tạo ra vector trung bình tương đương cho một vector u cho trước, trước hết hãy xem vector u

nằm ở vị trí nào trong hình lục giác Để thuận tiện, thông thường diện tích hình lục giác được chia nhỏ thành các hình lục giác con Ví dụ góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác được giới hạn bởi ba vector u0, u2 và u5 được chia nhỏ thành các diện tích (1), (2), (3) và (4) như hình 2.10 Vector u đang được điều khiển cần đạt được các giá trị sao cho vị trí của nó nằm ở phần diện tích 

Bước kế tiếp ta xác định các vector không gian cần thiết – còn gọi là các vector cơ bản, các vector này cần thiết để tạo nên vector trung bình nằm trong diện tích  Nhìn vào hình ta thấy đó chính là các vector u1

, u2 và u3 Như vậy vector tương đương vector u có thể được biểu diễn duy trì các tác

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 16

động quay theo trình tự u1

trong khoảng thời gian T1, u2 trong khoảng thời gian T2, u 3 trong khoảng thời gian T3 theo hệ thức sau:

Hình 2.10: Vị trí vector u ở phần diện tích  của giản đồ vector

3 3 2 2 1

Với TS = T1 + T2 + T3 là chu kỳ lấy mẫu

Hình 2.11: Vector u được viết dưới dạng các thành phần vuông góc u β , u α Vấn đề còn lại là xác định các thời gian tác dụng T1, T2, T3 của các vector cơ bản Nếu ta biết được vector u dưới dạng các thành phần vuông góc Uβ và Uα trong hệ tọa độ tĩnh α – β (stationary frame), minh hoạ trên

hình 2.11, quan hệ giữa các thành phần vector u β và u α với thời gian duy trì trạng thái vector u 1

, u 2 và u 3 có thể được biểu diễn dưới dạng ma trận như sau:

3 2 1

1 1 1

1

T

T V V V

V V V

Với V1α, V2α, V3α, V1β, V2β, V3β là các thành phần theo hệ trục toạ độ

α – β của các vector u 1, u2 và u3 trên lục giác

Từ đó thời gian có thể xác định theo ma trận ngược:

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 17

1

3 2 1

3 2 1

V V V

3 2 1

3 2 1

V V V

Trong diện tích , vector cơ bản u0

.

d

d

cos sin

m

d

d

cos sin

m d

d d

.

d

d

cos sin

m d

d

cos sin

m d

32

m d

d

cos sin

m d

d

sin m d

3 1

2 1

m

d

d

sin m d

d

cos sin

m d

3 2

Nếu vector nằm ở phần sáu thứ i so với góc phần sáu thứ nhất của

hình lục giác tính từ vị trí trục thực α, ta có thể qui đổi nó về góc phần sáu

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 18

thứ nhất để xác định thời gian tác động của các vector cơ bản được xác định theo hệ thức:

u 4

3

u 1

u 4

u u 4

1

u 3

u 4

V i cos

i

sin

i sin

1

3

13

1

với: i = 1, 2, …, 6 (2.25)

Từ giản đồ vector và các công thức vừa nêu, thành lập giản đồ kích dẫn các linh kiện cho bộ nghịch lưu áp ba bậc minh hoạ trên Hình 2.22, áp dụng cho góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác Chú ý do trạng thái kích dẫn các linh kiện trên cùng nhánh pha tải cho bởi qui luật đối nghịch nên giản đồ chỉ cần trình bày trạng thái của Sx1 và Sx2, với x = a, b, c Từ giản đồ

ta thấy các trạng thái kích dẫn tương ứng cho ba vector cơ bản u1, u3 và u4 Thời gian kích dẫn các vector này có thể suy ra từ biểu thức tính toán T1, T2,

* c

* b

* a

u

u u

1 2 2 2 2 2 2 1

1 1 1 2 2 1 1 1

0 0 1 1 1 1 0 0

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 19

T3 ở trên hoặc trên kỹ thuật điều chế bề rộng xung dựa vào sóng mang như trên Hình 2.16

Những kỹ thuật vừa nêu có thể dễ dàng ứng dụng sang các bộ nghịch lưu áp đa bậc, cụ thể khi áp dụng các công thức vừa nêu bên trên, ta có giản đồ vector điện áp bộ nghịch lưu năm bậc

2.3.2.2 Giản đồ vector điện áp bộ nghịch lưu năm bậc:

Với bộ nghịch lưu năm bậc, khả năng điều khiển kích dẫn linh kiện tạo nên 125 trạng thái khác nhau Ta xét mỗi trạng thái minh hoạ bởi tổ hợp (ka kb kc), với:

2,1

11

10

11

1:

2

' 4 ' 3 ' 2 ' 1

' 4 ' 3 ' 2 1

' 4 ' 3 2 1

' 4 3 2 1

4 3 2 1

a a a a

a a a a

a a a a

a a a a

a a a a

a

S S S S

S S S S

S S S S

S S S S

S S S S khi

11

10

11

1:

2

' 4 ' 3 ' 2 ' 1

' 4 ' 3 ' 2 1

' 4 ' 3 2 1

' 4 3 2 1

4 3 2 1

b b b b

b b b b

b b b b

b b b b

b b b b

b

S S S S

S S S S

S S S S

S S S S

S S S S khi

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 20

Hình 2.13: Giản đồ vector điện áp Bộ nghịch lưu năm bậc

11

10

11

1:

2

' 4 ' 3 ' 2 ' 1

' 4 ' 3 ' 2 1

' 4 ' 3 2 1

' 4 3 2 1

4 3 2 1

c c c c

c c c c

c c c c

c c c c

c c c c

c

S S S S

S S S S

S S S S

S S S S

S S S S khi

' 1 1

x x S S

S S

;

1

1

' 4 4

' 3 3

x x S S

S S

Với x = a, b, c

Theo định nghĩa vector không gian, tương ứng 125 trạng thái kích dẫn linh kiện ta thu được 61 vị trí vector không gian của vector điện áp tạo thành Tại tâm của lục giác có năm trạng thái khác nhau cho cùng vị trí tại đó là vector không Các vị trí còn lại ứng với các trạng thái được biểu diễn trong giản đồ vector hình 2.12

2.3.3.3 Vector redundant:

1) Khái niệm cơ bản

Khi khảo sát về biến tần đa bậc, trong giản đồ vector xuất hiện các vector dư thừa (vector redundant) ngoài các vector đang xét Có nghĩa là có một số trạng thái chuyển mạch sẽ bị dư thừa khi tạo nên cùng một trạng thái điện áp ngõ ra, do đó khi thay thế trạng thái chuyển mạch được chọn bằng những vector đang ở trạng thái dư thừa này thì sự chuyển mạch trong biến tần đa bậc không thể chỉ có một cách thức duy nhất mà thật ra là rất nhiều Nếu tận dụng tốt các vector này, có thể tạo ra được một số phương thức điều chế mới đơn giản và hiệu quả hơn phương thức SVPWM truyền thống vừa nêu ở trên Qua nhiều nghiên cứu gần đây, có thể thấy rằng một số lượng lớn các vector redundancy có một ý nghĩa rất quan trọng cho biến tần đa bậc Bằng cách sử dụng nó một cách thích đáng, có thể đạt được sự cải thiện rất lớn về các mặt như:

- Cân bằng được điện thế trên các tụ điện

- Chia nhỏ dòng cảm ứng

- Điều khiển dễ dàng hơn dòng nguồn DC cung cấp

- Giảm tần số đóng cắt trên các khoá bán dẫn

Ngoài các yếu tố vừa nêu bên trên, một yếu tố không kém phần quan trọng đó là khi lựa chọn được các trạng thái redundant (Redundant State Selection - RSS) sẽ ảnh hưởng đến điện áp C.M (do RSS làm tăng – giảm điện áp trên tất cả các pha) Qua giản đồ điện áp khi RSS cho từøng pha, dễ

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 21

dàng nhận thấy các vector điện áp không chỉ được thực thi từ một tổ hợp các trạng thái đóng cắt mà là một tập hợp, số lượng các trạng thái redundant sử dụng được tính theo công thức ở phần cuối của mục này

Nguyên tắc cơ bản khi sử dụng RSS là qua các phương trình trong biến tần và điều kiện làm việc để xác định các trạng thái redundant tốt nhất nhằm đạt được mục đích đã đề ra Hình 2.14 trình bày sơ đồ một bộ biến tần sử dụng các PLD (Programmable Logic Device) chuyên dụng hoạt động theo kỹ thuật DSP Vi mạch này có khả năng nhận biết các trạng thái đóng

cắt và các mức điện áp ngõ ra từ đó tra cứu trong bảng RSS (xem phụ lục)

xuất ra hàm đóng cắt cho các linh kiện  *

c

*

b , s s ,

* a

s Như vậy PLD điều khiển chung cho cả 3 pha (không xét riêng từng pha như phương thức PWM truyền thống), nó dựa vào bảng RSS đã nạp sẵn bên trong kết hợp với những tín

hiệu phản hồi i as , i bsbên ngoài trở về (thay đổi theo điều kiện làm việc) tạo

ra các tín hiệu kích dẫn các transistor thực hiện việc nghịch lưu theo phương thức đã chọn trước

2.3.3 Phương Pháp Điều Chế Độ Rộng Xung Dùng Sóng Mang (Carrier based PWM)

2.3.3.1 Khái niệm

Phương pháp còn có tên Subharmonic PWM (SH-PWM), cũng chính là Multilevel carrier based PWM Để thực hiện tạo giản đồ kích đóng các linh kiện trong cùng một pha tải, người ta sử dụng một số sóng mang (dạng tam giác) và một tín hiệu điều khiển (dạng sin) Đối với bộ nghịch lưu áp n bậc, số sóng mang được sử dụng là (n - 1) Chúng có cùng tần số fc và cùng

Hình 2.14: Biến tần 4 bậc sử dụng RSS

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 22

biên độ đỉnh – đỉnh Ac Sóng điều chế (hay sóng điều khiển) có biên độ đỉnh bằng Am và tần số fm, dạng sóng của nó thay đổi chung quanh trục tâm của hệ thống (n - 1) sóng mang Nếu sóng điều khiển lớn hơn sóng mang nào đó thì linh kiện tương ứng sóng mang đó sẽ được kích đóng, trong trường hợp sóng điều khiển nhỏ hơn sóng mang tương ứng của nó, linh kiện trên sẽ bị khoá Nếu như ở phương thức điều chế vector không gian được đặc trưng bởi độ lớn của vector này và vị trí của nó trong không gian thì phương pháp điều chế độ rộng xung dùng sóng mang dựa trên sự so sánh giữa sóng mang dạng tam giác và sóng sin mẫu

Đối với bộ nghịch lưu áp đa bậc, chỉ số biên độ m a và chỉ số tần số m f

được định nghĩa như sau:

m

c f

c

m a

f

f m

A n

A m

(2.38)

2.3.3.2 Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật điều chế PWM

Các sóng mang dạng tam giác có tần số cao Có thể chia thành ba loại như sau:

a Bố trí cùng pha (PD: In Phase Disposition): Tất cả các sóng mang đều cùng pha nhau

Hình 2.15: Dạng sóng PD

b Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 độ – gọi là APOD (Alternative Phase Opposition Disposition )

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 23

Hình 2.16: Dạng sóng APOD

c Bố trí đối xứng qua trục zero (POD – Phase opposition Disposition) Tất cả các sóng mang nằm trên trục 0 sẽ cùng pha nhau và tất cả các sóng mang nằm dưới trục 0 sẽ dịch đi 180 độ

Hình 2.17: Dạng sóng POD

Trong các phương pháp bố trí sóng mang, phương pháp bố trí các sóng mang đa bậc cùng pha cho độ méo dạng áp dây nhỏ nhất Riêng đối với bộ nghịch lưu áp 3 bậc, phương pháp POD và APOD cho cùng kết quả

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 24

CHƯƠNG 3:

VẤN ĐỀ COMMON MODE TRONG HỆ TRUYỀN ĐỘNG DÙNG

BIẾN TẦN 3.1 DẪN NHẬP

Như đã nêu ở trên ngoài vấn đề hài, độ tuyến tính … hiện nay trong kỹ thuật biến tần người ta còn đặc biệt quan tâm đến điện thế C.M (Common Mode Voltage), nhằm giảm sự bào mòn ổ đỡ (bạc đạn) tăng tuổi thọ cho thiết bị bị này …

Việc phá hỏng ổ đỡ gây ra bởi điện áp C.M cảm ứng bởi bộ biến tần chỉ được nhận biết trong một vài năm trở lại đây Hiện tượng này ngày càng được nhiều người quan tâm trong suốt thập niên vừa qua theo đà phát triển của việc ứng dụng kỹ thuật biến tần Việc tăng đáng kể số lượng các sự cố về ổ đỡ trong các biến tần khi có thêm một số đặc tính mới ứng dụng trong các bộ biến tần gần đây đã thu hút ngày càng nhiều sự quan tâm của các nhà nghiên cứu về biến tần Mặt khác nhiều sự chú ý quan tâm đến việc giảm tần số của bộ biến tần dẫn đến giảm dòng qua ổ đỡ bằng cách sử dụng các phản kháng đường dây, kỹ thuật cách ly C.M và các mạch lọc thông thấp dùng để suy giảm thành phần tần số cao của phổ dòng Ngoài ra, kỹ thuật triệt bỏ C.M còn thừa hưởng từ nhiều vấn đề đã nhận biết từ trước của các dòng cảm ứng từ tuần hoàn qua ổ đỡ ví dụ như các chổi nối đất cho trục động cơ và cách điện cho các ổ đỡ hiện vẫn còn là các phương pháp thông dụng nhất trong kỹ thuật này Động cơ cảm ứng được cách ly về tĩnh điện để triệt bỏ điện áp C.M nguồn phát sinh ra dòng phá hư ổ đỡ Cũng có phương án sử dụng cấu trúc cuộn dây đối xứng bên ngoài nhằm giảm điện áp trên mạch C.M giữa động cơ và bộ biến tần Cuối cùng là các kỹ thuật triệt tiêu tích cực sử dụng sự thay đổi trên các phần mềm điều khiển được đề nghị bổ sung các mạch điện tử công suất để triệt giảm điện áp C.M của ngõ ra VSI đến 0

Qua nhiều nghiên cứu về C.M, nhìn chung người ta đều đồng ý rằng đặc tính lắp ghép giữa điện áp C.M với rotor là điện dung giữa chúng với nhau và cầu nghịch lưu 3 pha truyền thống không có khả năng sản sinh các giá trị điện áp thật tại điểm trung tính trong khi tổng điện áp 3 pha bằng 0

mà nguyên nhân cơ bản của điện áp C.M chính là sự đột biến về điện áp (dV/dt) làm phát sinh dòng điện nạp xả trên điện dung vừa nêu Do đó trong mục 3.5 sẽ nêu một phương thức triệt giảm C.M đơn giản bằng phần cứng chính là thay đổi giá trị điện dung trên nhằm góp phần triệt giảm giá trị điện áp C.M

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 25

3.2 MẠCH COMMON MODE TRONG HỆ TRUYỀN ĐỘNG BIẾN TẦN ĐỘNG CƠ

Mạch điện tương đương của hiện tượng C.M trong hệ biến tần và động cơ được trình bày qua nhiều bài viết của nhiều tác giả với việc giải thích cơ chế kết nối điện áp trên trục Theo nhiều tác giả trên các tạp chí IEEE, thìø mạch tương đương này không bao gồm những điện dung nội tại nối với đất bên trong bộ biến tần (VSI) và biến áp nguồn cung cấp Mạch tương đương tĩnh điện của hệ truyền động điều chỉnh được tốc độ trình bày trên hình 3.1 Mạch này bao gồm những điện dung nội tại máy biến thế cung cấp, ngõ vào bộ biến đổi và lưới điện dc cũng như những điện dung nội tại động cơ Mô hình máy biến áp bao gồm điện dung nội tại của cuộn dây với đất, Cwg hình thành bởi điện dung giữa các vòng dây quấn (winding # w) với lõi sắt kỹ thuật điện nối đất (ground # g) như một lưỡng cực điện Thông thường máy biến áp được nối sao có đầu nối “X0” (nguồn có dây trung tính nối với vỏ thiết bị) phần vỏ thiết bị như phần vỏ bên ngoài của máy biến áp được nối đất Điều này trình bày trên hình 3.1 Liên kết về mặt DC của bộ biến tần có điện dung nội tại đối với vỏ máy tương ứng là Cpg và Cng

Các điện dung giữa cuộn dây quấn stator với lõi Stator nối Ground (Csg), cuộn dây quấn Stator với lõi Rotor (Csr), lõi Rotor đến lõi stator nối Ground (Crg), và ổ đỡ tới vỏ stator nối Ground (Cbg) tồn tại bên trong motor Các giá trị này được cho trong một dãy rộng tuỳ theo công suất định mức động cơ

Hình 3.1: Mạch tương đương về mặt tĩnh điện của hệ thống điều chỉnh tốc

độ động cơ điện xoay chiều

Mạch điện đơn giản tương đương về tĩnh điện trình bày trên hình 3.2,

ở đây máy biến áp được mô hình tương đương với hai nguồn áp có nối đất Những giá trị tức thời được lấy từ giá trị dương hay âm cực đại tương ứng với điện áp pha ngõ vào Các nguồn điện áp C.M này là các hàm biến đổi theo thời gian Cầu chỉnh lưu được mô hình là những công tắc nối tiếp từng nguồn áp Về mặt tín hiệu xoay chiều thì các đường nguồn một chiều cung

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 26

cấp dương và âm xem như bị nối đất, do đó các hàm đóng cắt theo trọng số diễn tả điện thế C.M của các ngõ ra 3 pha bộ biến tần như sau:

Hình 3.2: Sơ đồ thay thế đơn giản về mặt tĩnh điện 3.3 CÁC THÔNG SỐ ĐIỆN ẢNH HƯỞNG ĐẾN ĐỘ BÀO MÒN Ổ ĐỠ

Các hiệu ứng xả điện qua ổ đỡ đã được nghiên cứu như một hàm tích thoát năng lượng Theo kết quả thu gặt được từ một số thí nghiệm, các tác giả trong [8], [9], [10] đã rút ra kết luận rằng lượng thể tích thép của ổ đỡ bị bào mòn do tĩnh điện tỉ lệ với giá trị của điện áp tích xả trên và trong [2] cho rằng nó tỉ lệ với bình phương giá trị hiệu dụng của điện áp tích xả Mối quan hệ này thoả mãn năng lượng được tích xả và được tính theo công thức:

2 2

1

V C

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 27

Năng lượng này cũng được quy về năng lượng nhiệt gây phá hỏng ổ đỡ trong quá trình xả điện Thí nghiệm trên mạch điện tương đương của động cơ trên hình 3.1 xác định năng lượng nạp xả trên rotor là:

.

2

1

rg bg rg sr

Đẳng thức có dấu xấp xỉ vì phương trình trên đã bỏ qua các giá trị Csg, Cpg và Cng Tuy nhiên, do Csr lớn hơn Csg rất nhiều do đó sai số xảy ra rất nhỏ: chấp nhận được

Thật ra có đến hai dạng dòng cảm ứng qua ổ đỡ hiện hữu trong bộ biến tần như ở [5] Dạng đầu tiên là do dV/dt điều khiển dòng điện nạp/xả tụ nội tại trong rotor với đất và dòng chạy qua ổ đỡ như dòng dịch chuyển Những dòng này do dvrg/dt tác động lên rotor và có thể đo trực tiếp với yêu cầu động cơ phải có cấu trúc chuyên biệt trong quá trình đo kiểm với cách điện giữa ổ đỡ và sườn máy đủ dầy (ngược lại nếu dùng tấm lót bằng miếng phim phủ lớp sứ mỏng sẽ tạo ra một tụ điện nối một đường dẫn xuống đất) Sự bào mòn ổ đỡ do dòng dịch chuyển này không lớn, chủ yếu chỉ ảnh hưởng đến các thuộc tính trong chất bôi trơn

Dạng dòng xả thứ hai là dòng xả tụ ngẫu nhiên của điện dung rotor

do sự hư hỏng các lưỡng cực điện của tấm cách điện của ổ đỡ bằng kim loại hoặc sự nhiễm bẩn hạt truyền dẫn bên trong của mỡ bôi trơn Dòng này độc lập với trở kháng của mạch C.M dẫn truyền giữa rotor và VSI vì đường xả điện xác định bên trong động cơ Do đó những biến số như điện cảm mạch C.M, cấu hình dây cáp nối đất, tần số sóng mang Dòng xả trong rotor không thể đo trực tiếp vì không thể đặt một bộ chuyển đổi trong khu vực có hồ quang khi có dòng xả qua ổ đỡ Dòng này đo được gián tiếp qua dvrg /dt và những điện dung rotor và ổ đỡ được đo hoặc tính toán như sau:

dt

dv C C

Thông thường trong các bài viết kỹ thuật thì dòng điện dòng điện xả qua ổ đỡ được đo đạc qua các đầu dò trong điều kiện động cơ có cấu trúc đặc biệt như trên Thật ra, khó có thể thực hiện được việc đo đạt được các thành phần dòng điện xả do điện dung nội tại của nó dưới hiện tượng xả điện Tuy nhiên do điện dung từ rotor với đất, Crg, lớn hơn rất nhiều so với điện dung của ổ đỡ, Cbg, nên sai số này có thể bỏ qua

Năng lượng của hiện tượng xả điện (tỉ lệ với độ bào mòn trên ổ đỡ) là một hàm tỉ lệ với bình phương điện áp xả điện này

e rg rg221

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 28

3.4 TÁC ĐỘNG CỦA VIỆC NỐI ĐẤT NGUỒN CUNG CẤP LÊN ĐIỆN ÁP COMMON MODE

Mạch tương đương về tĩnh điện đơn giản hơn trình bày trên hình 3.3

Ở đây những điều kiện để ngõ ra “111” được giả thuyết là các diode nhánh trên dẫn Thêm vào đó điểm nối trung tính “X0” của máy biến áp cung cấp chưa được nối trực tiếp xuống đất nhưng lắp ghép xuyên qua điện dung cuộn dây quấn bên trong với đất, Cwg Ở đây động cơ xem như một tụ điện tập trung duy nhất, Cmg, xuất phát từ việc suy giảm của một mạng mắc tụ nối tiếp - song song như trên hình 3.1

bg rg

sr sg mg

C C C

C C

C C

Cgm bị chi phối bởi Csg Qua việc xem xét trên hình 3.3, có thể thấy Cwg đóng vai trò một bộ chia điện áp rơi trên tổ hợp mắc song song Cpg và Cmg Điện áp C.M xuất hiện ở rotor có thể được tính:

mg pg wg

wg pg

cm

C C C

C V

trên hình 3.1, điện áp từ rotor tới đất lấy lại từ việc áp dụng của V cm đến những đầu nối của bộ dây stator động cơ là:

bg rg

sr

sr cm

rg

C C

C

C V

V

2

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 29

Xem lại công thức (3.9), nêu rõ nếu phần bên phải của mẫu số trong

phương trình mà tăng thì V cm sẽ giảm Một khi những điện dung nội tại của VSI và động cơ được cố định, thì để thay đổi giá trị điện dung ta chỉ việc đưa thêm điện dung từ ngoài vào ngõ ra của bộ biến tần Một phương pháp thực tế là lắp thêm vào các tụ điện ở ngõ ra của VSI để hạn chế điện thế C.M với các điện trở nối tiếp giới hạn dòng đỉnh tần số cao tại ngõ ra của biến tần như hình 3.4 Tuy nhiên việc thêm tụ và điện trở này sẽ làm gia tăng trở kháng nguồn

3.5.2 Kiểm chứng qua thực nghiệm

BẢNG II: SO SÁNH ĐIỆN ÁP COMMON MODE Tần số hài cơ bản của

điện áp ngõ ra VSI

II Tải dung tính trong trường hợp C được thực hiện bằng cách nối một tụ điện có giá trị 0,047nF vào mỗi pha xuống đất (không có điện trở nối tiếp) và một điện cảm C.M là 314uH như hình 3.4 Đo điện áp với vôn kế hiện số

đo được giá trị RMS có dãy thông rộng (dc - 50 kHz) Các giá trị tụ cho trong phụ lục 1

3.5.3 Những nhận định về triệt giảm C.M thông qua việc lắp thêm tụ điện ngõ vào bộ biến tần

Với một cách tính gần đúng như trên, điện áp từ rotor tới đất được xác định bởi mạch phân áp tĩnh và là một hàm của điện áp C.M áp đặt vào

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 30

bộ dây quấn stator và điện dung nội tại của máy biến thế cung cấp, VSI và động cơ Điện thế tức thời của rotor với đất và các điện dung có liên hệ với nhau và xác định nên mức độ bào mòn ổ đỡ do dòng điện xả Mặc dầu chỉ riêng năng lượng này thì rất nhỏ trong một động cơ được chế tạo theo dạng truyền thống, nhưng với tần suất làm việc cao nó vẫn làm tăng độ bào mòn trên ổ đỡ Đã có nhiều nghiên cứu chứng tỏ rằng thể tích độ bào mòn ổ đỡ tỉ lệ với năng lượng xả tụ qua ổ đỡ Việc giảm năng lượng tích luỹ tĩnh điện trong rotor sẽ giảm được sự bào mòn ổ đỡ của quá trình xả tụ ngẫu nhiên Như vậy để giúp tăng tuổi thọ ổ đỡ cần giảm điện áp từ rotor so với đất nhằm giảm độ phá hoại ổ đỡ do điện áp này Các ý đã nêu trong mục 3.1

này cho thấy việc cách ly trung tính của máy biến áp cung cấp cho VSI với

đất của hệ thống có ý nghĩa giảm được năng lượng tích luỹ tĩnh điện từ rotor xuống đất theo biên đo ä Hiểu rộng hơn là khi sử dụng các điện dung nối ở

đầu ra VSI sẽ làm giảm hai đến ba lần biên độ của năng lượng tích luỹ trong rotor Những suy giảm trên cần thiết phải đủ độ an toàn cho ổ đỡ mà không cần đến những chổi than nối đất rotor, bộ lọc ở ngõ ra, ổ đỡ được cách điện đắt tiền, cấu hình cáp nối thêm bên ngoài hay những kỹ thuật loại bỏ điện áp C.M đắt tiền khác Kỹ thuật loại trừ điện áp C.M thụ động đề cập theo dạng này có ưu điểm là giá thành thấp, tin cậy, uyển chuyển trong việc lắp đặt và thoả mãn các tiêu chuẩn an toàn về điện Qua những phép đo thực

nghiệm trên động cơ, xác nhận rằng trong khi điều chỉnh tần số cơ bản ở đầu

ra của VSI giảm đi, C.M của ngõ ra tăng thêm vì sẽ có nhiều trạng thái đầu

ra ở mức không hơn Từ quan sát này cho thấy sẽ có nhiều rủi ro hơn cho ổ đỡ khi ứng dụng chạy ở tốc độ thấp

Khi nối đất cho nguồn cung cấp của hệ truyền động, có một số điểm quan trọng cần lưu ý, điện dung từ lưới tới đất nạp vào đầu ra VSI có thể gây ra những xung dòng cao tần không thể chấp nhận, nó có thể gây nên những phiền toái cho mạch bảo vệ sự cố nối đất của VSI Vấn đề này có thể được xét khi thêm vào điện cảm C.M một điện trở nối tiếp để hạn chế giá trị của các dòng điện này

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 31

CHƯƠNG 4:

BIỆN PHÁP XỬ LÝ COMMMON MODE CỰC TIỂU TRONG BIẾN

TẦN ĐA BẬC

4.1 GIỚI THIỆU CÁC PHƯƠNG ÁN

Điện áp common mode (C.M) có thể hoàn toàn bị triệt tiêu hay chỉ loại bỏ một phần tuỳ thuộc vào dạng biến tần sử dụng trong hệ điều khiển tốc độ động cơ điện Không hề có một dạng biến tần nào tối ưu về mọi mặt mà chỉ có việc sử dụng bộ biến tần sao cho phù hợp nhất với các yêu cầu đặt ra như tính chất phụ tải (tải cảm/dung; đặc tính quạt gió/máy xúc …), điện áp nguồn, công suất … Thí dụ với biến tần công suất nhỏ và điện áp thấp thì phương pháp điều chế bề rộng xung truyền thống hay biến tần hai bậc vẫn tỏ ra khá ưu việt Chính vì lý do này mà hiện nay có rất nhiều đề tài nghiên cứu tập trung vào mảng này Trong xu thế trên, luận văn tốt nghiệp sẽ nghiên cứu tìm ra kết quả tối ưu trong việc lựa chọn chiến lược triệt giảm C.M trong khi vẫn không giảm đáng kể các đặc tính kỹ thuật khác của động

cơ

Có thể thực hiện việc triệt giảm C.M theo nhiều cách trên nhiều dạng biến tần khác nhau, có thể là giải pháp phần cứng cũng có khi là giải pháp phần mềm Ở đây trình bày một số phương án thực tế điển hình thu thập từ các bài viết trên tạp chí IEEE

4.2 TRIỆT BỎ HOÀN TOÀN ĐIỆN ÁP COMMON MODE

Sơ đồ nguyên lý một hệ thống biến tần điều tốc động cơ dạng diode kẹp được trình bày trên hình 4.1

Trong bộ nghịch lưu NPC, dv/dt của điện áp C.M là Vdc/6 trong khi bộ biến tần hai bậc truyền thống là Vdc/2 Bởi vậy có thể trông cậy vào các bộ nghịch lưu NPC để đối phó với vấn đề điện áp C.M trong hệ truyền động điều tốc động cơ điện không đồng bộ xoay chiều Tuy nhiên biên độ của điện áp C.M Vdc/6 vẫn còn khá cao để gây nên các vấn đề như đã nêu ở trên (trong công nghiệp thông thường Vdc tối thiểu 500 VDC)

Một phương án đơn giản và triệt bỏ rất hiệu quả điện áp C.M đó là dựa vào giản đồ điện áp của biến tần ba bậc, dễ dàng suy ra có 7 vector điện áp không hề phát sinh điện áp C.M, đó là (+1,0,-1); (0,+1,-1); (-1,+1,0); (-1,0,+1); (0,-1,+1); (+1,-1,0) và (0,0,0), cụ thể đây chính là điện áp tại các đỉnh của lục giác nhỏ và tâm của lục giác trong giản đồ vector điện áp Tuy nhiên như đã giới thiệu ở chương 2, nếu chỉ luân chuyển giữa 7 trạng thái điện áp trên thì nghịch lưu sẽ gây ra rất nhiều hài và đặc biệt khi

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 32

số bậc là số chẵn thì phương thức này không thể ứng dụng được Qua đây ta

thấy: “Có thể triệt bỏ hoàn toàn điện áp C.M, nhưng đó không phải là

phương thức triệt giảm C.M tối ưu”

Hình 4.1: Biến tần ba bậc dạng diode kẹp với phương thức triệt bỏ C.M

Vận dụng lý luận trên cho phương thức SPWM, đây là phương thức sử dụng rất rộng rãi trong các bộ biến tần hai bậc truyền thống bởi vì tính đơn giản và độ méo dạng do hài thấp Phương thức này vẫn sử dụng được cho

biến tần đa bậc Với biến tần n bậc, ta cần (n – 1) tín hiệu sóng mang tam

giác, minh hoạ trên hình 4.1 Ở đây là biến tần ba bậc do đó cần hai tín hiệu sóng mang tam giác (hình 4.2)

Sau khi so sánh với V ref , hình 4.2 b trình bày điện thế pha – tâm nguồn DC của nghịch lưu trên hình 4.1 Sóng dạng bên trên sẽ điều khiển các khoá bán dẫn phía dương nguồn DC và tương ứng ngược lại là phía âm nguồn DC

Mặc dù bản chất của phương thức này cho sóng dạng điện áp với hài thấp nhưng điều này không còn đúng khi biến tần chỉ sử dụng 7 trạng thái tạo ra điện áp C.M bằng không để triệt tiêu điện áp C.M Tương tự như khi tính toán ở biến tần hai bậc, ở đây sử dụng các sóng mang tam giác và các tín hiệu điều chế hình sin 3 pha đối xứng Đầu tiên lấy hai trong ba tín hiệu

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 33

điều chế ví dụ Vm1 và Vm2 so sánh với tín hiệu sóng mang tam giác, sau đó lấy hiệu số giữa chúng (V1 và V2) để tạo ra tín hiệu PWM cho pha mẫu (ví dụ Va), minh hoạ trên hình 4.4 Giải thuật này thực hiện tương tự trên cho hai pha còn lại

Hình 4.2: Sóng dạng điều chế giữa sóng sin và tam giác trong nghịch lưu

SPWM truyền thống

Hình 4.3: SPWM với chế độ triệt bỏ hoàn toàn C.M

Nghĩa là, việc điều chế dựa theo các phương trình sau:

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 34

Vsn = (V a +V b +V c )/3 = [(V 1 -V 2 ) + (V 2 -V 3 ) + (V 3 -V 1)]/3 = 0

(4.2)

Mô phỏng trên MATLAB, cho sóng dạng điện áp như sau:

Hình 4.4: Sóng dạng điện áp của pha–tâm nguồn DC; pha-pha và C.M trong

SPWM truyền thống

Hình 4.5: Sóng dạng điện áp của pha–tâm nguồn DC; pha-pha và C.M trong

SPWM với chế độ triệt tiêu C.M Rõ ràng với phương thức này, người ta đã triệt tiêu được hoàn toàn điện áp C.M, nhưng đổi lại sóng hài trên tải sẽ gia tăng dữ dội

4.3 TRIỆT BỎ MỘT PHẦN ĐIỆN ÁP COMMON MODE

Ở đây giới thiệu một phương thức PWM mới nhằm giảm điện áp C.M trong bộ nghịch lưu NPC điều tốc động cơ điện không đồng bộ xoay chiều nhưng vẫn không làm tăng lượng hài như ở phương thức trước vì 8 vector bị triệt bỏ đều có các vector redundant thay thế Phương thức PWM này chỉ

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 35

dùng 19 vector tạo ra điện thế C.M đến tâm nguồn DC cung cấp và trung tính cuộn dây stator thay đổi từ 0 đến Vdc/6 Thêm vào đó chiến lược này cũng thoả mãn về điều kiện ràng buộc của vector điện áp ngõ ra phải thay đổi chỉ khi có tác động đóng cắt trên một pha Không yêu cầu thêm về phần cứng, bộ nghịch lưu NPC với chiến lược PWM được đề xướng dẫn đến một sự giảm đáng kể điện áp C.M nếu so sánh tới một bộ nghịch lưu hai bậc và một bộ nghịch lưu NPC điều khiển theo phương thức PWM truyền thống Phương thức PWM ở đây có thể dễ dàng được thực hiện trong phần mềm mà không có sựï suy giảm chất lượng điều tốc trên động cơ không đồng bộ xoay chiều

4.3.1 Hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu NPC

Hình 4.6: Hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu NPC

Với các khái niệm cơ bản đã nêu ở chương 3, có thể tính vsn:

Từ phương trình (4.3), dễ dàng nhận thấy vsn có 7 mức điện áp: 0,

±Vdc/6, ±Vdc/3, và ±Vdc/2 và như vậy v sn Khoảng biến thiên điện áp giữa các lần chuyển mạch là ±Vdc/6, trong khi đó ở biến tần hai bậc là ±Vdc/3

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 36

BẢNG II: Các vector điện áp và các mức điện áp C.M tương ứng

Hình 4.7: Giản đồ vector điện áp ngõ ra của nghịch lưu NPC

Tổng số 27 vector được miêu tả trong hình 4.7 được phân thành các loại vector lớn, trung bình, nhỏ và vector zero Các vector lớn và trung bình chỉ xác định duy nhất trạng thái chuyển mạch và tương ứng cho mỗi trường hợp là điện áp giữa tâm nguồn DC với trung tính cuộn dây stator giá trị v sn

là Vdc/6 và 0 Tuy nhiên, các vector điện áp nhỏ lại phát ra v sn là Vdc/6 hay Vdc/3 Cho ví dụ, những vector điện áp (1, 1, 0) và (0, 0, - 1) sản sinh một vector điện áp hiệu dụng đồng nhất với biên độ là Vdc/3 ở góc pha π/3,

nhưng v sn được phát sinh bằng hai vector bên ngoài này thì có giá trị khác nhau: Vdc/3 trong trường hợp (1, 1, 0) và - Vdc/6 trong trường hợp (0, 0, - 1) Vector điện áp zero có 3 trạng thái chuyển mạch, và phát ra v sn là 0 hay

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 37

Vdc/2 Những mối quan hệ giữa vector điện áp và thành phần tương ứng v sn

được tổng kết trong Bảng II

4.3.2 Chiến lược giảm điện áp C.M

Hình 4.9: Giản đồ kích dẫn linh kiện trong nghịch lưu NPC với:

a- Phương thức truyền thống b- triệt giảm C.M

Hình 4.10: Sóng dạng các điện áp trong nghịch lưu NPC

(a) Truyền thống; (b) đã giảm điện áp C.M

Vìø v ng được xác định bởi các thông số bên ngoài ngõ vào, nên việc

giới hạn v sn trong một mức nào đó để giảm bớt điện áp common mode được coi trọng Chiến lược PWM được đề cử tạo nên vector điện áp cơ bản chỉ phối hợp 19 vector điện áp tạo ra v sn thấp hơn Vdc/6 Điều này đồng nghĩa với, tám vector điện áp kia sẽ tạo ra v sn lớn hơn Vdc/6 Đó chính là các

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 38

vector được tạo nên bởi những tổ hợp: (1, 1, 0), (1, 0, 1), (0, 1, 1), (- 1, - 1, 0), (- 1, 0, - 1), (0, - 1, - 1), (1, 1, 1), (- 1, - 1, - 1) Các tổ hợp này được loại trừ ra trong phương thức PWM được đề xướng Những vector điện áp được loại trừ này là những vector điện áp zero và nhỏ (xem bảng I), 19 vector điện áp còn lại sử dụng phương thức PWM được đề xướng có thể quyết định những vector điện áp đầu ra tương ứng một cách duy nhất (không còn redundant) Bởi vậy, không hề bị một giới hạn nào trong việc tạo ra một vector điện áp cơ bản như ờ phương án đã nêu ở mục 4.2, do đó sóng dạng điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu không hề bị suy giảm chất lượng Trong hình 4.9, có thể thấy vector điện áp đầu ra có thể được thay đổi bởi hoạt

động đóng cắt của một pha, và giá trị cực đại của dv sn/dt tương ứng tới

±Vdc/6 và Vdc/6 Điều này làm giảm đáng kể giá trị vsn dẫn đến triệt giảm điện áp C.M

4.3.3 Thực Nghiệm

Để trình bày tính ưu việt của phương thức PWM được đề xướng ở trên, một thí nghiệm với một chương trình được cài đặt sẵn được thực hiện cho một bộä nghịch lưu áp (VSI) sử dụng cầu diode có điện áp chỉnh lưu ngõ

ra là 540V Tần số sóng mang 5KHz Cấp điện cho một động cơ cảm ứng 37KW, 6 cực từ, tốc độ đồng bộ 1000 vòng/phút Hình 4.10 (a) trình bày

sóng dạng của v sn và v sg khi làm việc với bộ nghịch lưu hai bậc theo phương

thức PWM truyền thống Đỉnh dương của v sn khoảng 270V là một nửa của điện thế Vdc Sóng dạng của vsn và v sgkhi làm việc với bộ nghịch lưu NPC với PWM được sử dụng được đề cử triệt giảm C.M trong hình 4.10 (b) Trên hình 4.11 trình bày những kết quả thí nghiệm sử dụng bộ nghịch lưu NPC

với phương thức PWM được đề xướng, đỉnh dương của v sn là khoảng 90V,