Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPCKỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC
Trang 1Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC
A Three-level Pulse Width Modulation
to balance Neutral Point Voltage in Three-level NPC Inverter
Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải
Trường Đại Học Bách Khoa Tp Hồ Chí Minh E-mail(s): nvnho@hcmut.edu.vn; doianhmon@gmail.com; tqhoan.vhp@gmail.com;
quachthanhhai2001@yahoo.com
Tóm tắt
Trong bài báo này, trình bày kỹ thuật điều chế chuyển mạch hai và ba bậc sử dụng hàm offset để cân bằng
điện áp giữa hai tụ điện một chiều trong bộ nghịch lưu áp 3 bậc dạng diode kẹp Kỹ thuật này dựa trên cơ sở sử
dụng hàm offset cục bộ, thông qua các tín hiệu hồi tiếp của dòng điện tải và điện áp trên 2 tụ điện một chiều để
tính toán giá trị và chiều dòng điện chạy qua điểm giữa 2 tụ điện Với kỹ thuật điều chế sóng mang kết hợp sử
dụng hàm offset linh hoạt, kỹ thuật này đã kiểm soát và duy trì sự cân bằng điện áp trên 2 tụ điện Kết quả của
giải thuật được kiểm chứng qua mô phỏng và qua quá trình thực nghiệm
Abstract
This paper presents a novel offset based two and three-level pulse width modulations to balance neutral
point voltage in three-level neutral point clamped inverter The proposed method uses local offset voltages to
calculate the value and identify the direction of neutral point current between two capacitors through the
feedback signals of load currents and two capacitor voltages With the pulse width modulation method and
flexible offset voltages, the proposed method can control and maintain the balance voltages between two
capacitors Simulation and experimental results are provided in order to validate the proposed method
Ký hiệu
Ký hiệu Ý nghĩa
v 0 Hàm offset định dạng
ζ 0, ζ 0min , ζ 0max Hàm offset cục bộ và các cực
trị
i NP Dòng điện trung tính
0 A
d , d , 1A d 2 A Khoảng thời gian tác dụng của
pha A trên các mức điện áp 0, 1và 2
Chữ viết tắt
PWM Pulse width modulation
NPC Neutral Point Clamped
VSI Voltage Source Inverter
1 Giới thiệu
Biến tần đa bậc là thiết bị biến đổi điện năng có
vai trò ngày càng quan trọng trong các lĩnh vực
ứng dụng khác nhau như phục vụ biến đổi điện cơ,
giao thông vận tải, quản lý chất lượng hệ thống
điện, chuyển đổi các dạng năng lượng tái tạo như
năng lượng mặt trời, năng lượng gió về hòa lưới
điện Hai kỹ thuật điều khiển biến tần đa bậc
thường được quan tâm là kỹ thuật điều chế vectơ
không gian và kỹ thuật điều chế sóng mang dựa
vào hàm offset Khả năng khai thác hàm offset
trong tín hiệu điều khiển có thể làm tăng cường
các tính năng xác lập và các tính chất điện của thiết bị như phạm vi điều khiển điện áp (và dòng điện) tối đa, khả năng giảm tổn hao nhiệt phát sinh trong thiết bị, khả năng giảm bớt các nhiễu do sóng hài gây ra
H1 Sơ đồ mạch nghịch lưu áp 3 bậc NPC
Một thực tế đáng quan tâm là trong quá trình hoạt động, việc nạp và xả điện tích khác nhau của dòng điện vào các tụ điện mắc phía mạch một chiều đã gây ra sự chênh lệch điện áp trên các tụ điện, hình thành trạng thái không cân bằng điện áp giữa các
tụ điện Sự mất cân bằng quá mức cho phép của điện áp giữa các tụ điện của bộ nghịch lưu áp có thể gây ra hiện tượng quá áp trên các linh kiện công suất và các tụ điện, gây ra các sóng hài bậc thấp ngoài ý muốn ở phía tải như hài bậc 2, 3, 4, 5 gây ra các tác hại trực tiếp trên tải động cơ, làm giảm khả năng kiểm soát điện áp nghịch lưu
Trang 2và dòng điện bù lọc cho mạch lọc tích cực Do đó,
việc duy trì cân bằng điện áp giữa các tụ điện sẽ
kiểm soát chất lượng ngõ vào của bộ nghịch lưu áp
đa bậc NPC và đảm bảo chất lượng ngõ ra về độ
méo dạng THD, cho phép thiết kế bộ nghịch lưu
áp với dung lượng tụ nhỏ nhất, giảm stress điện áp
cho linh kiện
Nội dung bài báo đề nghị một kỹ thuật điều chế
mới giúp kiểm soát cân bằng điện áp giữa 2 tụ điện
trong mạch một chiều của bộ nghịch lưu áp 3 bậc
NPC sử dụng nguyên lý phân ly hàm offset, kết
quả phân tích đã đề xuất 2 kỹ thuật thực hiện:
Kỹ thuật chuyển mạch 2 bậc (two-level
modulation) để đạt dòng trung tính (i NP ) yêu
cầu
Kỹ thuật chuyển mạch 3 bậc (two-level
modulation) để đạt dòng trung tính (i NP) yêu
cầu
So sánh với các công bố quốc tế gần đây, kỹ thuật
điều chế đề xuất có khả năng tiết kiệm do giảm tổn
hao trong quá trình đóng ngắt và có thể điều chỉnh
đáp ứng động học quá độ dễ dàng Kết quả đề xuất
được kiểm chứng qua mô phỏng và thực nghiệm
2 Giải tích hàm dòng điện trung tính mạch
nghịch lưu NPC 3 bậc bằng kỹ thuật
chuyển mạch hai bậc
Giá trị điện áp cơ bản của 3 pha:
.( 2 / 3 ) cos( ) ( 2 / 3 ) cos( 2 / 3) ( 2 / 3 ) cos( 4 / 3)
a
b
c
q
(1)
Định nghĩa max, mid, min là các giá trị điện áp
cơ bản của 3 pha được sắp xếp theo thứ tự từ lớn
nhất đến nhỏ nhất (tính theo đơn vị) và dòng điện
tải tương ứng các pha trên là i max, i mid, i min:
0
0
ma x m id min
a
b c
m ax m ax v v v
m in m in v v v
m id m ax m in
(4)
Cộng điện áp offset v0 vào các điện áp cơ bản sẽ
thu được điện áp nghịch lưu 3 pha Kỹ thuật điều
chế 2 bậc trong nghịch lưu áp đa bậc thực hiện tại
mỗi chu kỳ lấy mẫu sao cho điện áp tức thời thay
đổi giữa 2 mức điện áp gần nhất
Xét kỹ thuật điều chế 2 bậc trong sector thứ 1 của
giản đồ vector không gian lục giác trên hình 2 Pha
A có giá trị điện áp trung bình lớn nhất (max), pha
C nhỏ nhất (min) và pha B có trị trung bình (mid)
Sector thứ 1 có thể chia ra làm 4 vùng, từ vùng (1)
đến vùng (4)
H2 Giản đồ vector điện áp nghịch lưu áp 3 bậc
NPC và sự phân chia các diện tích tam giác con
Trong vùng (1), có thể thực hiện kỹ thuật điều chế
2 bậc với một trong 4 nghịch lưu áp 2 bậc ảo mà tâm tương ứng của chúng nằm tại vị trí tương ứng
là [0,0,0], [1,1,1], [1,0,0] và [1,1,0] Với vùng (3),
có khả năng áp dụng kỹ thuật 2 bậc cho một trong hai nghịch lưu 2 bậc ảo, tâm tương ứng là [1,0,0]
và [1,1,0] Đối với vùng (2) và vùng (4), chỉ có khả năng áp dụng kỹ thuật điều chế 2 bậc cho 1 nghịch lưu ảo 2 bậc, với tâm tại vị trí [1,0,0] cho vùng (2) và [1,1,0] cho vùng (4)
Nếu hàm offset định dạng v0 được cho trước, thì dòng điện đi vào điểm trung tính của nguồn một chiều có thể điều khiển thông qua giá trị hàm offset cục bộ 0 Do đó, có thể thiết lập hàm dòng điện i NP phụ thuộc vào hàm offset cục bộ trên
2.1 Vùng (1)
Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1) Ta xét 4 trường hợp:
(1a): Nghịch lưu 2 bậc ảo có vector tâm tại [0,0,0],
hàm offset định dạng v 0 min Giới hạn hàm offset cục bộ:
min max 1 max 0
; 0 min
Vị trí 3 điện áp nghịch lưu ứng với hàm offset cục
bộ bằng 0 cho trên hình 3a Dòng điện i NP không thay đổi khi dịch chuyển sóng điều khiển bởi tác dụng của hàm offset cục bộ
(1b): Nghịch lưu 2 bậc có tâm vector tại [1,0,0]
với hàm offset định dạng: v 0 1 max Các giới hạn của hàm offset cục bộ:
mid
0 ; 0max max min
Hàm dòng điện i NP theo hàm offset cục bộ:
max 0 2 min min
max
NP
Trong đó i NP là dòng điện chạy qua điểm giữa 2
tụ điện
Trang 3(1c): Nghịch lưu 2 bậc có tâm tại [1,1,0] với hàm
offset định dạng: v0 1 mid Các giới hạn của
hàm offset cục bộ có thể xác định như sau:
min max
0
;
0
min
Hàm dòng điện i NP theo hàm offset cục bộ:
min 0 2 min ).
(min max ).
max
NP
(9)
(1d): Nghịch lưu 2 bậc có vector tâm tại [1,1,1]
với hàm offset định dạng v 0 1 min, và:
min max 2 max 0
;
0
min
Dòng điện i NP không thay đổi khi thay đổi giá trị
hàm offset cục bộ:
min min
max
maxi mid i mid i
NP
H3 Các đại lượng pha max, mid và min tương
ứng với các pha A, B và C trong vùng diện tích
(1)
2.2 Vùng (2)
Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1);
(maxmid)1; (mid min)1
Hàm offset định dạng v 0 min, giản đồ vector
có tâm tại [1,0,0] Các điện áp nghịch lưu nằm ở vị
trí trên hình 4a Ta có:
min max 2 max 0
;
0
min
Hàm dòng điện i NP:
min 0 )
0 min
(
max ) 0 min max
2
(
i mid i mid
i NP
i
(13)
2.3 Vùng (3)
Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1);
(maxmid)1; (mid min)1 Có thể xảy ra hai
trường hợp như mô tả trên hình 4b và 4c
(3a): Hàm offset định dạng v 0 min, giản đồ
vector có tâm tại [1,0,0] Giới hạn hàm offset cục
bộ:
min 1
max 0
;
0
min
Hàm dòng điện i NP :
min 0 )
0 min (
max ) 0 min max 2 (
i mid i mid
i NP
i
(15)
(3b): Hàm offset định dạng v0 1 mid, giản đồ vector có tâm tại [1,1,0] Giới hạn hàm offset cục bộ:
mid
0 ; 0max 1 max min
Hàm dòng điện i NP :
min 0 2 min) (
max
3mid i mid i mid i NP
H4 Các đại lượng pha max, mid và min trong các
vùng (2) - trường hợp (a), vùng (3) - trường hợp (b) và (c) và vùng (4) - trường hợp (d)
2.4 Vùng (4)
Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1); (maxmid)1; (mid min)1 Bằng cách cài đặt
v chuyển mạch 2 bậc xảy ra với nghịch lưu 2 bậc với tâm vector [1,1,0] Ba pha nghịch lưu hình thành có vị trí tương đối như hình 4d Các giới hạn của hàm cục bộ:
min max 2 max 0
; 0 min
Hàm dòng điện i NP :
min 0 )
0 min 2
(
max ) 0 min max 2 (
i mid i mid
i NP
i
(19)
Đặc điểm của kỹ thuật điều khiển cân bằng điện áp
tụ khi cài đặt hàm offset cục bộ bằng các giá trị cực trị là tạo thành chế độ điều chế gián đoạn, qua
đó cho phép giảm tổn hao do quá trình đóng ngắt
3 Phân tích dòng điện trung tính mạch một chiều trong kỹ thuật điều chế 3 bậc
Khác với trường hợp kỹ thuật điều chế 2 bậc, kỹ thuật điều chế 3 bậc cho phép dòng điện trung tính mạch một chiều có chiều bất kỳ, do đó tạo khả năng thuận lợi cho việc điều khiển cân bằng các tụ một chiều
Trang 4Điện áp nghịch lưu, ví dụ pha A, có thể tuần tự
thay đổi giữa các mức giá trị 0, 1 và 2 trong thời
gian tương ứng là d 0 A, d , 1A d 2 A
Mẫu điều chế ba bậc với số lần chuyển mạch tiết
kiệm được mô tả trên hình 5 Tương ứng pha có
điện áp lớn nhất - max, pha có điện áp nhỏ nhất -
min, có thể thực hiện điều chế dạng hai bậc Pha
còn lại - mid , sẽ thực hiện chuyển mạch ba bậc
Thời gian pha - maxduy trì trên mức 2 và mức 1
được ký hiệu lần lượt là d1max và d2max Ký hiệu
tương tự cho hai pha còn lại
3.1 Trường hợp dòng i NP bằng không
Mẫu điều chế ba bậc trên hình 5 được thiết kế để
đạt dòng trung tính mạch một chiều bằng không
Để thực hiện điều này, hàm offset tổng được thiết
lập bằng:
2 / min) (max 1 0 0
'
0 v
Trong đó v’ 0 là giá trị hàm offset tổng, v 0 là hàm
offset định dạng, ζ0 là hàm offset cục bộ
Hệ quả, điện áp các nhánh nghịch lưu bằng:
0
0
0
1 3(max min) / 2
mid
(21)
Trong đó max 0 là điện áp nghịch lưu của pha max,
mid 0 là điện áp nghịch lưu của pha mid, min 0 là
điện áp nghịch lưu của pha min
H5 Minh họa giản đồ đóng ngắt của kỹ thuật
điều chế ba bậc cho nghịch lưu ba bậc NPC
Điều kiện dòng i bằng không: NP
1max max 1mid mid 1min min 0
d i d i d i (22)
Trong đó:
max
1
d
: Thời gian pha max tác dụng vào mức 1
max
2
d
: Thời gian pha max tác dụng vào mức 2
Tương tự d 0mid d 1mid d 2mid là khoảng thời gian pha
mid tác dụng vào mức điện áp mức 0, mức 1, mức
2
vào mức điện áp mức 0 và mức 1
Giải các phương trình trên, ta được (23):
; 1 0
10
; 2 / min) (max min 0
; 2 / min) (max 1 min 1
; 2 / ) (max 0
; 2 / min) (max 1 1
; 2 / min) (
2
; 2 / min) (max 1 max 1
; 2 / min) (max max 2
mid d mid d mid d d d
mid mid
d mid d
mid mid d d d
(23)
Phụ thuộc vào quan hệ giữa các thời gian tác dụng của mỗi áp pha trên mỗi bậc áp trong chuỗi đóng ngắt, ta suy ra 5 trường hợp mẫu điều chế dạng ba bậc sau đây với đồ thị tương quan như hình 6 và diện tích mà vector yêu cầu xuất hiện trong sector thứ nhất trên hình 7
(a)
) 3 / 2 (min ), 3 / 2 (max ), 1 min (max
min 0 10
0 max 1
d
(24)
(b)
) 3 / 2 (min ), 3 / 2 (max ), 1 min (max
10 0
0 max 1
d
(25)
(c)
) 3 / 2 (min ), 3 / 2 (max ), 1 min (max
min 0 10
max 1 0
mid d
(26)
(d)
) 3 / 2 (min ), 3 / 2 (max ), 1 min (max
10 min 0 max 1 0
mid d
(27)
(e)
) 1 min (max
10 max 1 min 0 0
mid d
(28)
H6 Minh họa 5 trường hợp của chế độ triệt tiêu
chuyển mạch 3 bậc
Ví dụ một chuỗi trạng thái đóng ngắt có dòng trung tính iNP bằng không, như hình 6a: 100 200
210 220 221
Trang 5H7 Phân tích các vùng hoạt động của kỹ thuật
3.2 Trường hợp dòng i NP khác không
Điều chỉnh điện áp offset có thể giúp điều khiển
dòng trung tính mạch một chiều khác không Nó
có tác dụng giống như khi ta thay đổi độ rộng của
thời gian tác dụng khi một pha tải duy trì trên một
mức điện áp nào đó; cụ thể đó là sự dịch chuyển
0
Đối với pha mid, điều đó có thể thực hiện bằng cả
hai sự dịch chuyển - d trên mức 2 và 01 d trên 02
mức 0, xem hình 5 Dòng điện trung tính mạch
một chiều iNP lúc đó bằng:
0(max min)
i d i i e i (29)
Với:
01 02
Có thể nhận thấy, tồn tại hai thành phần của dòng
iNP: một gây ra bởi sự thay đổi điện áp offset của
nghịch lưu đặc trưng bởi đại lượng d và một gây 0
ra bởi sự thay đổi không đối xứng trên pha mid
đặc trưng bởi đại lượng e
3.2.1 Điều chỉnh dòng điện iNP dựa
theo dòng điện pha-mid
Phương pháp đơn giản nhất của kỹ thuật ba bậc là
thay đổi thông số e để điều chỉnh dòng i NP
Ta có:
mid i e NP i e
d0 0, 0, (31)
Điều khiển dòng i NP về độ lớn và dấu có thể dựa
vào ba điểm làm việc như sau:
(i) Giới hạn 1:
d d d e (32)
(ii) Giới hạn 2:
mid
d
e
mid d d
d
1
2 / 1 01
02
(33)
(iii) Giới hạn 3: Phụ thuộc vào quan hệ d 0mid và
2mid
d
(a) d2midd0mid:
mid d e
mid d d d
2 2
2 02 01
(34)
(b) d2midd0mid:
mid d e
mid d d d
0 2
0 02 01
(35)
3.2.2 Điều chỉnh dòng điện iNP dựa theo dòng điện pha max và pha min
Ngoài ra phương pháp điều chỉnh dòng iNP dựa theo dòng điện pha max và pha min cũng được xem xét phương pháp này thích hợp áp dụng khi
dòng điện pha mid có giá trị nhỏ làm cho khả năng
cân bằng điện áp của hai tụ một chiều không hiệu
quả Khi đó, khả năng kiểm soát dòng i NP dựa vào
dòng điện pha max và pha min sẽ là phương án
thay thế hiệu quả hơn
Khi đó điều kiện để điều khiển là d0 0 ,e 0 , kết quả thu được:
) min max (
d NP
Như vậy, phương pháp điều khiển với dòng trung tính một chiều khác không có thể dẫn đến sự giảm chuyển mạch, góp phần giảm tổn hao do quá trình đóng ngắt so với phương pháp điều chỉnh dòng trung tính một chiều bằng không
4 Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 4.1 Kết quả mô phỏng
Kết quả mô phỏng được thực hiện bằng phần mềm Matlab/Simulink Thông số mô phỏng cơ bản:
Nguồn DC Vc1 = Vc2 = 200[V]
Tụ điện C1 = C2 = 1000[uF]
Tải R-L nối Y R = 16[]; L = 50[mH]
Tần số f0 = 50[Hz]
Tần số đóng ngắt fs = 5[kHz]
Khi hệ số công suất cosφ = 0.71, chỉ số điều chế tăng đến m = 0.7, sự chênh lệch điện áp trên hai tụ không đáng kể (nhỏ hơn 1V) như mô tả trên hình
8
x 10 4 140
160 180 200 220 240 260
(a)
Trang 60 5 10 15
x 10 4 -20
0
20
40
60
80
100
120
(b)
x 10 4 -500
-400
-300
-200
-100
0
100
200
300
400
500
(c)
-300
-200
-100
0
100
200
300
(d)
x 104 -10
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
(e)
0 2000 4000 6000 8000 10000
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Frequency (Hz)
Fundamental (50Hz) = 2.315 , THD= 0.57%
(f)
H8 Đồ thị từ trên xuống với kỹ thuật chuyển mạch
2 bậc: (a) Dạng điện áp trên 2 tụ; (b) Độ lệch
điện áp giữa 2 tụ (Vc1 - Vc2); (c) Điện áp dây tải;
(d) Điện áp nghịch lưu; (e) Dòng điện tải 3 pha;
(f) phân tích FFT dòng điện tải
-150 -100 -50 0 50 100 150
(a)
-250 -200 -150 -100 -50 0 50 100 150 200 250
(b)
-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20
(c)
x 104 99.4
99.6 99.8 100 100.2 100.4
(d)
4 -0.8
-0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8
(e)
H9 Đồ thị từ trên xuống với kỹ thuật chuyển mạch
3 bậc: (a) Áp nghịch lưu; (b) Điện áp dây; (c)
Độ lệch điện áp 2 tụ
Trang 74.2 Kết quả thực nghiệm
Thông số thực nghiệm:
Nguồn DC Vc1 = Vc2 = 100[V]
Tụ điện C1 = C2 = 1000[uF]
Tải R-L nối Y R = 16[]; L = 50[mH]
Tần số f0 = 50[Hz]
Tần số đóng ngắt fs = 5[kHz]
Chương trình thực nghiệm được điều khiển bằng
card DSP TMS320F28335
(a)
(b)
(c)
H10: Kết quả thực nghiệm giải thuật điều chế Sin
PWM, với tỉ số m = 1 Từ trên xuống: (a) Điện áp tụ
Vc1, Vc2, độ lệch điện áp (Vc1-Vc2) và điện áp
nghịch lưu (5ms/div, 50V/div); (b) điện áp dây và
dòng điện tải (5ms/div, 100V/div, 1A/div); (c) phân
tích FFT dòng điện tải
(a)
(b)
(c)
H11 Kết quả thực nghiệm kỹ thuật điều chế 2 bậc,
với m=1 và cosφ = 0.71 - (a) Điện áp tụ Vc1, Vc2(5ms/div, 50V/div), độ lệch điện áp (Vc1-Vc2)(5ms/div, 50V/div), điện áp nghịch lưu (5ms/div, 50V/div); (b) điện áp dây, dòng điện tải (5ms/div, 50V/div, 5A/div); (c) phân tích FFT dòng điện tải
(a)
(b)
(c)
H12 Kết quả thực nghiệm với tụ C1 = C2 = 1000µF ,tải 3 pha có R = 16[Ω], L = 50[mH]
cosφ = 0.71, chỉ số điều chế m = 1: (a) Áp 2 tụ (5ms/div,20V/div), Độ lệch áp 2 tụ(5ms/div,20V/div),
Áp nghịch lưu(5ms/div,50V/div); (b) Điện áp dây và dòng điện tải(5ms/div,100V/div, 5A/div); (c) Phân tích FFT dòng điện tải
Trang 85 Kết luận
Một nguyên lý mới về kỹ thuật cân bằng điện áp
của hai tụ điện một chiều cho bộ nghịch lưu 3 bậc
NPC Nguyên lý mới đề xuất cho phép sử dụng
hàm offset kết hợp với kỹ thuật điều chế chuyển
mạch 2 bậc và 3 bậc để kiểm soát dòng điện đi qua
điểm giữa hai tụ Kết quả mô phỏng và thực
nghiệm ban đầu đã chứng minh rằng kỹ thuật điều
chế chuyển mạch 2 bậc luôn đạt được khả năng
cân bằng điện áp trên hai tụ (Sai lệch áp tụ ∆V =
0.477V) so với kỹ thuật sin PWM thông thường
được mô tả trên hình 10 (Sai lệch áp tụ ∆V =
22.3V) Khi tăng chỉ số điều chế m=1 thì khả năng
cân bằng tụ điện vẫn đảm bảo, nhưng xuất hiện hài
bậc cao ở dòng điện tải trong trường hợp dùng kỹ
thuật điều chế chuyển mạch 2 bậc (hình 11) Trong
khi đó với kỹ thuật điều chế chuyển mạch 3 bậc thì
luôn đạt khả năng cân bằng trong toàn mặt phẳng
vector điện áp nghịch lưu kết quả trên hình 12 (Sai
lệch áp tụ ∆V = 0.499V) Giải pháp cân bằng điện
áp tụ, kết hợp với các kỹ thuật phát triển sử dụng
hàm offset mở ra khả năng kiểm soát biến tần với
dung lượng tụ nhỏ và do đó có thể giảm bớt chi
phí thiết kế phần cứng
Tài liệu tham khảo
[1] L.G Franquelo, J Rodríguez, J.I León, S
Kouro, R Portillo, and M.M Prats, “The Age of
Multilevel Converters Arrives”, IEEE Ind Electron
Magazine, pp 28-39, June 2008
[2] W Chenchen and L Yongdong, “A new
balancing algorithm of neutral-point potential in the
three-level NPC converters”, in Proc Industry
Applications Society Annual Meeting, 5-9 Oct 2008,
pp 1-5
[3] S Busquets-Monge, J Bordonau, D Boroyevich,
and S Somavilla, “The nearest three virtual space
vector PWM - A modulation for the comprehensive
neutral-point balancing in the three-level NPC
inverter”, IEEE Power Electronics Letters, vol 2, no
1, pp 11-15, March 2004
[4] J Pou, J Zaragoza, P Rodríguez, S Ceballos, V
Sala, R Burgos, and D Boroyevich,
“Fast-processing modulation strategy for the neutral
point-clamped converter with total elimination of the
low-frequency voltage oscillations in the neutral point”,
IEEE Trans Indus Electron., vol 54, no 4, pp
2288-2299, Aug 2007
[5] J Zaragoza, J Pou, S Ceballos, E Robles, P
Ibáñez, and J.L Villate, “A Comprehensive Study of
a Hybrid Modulation Technique for the
Neutral-Point-Clamped Converter”, IEEE Trans Indus
Electron., vol.56, no 2, pp 294-304, Feb 2009
[6] J Zaragoza, J Pou, S Ceballos, E Robles, C
Jaen, and M Corbalán, “Voltage Balance
Compensator for Carrier-Based Modulation in the
Neutral-Point-Clamped Converter”, IEEE Trans
Indus Electron., vol 56, no 2, pp 305-314, Feb
2009
[7] N Celanovic and D Boroyevich, “A comprehensive study of neutral point voltage balancing problem in three-level
neutral-point-clamped voltage source PWM inverters”, IEEE Trans Power Electron., vol.15, no 2, pp 242-249,
March 2000
[8] J Pou, R Pindado, D Boroyevich, and P Rodríguez, “Evolution of the low-frequency neutral-point voltage oscillations in the three-level inverter”,
IEEE Trans Indus Electron., vol 56, no 6, pp
1582-1588, Dec 2005
Nguyen Van Nho received his
M.S and Ph.D degrees in Electrical Engineering from the University of West Bohemia, Czech Republic in 1988 and
1991, respectively Since 2007,
he has been an associate professor of Faculty of Electrical and Electronics Engineering at Ho Chi Minh City University of Technology, Vietnam He was a postdoctoral at KAIST, Korea in 2001 and was a visiting professor in 2003-2004 He was a visiting scholar at the Department of Electrical Engineering, University of Illinois at Urbana-Champaign in 2009 His research interests include modeling and control of ac motors, active filters, and PWM techniques He is a member of the Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE)
Đới Văn Môn (1974) Nhận
bằng Kỹ sư ngành Kỹ Thuật Điện năm 2001 tại Trường ĐH
Kỹ thuật Công nghệ Tp.HCM, bằng thạc sỹ ngành Thiết bị, mạng và nhà máy điện năm
2011 của Trường Đại học Bách Khoa Tp.HCM Hiện đang làm việc tại Công ty cổ phần Thiết bị điện (THIBIDI) Từ năm 2009 đến nay tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ thống năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa Tp.HCM Hướng nghiên cứu chính là điều khiển máy điện, điện tử công suất, DSP, FPGA…
Trần Quốc Hoàn (1983)
Nhận bằng Kỹ sư ngành Kỹ thuật điện năm 2007, bằng Thạc sỹ ngành Thiết bị, mạng
và nhà máy điện năm 2011 của Trường Đại học Bách Khoa Tp.HCM Từ năm 2007 đến nay là giảng viên của Khoa Kỹ thuật cơ sở, Trường Đại học Trần Đại Nghĩa -
Trang 9BQP Hiện đang tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ
thống năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa
Tp.HCM Hướng nghiên cứu chính là điện tử công
suất, điều khiển máy điện, DSP, FPGA…
Quách Thanh Hải (1972)
Nhận bằng kỹ sư ngành Kỹ Thuật Điện của trường Đại học
Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.Hồ Chí Minh năm 1995, bằng Thạc sỹ của Trường Đại học Bách Khoa Tp.Hồ Chí Minh năm
2002 Từ năm 1995 đến nay làm việc tại Trường Đại học
Sư Phạm Kỹ Thuật Tp Hồ Chí Minh Hiện nay là
nghiên cứu sinh tại Trường Đại học Bách Khoa
Tp.Hồ Chí Minh Hướng nghiên cứu chính về điện
tử công suất và kỹ thuật sóng mang
