MÔ HÌNH RÚT TRÍCH CỤM TỪ ĐẶC TRƯNG NGỮ NGHĨA TRONG TIẾNG VIỆT

Tuy nhiên trong trường hợp này nếu điện áp các nguồn DC không bằng nhau đối với cấu hình Diode kẹp hoặc không phải là bội số của nhau cấu hình tụ kẹp, nếu vẫn áp dụng phương pháp điều kh

PHẦN 1

TỔNG QUAN VỀ BỘ NGHỊCH LƯU ÁP ĐA BẬC

1 GIỚI THIỆU CHUNG VỀ CÁC BỘ NGHỊCH LƯU

Bộ nghịch lưu là bộ phận quan trọng trong các bộ biến đổi điện có nhiệm vụ chuyển đổi năng lượng điện từ nguồn điện một chiều (được chỉnh lưu từ nguồn điện

xoay chiều của lưới điện hoặc từ các nguồn một chiều như PIN, Ắquy, hệ thống quang

điện v.v thành năng lượng điện xoay chiều để cung cấp cho các phụ tải xoay

chiều Tuỳ theo tính chất của nguồn một chiều cung cấp cho bộ nghịch lưu và tính chất

của đại lượng xoay chiều ở ngõ ra của bộ nghịch lưu (cung cấp cho tải) mà bộ nghịch lưu được phân thành các loại như sau :

Tính chất của nguồn

một chiều ở ngõ vào Đại lượng xoay chiều ở ngõ ra cấp cho tải Tên gọi của bộ nghịch lưu

Trong các loại nghịch lưu nói trên, bộ nghịch lưu áp nguồn áp (ta gọi tắt là bộ

nghịch lưu áp) được dùng phổ biến nhất, thường được sử dụng trong các hệ thống

truyền động động cơ AC, các bộ lọc tích cực, các thiết bị bù công suất phản kháng v.v

Bộ nghịch áp nguồn áp là đối tượng nghiên cứu của đề tài

Để tạo ra điện áp xoay chiều ở ngõ ra, các linh kiện chuyển mạch có thể điều khiển ON-OFF như BJT, MOSFET, IGBT, GTO được sử dụng trong mạch nghịch lưu áp và được điều khiển ON-OFF theo một quy luật nhất định để tạo ra dạng điện áp xung chứa thành phần cơ bản dạng sin có biên độ và tần số mong muốn

Điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu áp có thể có 2 hay nhiều mức khác nhau Tuỳ thuộc vào điều đó ta có bộ nghịch lưu áp 2 bậc và bộ nghịch lưu áp đa bậc (từ 3 mức

trở lên) Sự khác biệt giữa 2 mức áp kế nhau cũng chính là điện áp tối đa đặt lên linh kiện trong quá trình linh kiện ở trạng thái OFF Khi số bậc càng lớn, với cùng một mức áp và dòng điện ngõ ra, các chỉ tiêu về độ méo dạng tổng thể do sóng hài (THD), kích thước mạch lọc ngõ ra (trường hợp có dùng mạch lọc) và công suất chuyển mạch đều

giảm so với mạch nghịch lưu áp 2 bậc cơ bản Kết luận này được Dr Keith Corzine tại University of Missouri – Rolla nghiên cứu và đưa ra trong bài “Operation and

Design of Multilevel Inverters” (tài liệu tham khảo [1]) Dr Keith Corzine đã

nghiên cứu một hệ thống truyền động động cơ AC với sơ đồ ở hình 1.1:

fs = 5kHz

Hình 1.1: Hệ thống truyền động động cơ AC được dùng trong

nghiên cứu của Keith Corzine

Các kết quả mà Keith Corzine đưa ra được trình bày tóm tắt trên hình 1.2

Hình 1.2 : Dạng điện áp pha a-g ứng với

số bậc tăng dần từ 2 đến 9

• Đối với chỉ tiêu THD và kích thước mạch lọc (L f), có một sự giảm có ý nghĩa khi từ

2 bậc lên 3 bậc

• Đối với chỉ tiêu về công suất chuyển mạch (P sw), sự giảm có ý nghĩa xảy ra khi từ 3

bậc lên 5 bậc

• Khi số bậc từ 5 tăng lên 9, các chỉ tiêu THD, Lf, Psw giảm chậm

Do có nhiều vấn đề kỹ thuật cần phải giải quyết đối với các mạch nghịch lưu áp có số bậc lớn hơn 3 nên chỉ có mạch nghịch lưu áp 3 bậc được ứng dụng phổ biến ở phạm

vi công suất trung bình

2 CẤU HÌNH CỦA CÁC BỘ NGHỊCH LƯU ÁP ĐA BẬC

Bộ nghịch lưu áp đa bậc có 3 cấu hình cơ bản :

Cấu hình Diode kẹp 3 bậc (diode-clamped converter), còn gọi là cấu hình NPC,

được Nabae giới thiệu năm 1981 Về sau, cấu hình này được phát triển cho nhiều bậc

Cấu hình diode-clamped có dạng cầu với mỗi nhánh gồm nhiều linh kiện mắc nối tiếp như hình 1.3 Đây là cấu hình được nghiên cứu và ứng dụng nhiều nhất

Three-level diode-clamped converter

Four-level diode-clamped converter

Hình 1.3 : Cấu trúc mạch nghịch lưu áp đa bậc dạng Diode kẹp

Mô hình mạch tương đương của cấu hình Diode kẹp được mô tả trên hình 1.4 Ở đó, với trường hợp n bậc, điện áp ngõ ra sẽ có n mức tương ứng với điện áp tại các nút

0 đến n-1

Hình 1.4: Mô hình tương đương của mạch nghịch lưu áp n bậc cấu hình Diode kẹp

Hai cấu hình khác gồm floating-capacitor converter (dạng tụ kẹp) và cascade

H-bridge converter Cấu hình tụ kẹp có cấu trúc dạng cầu với mỗi nhánh gồm nhiều

linh kiện nối tiếp tương tự như cấu hình diode kẹp Cấu hình H-bridge được xây dựng bằng cách nối tiếp các mạch nghịch lưu 2 bậc cơ bản

Three-level floating-capacitor

converters Four-level floating-capacitor converters

Hình 1.5 : Cấu hình mạch nghịch lưu áp đa bậc dạng tụ kẹp

a) Cấu hình cascade 3 bậc

b) Cấu hình cascade đa bậc

Hình 1.6 : Cấu hình mạch nghịch lưu áp đa bâc dạng cascade

Bảng 1.1: So sánh giữa các cấu hình mạch nghịch lưu áp đa bậc

A: Số lượng linh kiện chuyển mạch

B: Số lượng Diode kẹp

C: Số lượng tụ điện

D: Điện áp tối đa đặt lên linh kiện chuyển mạch

E: Số mức tối đa của điện áp dây (line-to-line voltage)

F: Số mức tối đa của điện áp pha tải (tải nối Υ)

G: Số lượng vectơ trong giản đồ vectơ (kể cả các vectơ Redundancy)

H: Số lượng vectơ trong giản đồ vectơ (không tính các vectơ Redundancy)

ƒ C ấu hình diode kẹp và cấu hình tụ kẹp cần dùng tụ điện lớn hoặc giải thuật

điều khiển phù hợp để duy trì ổn định điện áp trên các tụ Cấu hình này chỉ dùng một nguồn DC duy nhất, do vậy thích hợp cho trường hợp nguồn DC được tạo nên nhờ chỉnh lưu từ hệ thống điện AC của lưới điện

ƒ Cấu hình Cascade gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu 1 pha ghép nối tiếp Mỗi

bộ nghịch lưu áp dạng cầu một pha này sử dụng một nguồn DC riêng, các nguồn DC đòi hỏi phải cách ly hoàn toàn Vì vậy cấu hình dạng Cascade thích hợp cho trường hợp các nguồn DC có sẵn ví dụ acquy, battery v.v

Các tụ điện trong cấu hình Diode kẹp và tụ kẹp được sử dụng như các nguồn DC độc lập và cần thiết phải duy trì ổn định điện áp trên tụ Nếu ta thay các tụ điện này bằng các nguồn DC độc lập có sẳn như PIN, Ắcquy thì điện áp các nguồn này tương đối ổn định không phụ thuộc vào giải thuật điều khiển Khi đó mạch sẽ làm việc ổn định hơn Khi đó số lượng nguồn DC cần dùng trong cấu hình diode kẹp sẽ ít hơn so với cấu hình cascade nếu cùng số bậc Tuy nhiên trong trường hợp này nếu điện áp các nguồn DC không bằng nhau (đối với cấu hình Diode kẹp) hoặc không phải là bội số của nhau (cấu hình tụ kẹp), nếu vẫn áp dụng phương pháp điều khiển thông thường thì đặc tuyến điều khiển sẽ phi tuyến và xuất hiện các sóng hài bậc thấp ở ngõ ra làm giảm chất lượng điện áp và dòng điện cấp cho tải Do đó cần có giải thuật điều khiển thích hợp khi các nguồn DC không cân bằng

Bảng 1.2 : So sánh số lượng nguồn DC cần dùng giữa các cấu hình

khi thay các tụ điện trong cấu hình diode kẹp và tụ kẹp bằng nguồn DC độc lập

3-level 2 4level 3

Diode kẹp

5-level 4

3-level 4 4level 7

Tụ kẹp

5-level 10 n-level Chẳn : 3n/2-2; Lẻ: 3n/2-1,5 3-level 3 4level 4

Cascade

5-level 6

Cấu hình diode kẹp cần số lượng nguồn DC ít nhất

3 CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN

Hai kỹ thuật chủ yếu được dùng để điều khiển các bộ nghịch lưu áp (nói

chung) là kỹ thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang (carrier based-PWM) và kỹ thuật điều chế độ rộng xung dùng vectơ không gian (SV-PWM)

ƒ Kỹ thuật carrier based-PWM sử dụng điện áp điều khiển (sóng điều khiển) so

sánh với sóng mang tam giác và kết quả so sánh được dùng để điều khiển các linh kiện chuyển mạch Kỹ thuật này có ưu điểm là đơn giản, có thể thực hiện bằng kỹ

thuật Analog Giới hạn trên của phạm vi điều khiển tuyến tính là m = 0,785 (trường hợp sóng điều khiển dạng sin – sinusoidal pulsewidth modulation SPWM)) và m

= 0,907 (trường hợp điều chế độ rộng xung cải biên – cộng thêm thành phần Offset

vào sóng điều khiển dạng sin cơ bản) Nhược điểm của kỹ thuật này là tần số chuyển mạch cao, do đó tổn hao công suất chuyển mạch lớn Ngoài ra nếu thực hiện bằng kỹ thuật Analog thì độ chính xác thấp

ƒ Kỹ thuật SV-PWM dùng lý thuyết vectơ không gian để tính toán thời gian và trình

tự tác động xung kích lên các linh kiện chuyển mạch Kỹ thuật này được thực hiện trên cơ sở xử lý số, cần có sự trợ giúp của các vi mạch DSP để thực hiện các tính toán xử lý Điều này làm cho cấu trúc của mạch điều khiển phức tạp và giá thành

đắt Tuy nhiên kỹ thuật SV-PWM có ưu điểm là có thể chọn trình tự thực hiện các

vectơ sao cho tần số đóng ngắt thấp, nhờ vậy giảm được tổn hao chuyển mạch trên linh kiện đóng ngắt Ngoài ra độ chính xác cao và việc cài đặt các thông số được thực hiện đơn giản Ngày nay kỹ thuật SV-PWM được sử dụng nhiều nhờ sự hỗ trợ của kỹ thuật số Đây là một kỹ thuật mang tính hiện đại Giới hạn trên của phạm vi

điều khiển tuyến tính đối với kỹ thuật SV-PWM là m = 0,907

Hệ số điều chế m được định nghĩa như sau :

dc

m ) 1 ( V 2

V bước 6

khiển điều pháp phương

với được đạt bản cơ hài độ Biên

được đạt bản cơ hài độ Biên m

π

=

=

• Vt(1)m là biên độ của thành phần cơ bản trong điện áp ngõ ra

(điện áp pha – tâm nguồn DC)

• Vdc là điện áp của nguồn DC

3.1 Chi tiết về kỹ thuật Carrier based - PWM

Trong phần này, kỹ thuật carried based - PWM được làm rõ thông qua ví dụ

điều khiển bộ nghịch lưu áp 2 bậc có sơ đồ ở hình 1.7

Hình 1.7 : Sơ đồ nguyên lý mạch nghịch lưu áp 2 bậc

Phương pháp điều khiển :

Hình 1.8 : Phương pháp tạo tín hiệu kích và dạng sóng điện áp ngõ ra

Trong trường hợp sóng điều khiển dạng sin, phạm vi điều khiển tuyến tính đối với điện áp tải bị giới hạn ở mức mmax=0.785

• VđkM là biên độ của sóng điều khiển

• VpM là biên độ của sóng mang

Phương pháp mở rộng phạm vi điều khiển tuyến tính

+

-V DC

Bộ nghịch lưu áp

a b c

điện áp và dòng điện cung cấp cho tải Với phương pháp điều khiển SPWM, phân tích

phổ tín hiệu điện áp ngõ ra cho thấy các thành phần sóng hài từ bậc 2 trở lên (trừ các thành phần hài bậc cao xung quanh tần số chuyển mạch) đều có giá trị rất thấp Vì vậy nếu xét trong miền tần số có fmax < fs (fs là tần số của sĩng mang – thông thường khoảng vài kHz) thì mô hình mạch của bộ nghịch lưu áp như hình 1.10

Hình 1.10

Các nguồn áp V1, V2, V3 chính là thành phần điện áp cơ bản (3 pha) có biên độ bằng nhau, cùng tần số và lệch pha nhau

=

π

− ω

=

ω

=

3 / 4 t sin(

V V

3 / 2 t sin V V

t sin V V

m 3

m 2

m 1

Tải 3 pha có thể đấu hình Υ hoặc ∆

Với phương pháp điều khiển SPWM, biên độ của sóng điều khiển sẽ tỉ lệ với

biên độ của thành phần cơ bản ở ngõ ra theo hệ thức: dc

pM

đkM m

) 1

V

V

thuyến tính) Như vậy biên độ của thành phần cơ bản lớn nhất ở ngõ ra là 0,5Vdc khi

VđkM = VpM Mức áp này tương ứng với hệ số điều chế 0 , 785

4 V

2

V 5 , 0 m

dc

dc = π ≈ π

Để thành phần cơ bản có biên độ lớn hơn 0,5Vdc, cần phải tăng biên độ sóng điều khiển Tuy nhiên khi tăng biên độ sóng điều khiển lên cao hơn biên độ sóng mang thì trong khoảng vượt đó ta không điều khiển được Các thành phần hài xuất hiện trong điện áp và dòng điện ngõ ra, làm giảm chất lượng điện áp và dòng điện cấp cho tải Mặc khác khi đó việc điều khiển rơi vào vùng phi tuyến và không xác định chính xác được mức áp thành phần cơ bản ở ngõ ra Điều này là một trở ngại cho việc điều khiển Biện pháp giúp mở rộng phạm vi điều khiển tuyến tính là cộng thêm thành

phần Offset vào điện áp điều khiển cơ bản sao cho mặc dù tăng biên độ của sóng điều

khiển cơ bản (dạng sin) lên cao hơn VpM nhưng sóng điều khiển thực sự vẫn có giá trị thấp hơn hoặc bằng với VpM (xem hình 1.11)

Sóng điều khiển với biên độ > V PM

Hình 1.11 : Cộng thành phần Offset vào sóng điều khiển

Phương pháp điều khiển có Offset được gọi là điều chế độ rộng xung sin cải biên

(SPWM cải biên) Khi đó biên độ của thành phần cơ bản ở ngõ ra có thể tăng đến

57,7%V dc ứng với hệ số điều chế m = 0,907 Đó là giới hạn của phạm vi điều khiển

tuyến tính

Khi tồn tại thành phần Offset trong điện áp điều khiển thì cũng đồng thời xuất hiện các thành phần hài trong điện áp pha – tâm nguồn Để các thành phần hài này không ảnh hưởng đến tải thì chúng phải là các hài bội 3 (tức là các hài bậc 3, 6, 9, …) Mô hình mạch của bộ nghịch lưu áp trong trường hợp điều khiển có Offset với tần số của Offset bằng 3 lần tần số cơ bản như hình 1.12

Hình 1.12 : Mô hình bộ nghịch lưu áp khi áp dụng điều khiển mở rộng

Thành phần Offset có tần số gấp 3 lần tần số cơ bản, do đó nếu các thành phần

cơ bản lệch pha nhau 120O thì các thành phần Offset trùng pha nhau Vì vậy nếu chúng

có cùng biên độ thì tại mọi thời điểm ta luôn có : Vx = Vy = Vz Do vậy thành phần

Offset không ảnh hưởng đến tải hay nói cách khác dòng điện hài bậc 3 không xuất hiện trên tải Tương tự như vậy nếu trong phổ của điện áp pha – tâm nguồn DC xuất hiện các thành phần bậc lẻ : 6, 9, 12, … thì các thành phần này cũng không xuất hiện trên tải Tuy nhiên điều này chỉ đúng với bộ nghịch lưu áp 3 pha

Một số dạng hàm Offset thường được sử dụng và phổ của chúng

Offset = -0.5(max + min)

(Điều khiển liên tục)

Offset = 1 – max (Điều khiển gián đoạn)

h 3 , h 9 , h 15 , h 21 , h 27 , h 33 DC, h 3 , h 6 , h 9 , h 12 , h 15 , h 18 , h 21 , h 24 ,…

Điều khiển nghịch lưu áp đa bậc

Trong trường hợp điều khiển nghịch lưu áp đa bậc, sóng điều khiển được so sánh với một tập hợp các sóng mang Kết quả so sánh giữa sóng điều khiển với một sóng mang trong tập được dùng để điều khiển một cặp linh kiện chuyển mạch tương ứng Kết quả là điện áp ngõ ra có nhiều mức khác nhau Ví dụ trong trường hợp điều khiển nghịch lưu áp 3 bậc (cấu hình NPC) như sau :

2

V dc

2

V dc

Hình 1.13 : Phương pháp điều khiển nghịch lưu áp đa bậc

Trong điều khiển nghịch lưu áp đa bậc, phương pháp điều khiển SPWM cải biên cũng được áp dụng bằng cách cộng hàm Offset vào hàm điều khiển giống như trường hợp nghịch lưu áp 2 bậc

3.2 Chi tiết về kỹ thuật SV-PWM

Kỹ thuật SV-PWM dựa vào giản đồ vectơ trạng thái để tính toán thời gian thực

hiện các trạng thái chuyển mạch sao cho điện áp 3 pha trên tải đáp ứng theo yêu cầu

Các khái niệm vectơ không gian, giản đồ vectơ được thể hiện qua ví dụ sau đối với

trường hợp nghịch lưu áp 2 bậc

Hình 1.14 : Mạch nghịch lưu áp 3 pha – 2 bậc

Xét bộ nghịch lưu áp 3 pha – 2 bậc, tải đấu hình Υ như hình 1.14 Giả thiết tải 3 pha cân bằng và các điện áp vt1, vt2, vt3 thoả mãn : vt1+vt2+vt3 = 0 (1.1)

NO aO 1 t

v v v

v v v

v v v

Kết hợp với điều kiện : vt1+vt2+vt3 = 0 suy ra:

3

v v v

NO

+ +

3

v v v 2 v

3

v v v 2 v

bO aO cO 3

t

cO aO bO 2

t

cO bO aO 1

t

(1.2)

Như vậy điện áp pha tải có thể suy ra từ các điện áp pha – tâm nguồn Các chuyển mạch được điều khiển theo quy tắc đối nghịch Mỗi trạng thái của các chuyển mạch S1S3S5 tương ứng với một bộ 3 điện áp vt1, vt2, vt3 luôn thoả hệ thức (1.1) Điều này được thể hiện ở bảng 1.1 Giả sử quy ước Sx = 1 thể hiện Sx ở trạng thái đóng và Sx

= 0 thể hiện Sx ở trạng thái hở, ta có các tổ hợp trạng thái và tương ứng là các mức điện áp vt1, vt2, vt3 được liệt kê trong bảng 1.3

Trong kỹ thuật điều khiển SV-PWM, trình tự và thời gian thực hiện các tổ hợp

trạng thái trên đây cần được tính toán sao cho sự biến thiên của trị trung bình của điện áp trên tải theo luật hình sin Để xác định trình tự thực hiện các tổ hợp trạng thái

chuyển mạch, ta dùng khái niệm vectơ không gian Vectơ không gian là vectơ đại diện cho đại lượng xoay chiều 3 pha có tính chất khi nó quay quanh gốc toạ độ với vận tốc không đổi bằng ω thì hình chiếu của nó trên 3 trục đặt lệch nhau 1200 chính là 3 đại lượng xoay chiều hình sin có biên độ bằng độ dài của vectơ, tần số góc bằng ω và lệch pha nhau 1200 Điều này được thể hiện trên hình 1.15

Hình chiếu của vectơ V

lên trục pha a

Hình chiếu của vectơ V lên trục pha b (lệch pha 120 0 so với pha a)

Hình chiếu của vectơ V

lên trục pha c (lệch pha 120 0 so với pha b)

Hình 1.15 : Hình chiếu của vectơ không gian V lên các trục pha a, b, c

Với đại lượng 3 pha va, vb, vc cân bằng thì tại mọi thời điểm hệ thức (1.1) luôn được thoả Bảng 1.3 cho thấy điều đó cũng đúng với bất kỳ tổ hợp trạng thái nào của

các chuyển mạch S1S3S5 Bản chất của vấn đề là chỉ khi nào vectơ V quay theo quỹ đạo tròn thì hình chiếu của nó trên các trục mới thoả hệ thức :

=

− ω

=

ω

=

) 240 t cos(

V

v

) 120 t cos(

V

v

) cos(

V

v

0 m

c

0 m

b

m a

Theo bảng 1.3, nếu các tổ hợp trạng thái S1S3S5 thay đổi từ theo trình tự

và thời gian thực hiện mỗi tổ hợp trạng thái trên là ω

π

6

2 (tức 1/6 chu kỳ của tín hiệu sin tần số ω) thì các điện áp trên tải: vt1, vt2, vt3 biến

thiên như hình 1.16 Các mức áp này cũng chính là hình chiếu của vectơ V lên các trục nếu vectơ V nhảy từng nấc 600 trên quỹ đạo 3600 và dừng lại ở mỗi vị trí một khoảng thời gian bằng

ω

π

6

2

Hình 1.16: Hình chiếu của vectơ V lên 3 trục pha a, b, c khi vectơ V dừng tại các vị trí cách nhau 60 0 với thời gian dừng tại mỗi vị trí bằng 1/6 chu kỳ

Như vậy có mối quan hệ giữa vị trí của vectơ không gian V và trạng thái đóng ngắt các chuyển mạch S1S3S5 Ví dụ khi vectơ V ở vị trí nằm ngang, hướng từ trái qua phải thì tổ hợp S1S3S5 tương ứng là 100 Vì vậy để thuận tiện cho vấn đề khảo sát, người ta gọi vectơ này là vectơ 100 Như vậy với 3 chuyển mạch S1, S3, S5 ta có tất cả

8 vectơ như biểu diễn trên hình 1.17 Giản đồ vectơ này được dùng để xác định trình tự thực hiện và thời gian duy trì các tổ hợp trạng thái S1S3S5 để tạo ra dạng điện áp mong muốn trên tải

Giả sử ta thực hiện các vectơ theo

trình tựthì điện áp trên tải sẽ có dạng như hình 1.16 Phương pháp điều khiển này gọi là điều khiển 6 bước (six-steps) Biên độ thành phần cơ bản đạt được khi điều khiển 6 bước là

dc dc

Hình 1.17 :

Giản đồ vectơ nghịch lưu áp 2 bậc

Phương pháp điều khiển 6 bước có nhiều ưu điểm như tổn hao chuyển mạch thấp nhất (so với các phương pháp khác) do số lần chuyển mạch là ít nhất, biên độ thành phần cơ bản là lớn nhất Tuy nhiên các thành phần hài có biên độ lớn và do đó chất lượng điện cung cấp cho tải không tốt Hình 1.18 cho thấy phổ biên độ của tín hiệu điện áp trên tải khi điều khiển 6 bước

Hình 1.18 : Điện áp trên tải và phổ của nó khi thực hiện điều khiển 6 bước với nguồn V dc = 400V Biên độ hài cơ bản theo tính toán lý thuyết là 254,65V

Phổ tín hiệu cho thấy các hài bậc thấp có giá trị đáng kể

Trên giản đồ vectơ ở hình 1.17 ta thấy rằng chỉ có 8 vị trí của vectơ V là có thể thực hiện được bằng 8 tổ hợp trạng thái S1S3S5 tương ứng và nếu chỉ thực hiện những trạng thái đó thì điện áp trên tải chỉ là những mẫu của tín hiệu dạng sin với các thành phần hài bậc thấp có biên độ đáng kể Về mặt lý thuyết, muốn điện áp trên tải là dạng sin thực sự thì vectơ V phải quay theo quỹ đạo tròn với vận tốc góc không đổi Như vậy sẽ có vô số vị trí của vectơ V chứ không phải chỉ có một số vị trí như hình 1.17 Trong thực tế, do những giới hạn về thời gian tính toán và công suất tổn hao cho phép của linh kiện chuyển mạch nên chỉ có thể thực hiện n vị trí của vectơ V trên quỹ đạo của nó Giá trị lý tưởng là n = ∞ Như vậy trong thực tế, vectơ V dịch chuyển từng nấc trên quỹ đạo của nó Thời gian dừng lại ở mỗi vị trí được gọi là thời gian lấy mẫu và nếu mỗi vòng quay (tương ứng với 1 chu kỳ) có n mẫu thì thời gian lấy mẫu là:

Hình 1.19 :

Các vị trí dừng của vectơ V trên quỹ đạo

(xem xét trong góc phần VI thứ nhất).

Vectơ V sẽ có Môđun (phụ thuộc vào độ lớn của thành phần cơ bản mong muốn) và góc pha là bội số của 360/n Nói chung phần lớn vị trí của vectơ V

không trùng với vị trí của những vectơ cơ bản từ V0 đến V7 Như vậy thực hiện vectơ V như thế nào? Kỹ thuật SV-

PWM thực hiện vectơ V theo 3 vectơ gần nhất với thời gian được tính toán hợp lý để trị trung bình của điện áp trên các pha trong một chu kỳ Ts bằng với trị tính toán nếu thực hiện vectơ V

Hình 1.20 : Thực hiện vectơ V theo 3 vectơ gần nhất

Thời gian thực hiện 3 vectơ Vi, Vj, Vk gần nhất với vectơ V là Ti,

Vùng giới hạn khả năng thực hiện vectơ V

theo 3 vectơ gần nhất

Khả năng thực hiện vectơ V bị giới hạn bên trong đường tròn nội tiếp hình lục giác Đường tròn này có bán kính

3

V

r= dc và do đó biên độ lớn nhất của vectơ V thoả điều kiện các điện áp trên tải dạng sin là

0,907

Kỹ thuật SV-PWM cho nghịch lưu áp đa bậc :

Kỹ thuật SV-PWM cho trường hợp nghịch lưu áp đa bậc cũng tương tự như trường hợp 2 bậc nhưng giản đồ vecơ phức tạp hơn nhiều và có nhiều vectơ

Redundancy hơn để chọn lựa thực hiện (Vectơ Redundancy là những vectơ mà khi thực hiện chúng sẽ cho ra kết quả điện áp trên tải như nhau) Giản đồ vectơ cho nghịch lưu

Hình 1.22 : Sơ đồ mạch nghịch lưu áp 3 pha–3 bậc và giản đồ vectơ tương ứng

Kỹ thuật carrier based - PWM và SV-PWM trên đây được phát triển trên cơ sở

các nguồn DC ổn định và cân bằng, khi đó giản đồ vectơ là hệ tĩnh bất biến Tuy nhiên trong thực tế, các nguồn DC thường không cân bằng và điện áp của chúng không ổn định Lấy ví dụ trong biến tần đa bậc cấu hình diode kẹp (diode-clamped converter), điện áp trên các tụ luôn dao động theo thời gian và khi đó giản đồ vectơ là

một hệ động, biến thiên theo thời gian Trong trường hợp như vậy, với kỹ thuật điều

khiển giống như trường hợp các nguồn DC cân bằng và ổn định sẽ cho ra kết quả dòng điện tải bị méo dạng do xuất hiện các thành phần sóng hài bậc thấp, ảnh hưởng đến tải Ngoài ra đối với mạch nghịch lưu áp có số bậc lớn hơn 3, khi nguồn

không cân bằng hoặc dao động, đặc tính điều khiển trở nên phi tuyến, gây khó khăn

cho việc điều khiển chính xác

4.1 Mạch nghịch lưu áp 3 bậc làm việc với nguồn không cân bằng

Xét trường hợp mạch nghịch lưu áp 3 bậc Điện áp ngõ ra có 3 mức giá trị Nếu

ta chọn điểm mass như hình 1.23 thì :

• Khi nguồn cân bằng 3 mức đó là : 0, 1 V dc

• Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM và chọn fs = 60fcb thì trong khoảng tần số từ 0 đến 40fcb chỉ có thành phần tần số cơ bản, các thành phần khác không đáng kể

• Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM cải biên và cũng chọn fs = 60fcb

thì trong khoảng tần số từ 0 đến 40fcb, ngoài thành phần cơ bản còn có các sóng hài bậc 3 (chiếm khoảng 20,66%) và bậc 9 (khoảng 2,05%) thành phần

cơ bản

Kết quả trên được rút ra từ nhiều mô phỏng với hệ số điều chế m thay đổi từ 0 → 0,907 Nếu ta chọn gốc thời gian trùng với thời điểm bắt đầu bán kỳ dương của sóng điều khiển thì góc pha ban đầu của thành phần cơ bản và thành phần hài bội 3 bằng 0

Do đó ta mô tả gần đúng điện áp ngõ ra như sau :

2

1 ) (

(trường hợp điều khiển có Offset và chỉ xét đến khoảng tần số bé hơn 40fcb)

a) Trường hợp điều khiển theo SPWM

(sóng điều khiển dạng sin)

b) Trường hợp điều khiển SPWM cải biên

Offset = -0,5(max+min)

Hình 1.24 Xét trường hợp các nguồn DC không cân bằng nhưng tổng V dc không đổi:

Xét trường hợp Vdc không đổi Khi điện áp các nguồn DC1 và DC2 bằng nhau ta có điên áp tại nút (1) là V1 = 0,5Vdc Khi điện áp các nguồn DC1 và DC2 khác nhau ta có điện áp tại nút (1) là V’1 ≠ 0,5Vdc Đặt V’1 = kV1 (0 < k < 2), tức là V’1 có giá trị bất kỳ trong khoảng từ 0 đến Vdc Khi đó với cùng một dạng sóng điều khiển, điện áp ngõ

ra v o ứng với trường hợp nguồn cân bằng và v’ o ứng với nguồn không cân bằng được mô tả trên hình 1.25

t

ω π

Hình 1.25 : So sánh điện áp ngõ ra giữa 2 trường hợp : nguồn cân bằng và

không cân bằng khi điều khiển với cùng một sóng điều khiển.

Từ hình 1.25 ta xây dựng được biểu thức của v’o như sau :

o

kv

V ) 1 k ( v ) k 2 ( '

o o d

v ) 1 k (

v ) 1 k ( V ) 1 k ( v ' v v

với π ≤ ωt ≤ 2π (1.6)

Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM

Nếu điều khiển theo SPWM, trong phổ của v o tồn tại thành phần DC và thành phần cơ bản có biên độ là V1m như mô tả ở (1.4) Thay (1.4) vào biểu thức của vd ta được :

V V 2

1 ) 1 k (

) sin(

V V 2

1 ) 1 k ( v ' v v

m 1 dc

m 1 dc o

o d

1 k ( ) ( d v 2

1

2

0 d 0

−

= ω π

= ∫π

Biên độ của thành phần có tần số ω là : 2

1 2 1

0 ) ( d ).

t ( sin )

( d ).

t ( sin V

).

1 k (

) ( d ).

t sin(

v

1 a

0

2 2 2

m 1

2

0 d 1

− ω ω π

−

−

=

= ω ω π

0 ) ( d ).

t 2 sin(

) ( d ).

t 2 sin(

2

V ).

1 k (

) ( d ).

t cos(

v

1 b

0

2 m

1

2

0 d 1

− ω ω π

−

−

=

= ω ω π

Như vậy ta có : A 1 = a 1 2 +b 1 2 = 0

Biên độ của thành phần tần số nω (n ≥ 2) được xác định từ :

2 n 2 n

−

−

=

= ω ω π

1

2

0 d n

dx ).

nx sin(

x sin dx

).

nx sin(

x sin V

).

1 k (

) ( d ).

t n sin(

v

1 a

Tích phân :

0 x ) n 1 sin(

n 1

1 x ) n 1 sin(

n 1

1 2

1

dx x ) n 1 cos(

dx x ) n 1 cos(

2

1 dx ).

nx sin(

x sin J

−

−

=

= ω ω π

1

2

0 d n

dx ).

nx cos(

x sin dx

).

nx cos(

x sin V

).

1 k (

) ( d ).

t n cos(

v

1 b

∫

∫

chẳn n

nếu

; n 1 2

lẻ n nếu

; 0 x

) n 1 cos(

n 1

1 x ) n 1 cos(

n 1

1 2 1

dx x ) n 1 sin(

x ) n 1 sin(

2

1 dx ).

nx cos(

x sin J

2 0

0 0

= ∫π

n 1 2

lẻ n nếu

; 0 ) ( d ).

t n cos(

).

t sin(

J

2

2 4

−

−

=

chẳn n

nếu

; ) n 1 (

V ) 1 k ( 4

lẻ n nếu

;

0 b

2 m 1 n

Vậy biên độ của thành phần hài bậc n (n ≥ 2) là :

−

−

= +

=

chẳn n

nếu

; )

n 1 (

V ) 1 k ( 4

lẻ n nếu

;

0 b a A

2 m 1 2

n 2 n n

Trường hợp điều khiển theo kỹ thuật SPWM cải biên (có Offset)

Trong trường hợp điều khiển mở rộng, ngoài thành phần DC và thành phần cơ bản, trong tín hiệu ngõ ra còn có thành phần hài bậc 3 chiếm khoảng 20% hài cơ bản như mô tả ở (1.5) Ta cần xét xem thành phần này có ảnh hưởng gì nếu nguồn DC không cân bằng

Gọi vd3 là điện áp sai lệch giữa v’o và vo khi chỉ xét riêng thành phần hài bội 3,

V ).

1 k ( 2 , 0

) 3 sin(

V ).

1 k ( 2 , 0 v

m 1

m 1 3

−

−

= ω π

π π

3

V ).

1 k ( 4 , 0 3

4 2

V ).

1 k (

2

,

0

dx x 3 sin dx

x 3 sin 2

V ).

1 k ( 2 , 0 ) ( d v 2

1

B

m 1 m

1

0

2 2

0

m 1 3

d 0

Biên độ của thành phần hài thứ n do v d3 sinh ra được xác định theo :

2 n 2 n

0 dx ).

nx sin(

).

x 3 sin(

dx ) nx sin(

).

x 3 sin(

V ).

1 k ( 2 , 0

) ( d ).

t n sin(

v

1 a

0

2 m

1

2

0 3 d n

−

−

=

= ω ω π

−

−

=

= ω ω π

chẳn n

nếu

; ) n 9 (

V ).

1 k ( 4 , 2

lẻ n nếu

;

0

dx ).

nx cos(

).

x 3 sin(

dx ) nx cos(

).

x 3 sin(

V ).

1 k ( 2 , 0

) ( d ).

t n cos(

v

1 b

2 m 1 0

2 m

1

2

0 3 d n

) n 9 (

V ).

1 k ( 4 , 2

ƒ Thành phần DC thay đổi một lượng bằng :

; 3

V ).

1 k ( 4 , 0 ) 1 k ( V

5

,

0

SPWM khiển điều

;

) 1 k ( V

5

,

0

m 1 dc

dc

ƒ Thành phần cơ bản không đổi

ƒ Hài bậc lẻ (chỉ có khi điều khiển theo SPWM cải biên) không thay đổi

ƒ Hài bậc chẳn xuất hiện với biên độ là :

− +

− π

−

− π

−

=

biên cải SPWM theo

khiển điều khi

; ) 9 n (

V ).

1 k ( 4 , 2 ) 1 n (

V ).

1 k ( 4

SPWM theo

khiển điều khi

;

) 1 n (

V ).

1 k ( 4 V

2

m 1 2

m 1

2 m 1

nm

K hi điều khiển theo SPWM cải biên, biên độ sóng hài bậc 2 giảm nhưng các sóng hài bậc chẳn khác từ bậc 4 trở lên đều tăng biên độ Hình 1.26 trình bày kết quả so sánh giữa hai trường hợp điều khiển với k = 0,6

Để kiểm chứng lý các phân tích trên đây, ta so sánh phổ của tín hiệu ngõ ra trong

3 trường hợp :

(1) Mạch nghịch lưu làm việc với nguồn cân bằng, điều khiển theo SPWM

(2) Mạch nghịch lưu làm việc với nguồn không cân bằng (k = 1,6); điều khiển theo SPWM

(3) Mạch nghịch lưu làm việc với nguồn không cân bằng (k = 1,6); điều khiển theo SPWM cải biên

Kết quả mô phỏng và so sánh trình bày trên hình 1.26

Hình 1.26

Để đánh giá rõ hơn, độ méo dạng hài tổng thể (trừ thành phần DC và các thành phần hài bậc 3, 6, 9, … vì không ảnh hưởng đến tải) được tính đến hài bậc 40 với k thay đổi từ 0 đến 2 được vẽ trên hình 1.27 Một số kết quả mô phỏng với k = 0,2; 0,4; 0,6; 0,8; 1,2; 1,4; 1,6; 1,8 cũng được thực hiện để so sánh với lý thuyết

Trường hợp nguồn cân bằng, điều khiển theo SPWM Trường hợp nguồn không cân bằng, điều khiển theo SPWM Trường hợp nguồn không cân bằng, điều khiển theo SPWM cải biên

Hình 1.27 Kết luận :

Mạch nghịch lưu áp 3 pha – 3 bậc khi làm việc với nguồn không cân bằng, nếu vẫn áp dụng phương pháp điều khiển thông thường thì thành phần cơ bản không đổi nhưng xuất hiện các thành phần hài bậc thấp gây ảnh hưởng đến tải Thành phần hài bậc 2 và bậc 4 là những thành phần có giá trị lớn nhất

Hình 1.28 : Dòng điện tải méo dạng do sóng hài bậc thấp (trường hợp k = 1,6)

4.2 Mạch nghịch lưu áp từ 4 bậc làm việc với nguồn không cân bằng

Xét trường hợp mạch nghịch lưu áp 4 bậc với Vdc không đổi nhưng các nguồn DC trong mạch không cân bằng Các mức áp tại các nút nguồn khi các nguồn DC cân bằng lần lượt là V1, V2, V3 và khi các nguồn DC không cân bằng là : V’1 = k1V1; V’2 =

k2V2 và V3 (k1, k2 ∈ (0, 2)) Cấu trúc 1 nhánh có thể mô tả như hình 1.29 và sự thay đổi điện áp ngõ ra khi nguồn không cân bằng được mô tả trên hình 1.30

a) Nguồn cân bằng b) Nguồn không cân bằng

Hình 1.29

a) Trường hợp hệ số điều chế thấp b) Trường hợp hệ số điều chế cao

Hình 1.30 : Sự thay đổi điện áp ngõ ra khi nguồn không cân bằng

Trường hợp hệ số điều chế thấp :

Trường hợp này điện áp ngõ ra chỉ có 2 bậc Do đó bộ nghịch lưu làm việc tương tương như bộ nghịch lưu 2 bậc với nguồn:

• DC = V2 – V1 = Vdc/3 (trường hợp nguồn cân bằng) và

• DC’ = V’2 – V’1 ≠ Vdc/3 (trường hợp nguồn không cân bằng)

Vì V’2 – V’1 ≠ V2 – V1 nên kết quả là với cùng một sóng điều khiển như nhau, khi nguồn DC không cân bằng sẽ tạo ra thành phần cơ bản ở ngõ ra khác với trường hợp nguồn DC cân bằng Cụ thể là :

ƒ Nếu V’2 – V’1 < Vdc/2 thì V’1m < V1m

ƒ Nếu V’2 – V’1 > Vdc/2 thì V’1m > V1m

V’ 1m là thành phần cơ bản ở ngõ ra khi các nguồn DC không cân bằng

V 1m là thành phần cơ bản ngõ ra khi các nguồn DC cân bằng

Trường hợp hệ số điều chế lớn

Trường hợp này điện áp ngõ ra có 4 bậc và trong từng giai đoạn, điện áp ngõ ra sẽ chuyển trạng thái giữa các mức áp như mô tả trên hình 1.31

>

ω ω

ω ω

= ω ω

ω ω

>

ω ω

+

2

2 o 2

2

o

2 o 2

o

0 o 0

o

) ( d ).

t sin(

v ) ( d ).

t sin(

.

'

v

) ( d ).

t sin(

v ) ( d ).

t sin(

.

'

v

) ( d ).

t sin(

v ) ( d ).

t sin(

o sin( t ) d ( ) v sin( t ) d ( ) '

v

Vậy khi V1 không đổi nhưng V2 tăng thì biên độ thành phần cơ bản trong điện áp ngõ ra cũng tăng theo mặc dù sóng điều khiển không đổi Ngược lại nếu V1 không đổi nhưng V2 giảm thì biên độ thành phần cơ bản trong điện áp ngõ ra giảm Mạch nghịch lưu áp 4 bậc khi làm việc với nguồn DC không cân bằng thì biên độ của thành phần cơ bản trong điện áp ngõ ra có thể lớn hơn hoặc bé hơn so với trường hợp nguồn cân bằng (hoạt động với cùng sóng điều khiển) tuỳ theo chiều biến thiên của điện áp nguồn Điều đó dẫn đến việc điều khiển không chính xác Ngoài ra một số trường hợp mô phỏng cho thấy đặc tính điều khiển trở nên phi tuyến và xuất hiện các thành phần hài bậc thấp trong điện áp và dòng điện ngõ ra

Phân tích mạch nghịch lưu có số bậc lớn hơn 4 cũng cho kết quả tương tự Vì vậy có thể kết luận rằng, mạch nghịch lưu áp có số bậc lớn hơn 3 khi làm việc với nguồn

DC không cân bằng sẽ dẫn đến kết quả :

• Đặc tính điều khiển phi tuyến

• Xuất hiện các sóng hài bậc thấp ở ngõ ra

Ở mạch nghịch lưu áp 3 bậc chỉ có tính chất thứ 2

Để minh hoạ cho các tính chất trên, một số mô phỏng đã được thực hiện với mạch nghịch lưu áp 3 bậc và 4 bậc, các đặc tuyến xây dựng từ số liệu mô phỏng Ở hình 1.32 là trường hợp 3 bậc với độ lệch k = 1,5 Ở hình 1.33 là trường hợp 4 bậc với độ lệch k1 = 1 và k2 = 1,25

a) Đặc tính điều khiển

4.3 Mạch nghịch lưu áp đa bậc làm việc với nguồn DC dao động

a) n nguồn DC độc lập mắc nối tiếp b) Các nguồn DC là điện áp trên các tụ

Hình 1.34.

Trường hợp nguồn DC dao động có thể phân thành 2 trường hợp: (1) biến thiên chậm và (2) biến thiên nhanh Trường hợp (1) có thể gặp khi các nguồn DC được tạo nên từ hệ thống quang điện hoặc từ hệ thống phát điện nhờ sức gió Trường hợp (2) xảy ra ở mạch nghịch lưu áp đa bậc cấu hình Diode kẹp với điên áp DC chính là điện áp trên các tụ điện mắc nối tiếp

Ở trường hợp hình 1.34a, sự biến thiên điện áp của các nguồn DC thường diễn ra chậm và không có quy luật, dẫn đến sự mất cân bằng giữa chúng Những ảnh hưởng của sự mất cân bằng này đã trình bày ở mục 4.1 và 4.2

Ở trường hợp hình 1.34b, sự biến thiên điện áp trên các tụ thường diễn ra nhanh và có quy luật (tuần hoàn với tần số gấp 3 lần tần số cơ bản) Đồng thời với sự dao động, điện áp trung bình trên các tụ cũng không cân bằng và điều đó ảnh hướng đến tải cũng như linh kiện chuyển mạch Nhiều công trình nghiên cứu của các tác giả như:

H du Tiot Mouton (tài liệu tham khảo 3), Annette von Joouanne (tài liệu tham khảo

4), Katsutoshi Yamanaka (tài liệu tham khảo 5), J Pou (tài liệu tham khảo 6),

Thomas Bruckner (tài liệu tham khảo 7), v.v đã đưa ra những nhận định chung là :

điện áp trên các tụ trong cấu hình mạch nghịch lưu áp NPC dao động phụ thuộc vào tính chất của tải cũng như giải thuật điều khiển Sư dao động này làm phát sinh các sóng hài bậc thấp trong điện áp và dòng điện ngõ ra ảnh hưởng đến tải, đồng thời làm tăng điện áp đặt lên linh kiện chuyển mạch, có thể gây hỏng linh kiện chuyển mạch

Để kiểm chứng nhận định này, 2 trường hợp mô phỏng thực hiện trên MATLAB với mạch nghịch lưu áp 3 bậc cho kết quả trình bày trên hình 1.35 và 1.36

ƒ Trường hợp thứ nhất : Mạch nghịch lưu áp 3 bậc làm việc với 2 nguồn DC

độc lập được mắc nối tiếp Điện áp của mỗi nguồn DC đều biến thiên ngẫu nhiên không có quy luật

ƒ Trường hợp thứ hai : Mạch nghịch lưu áp 3 bậc làm việc với 2 nguồn DC là

điện áp trên 2 tụ mắc nối tiếp Tổng điện áp vc1 + vc2 = 500V (không đổi) nhưng vc1 và vc2 dao động với tần số gấp 3 lần tần sô fcb

Nguồn cân

Nguồn dao động

Dòng điện tải

khi nguồn cân

Dòng điện tải khi

nguồn dao động

Phổ dòng điện tải

khi nguồn cân

Phổ dòng điện tải

khi nguồn dao động

Hình 1.35 Ảnh hưởng của sự dao động điện áp nguồn DC đến chất lượng dòng tải

Nguồn cân

Nguồn dao động

Dòng điện tải

khi nguồn cân

Dòng điện tải khi

nguồn dao động

Phổ dòng điện tải

khi nguồn cân

Phổ dòng điện tải

khi nguồn dao động

Hình 1.36: Ảnh hưởng của sự dao động điện áp nguồn DC đến chất lượng dòng tải

5 CÁC NGHIÊN CỨU LIÊN QUAN ĐẾN VẤN ĐỀ ĐANG XÉT

5.1 Trường hợp các nguồn DC ổn định - không cân bằng

Một số tác giả bao gồm: Leon M Tolbert, John N Chiason, Keith J

McKenzie và Zhong Du đã nghiên cứu mạch nghịch lưu áp đa bậc cấu hình Cascade

làm việc với nguồn không cân bằng (tài liệu tham khảo số 2) Trong nghiên cứu này, các tác giả sử dụng chuỗi Fourrier của điện áp ngõ ra để tính các các kích θi sao cho có thể triệt tiêu một số sóng hài chọn lọc

a) Cấu hình nhánh pha A b) Điện áp ngõ ra V an

Hình 1.37

Phân tích Fourrier của van có dạng như sau :

Trong đó : s là số lượng các nguồn DC và ViVdc là giá trị của nguồn DC thứ i

Để minh hoạ nội dung của phương pháp, các tác giả đã nghiên cứu mạch trường hợp 7 bậc (3 nguồn DC có giá trị khác nhau) Từ công thức (1), giả sử cần triệt tiêu các sóng hài bậc 5 và bậc 7, các tác giả thành lập hệ phương trình số (2) như sau :

Trong phương trình số (2), đặt x 1 = cos(θ 1 ), x 2 = cos(θ 2 ), x 3 = cos(θ 3 ) và áp dụng biến đổi lượng giác cos(5θ) và cos(7θ), các tác giả thành lập hệ phương trình (3)

trong đó : x = (x1,x2,x3) và m = Vf/(4Vdc/π)

Giải hệ phương trình (3) với trường hợp : V1Vdc = 60V; V2Vdc = 47Vdc, V3Vdc = 43,1V tìm được các tập hợp nghiệm : θ1, θ2, θ3 như hình 1.38 và từ đó tính được độ méo dạng hài tổng thể (THD) như hình 1.39

Hình 1.38 : Kết quả tính góc kích θ1, θ2, θ3

Hình 1.39 : Đặc tính THD

Từ các kết quả của tác giả, ta rút ra được một vài nhận xét như sau :

(+) Ưu điểm của phương pháp :

• Tần số chuyển mạch thấp, do đó giảm được tổn hao do chuyển mạch đối với linh kiện và cho phép linh kiện dẫn dòng lớn hơn so với các phương pháp PWM

(-) Nhược điểm của phương pháp :

• Phải giải hệ phương trình đa biến bậc cao, đặc biệt là khi số bậc lớn Ngoài

ra với một số khoảng điều chế, hệ phương trình (3) không có nghiệm

• Đặc tính THD cho thấy độ méo dạng hài tổng thể tương đối lớn, đặc biệt là

ở hệ số điều chế thấp

• Khi nguồn DC thay đổi so với điều kiện ban đầu, phải giải lại bài toán Vì

việc giải khá phức tạp nên không cho phép thực hiện ON-LINE

5.2 Trường hợp các nguồn DC dao động

Trường hợp mạch nghịch lưu áp đa bậc làm việc với các nguồn DC độc lập mắc nối tiếp như hình 1.34a, sự dao động điện áp nguồn phụ thuộc chủ yếu vào nguồn năng lượng tạo nên nguồn DC và chưa có nhiều nghiên cứu trong trường hợp nguồn dao động

Trường hợp mạch nghịch lưu áp đa bậc làm việc với nguồn DC là điện áp trên tụ, sự dao động phụ thuộc vào điện dung của tụ, tính chất của tải và phương pháp điều khiển Đã có rất nhiều công trình nghiên cứu theo hướng tìm giải thuật điều khiển sao cho cân bằng điện áp trên các tụ và hạn chế sự dao động Một số nghiên cứu sử dụng dòng điện thứ tự 0 bơm vào hoặc rút ra từ nút trung tính (neutral point) để cân bằng điện áp trên các tụ Một số nghiên cứu khác áp dụng kỹ thuật SV-PWM, các tác giả phân tích nguyên nhân dẫn đến sự dao động điện áp tụ và dùng giản đồ vectơ tĩnh để

lựa chọn sử dụng các vectơ Redundancy nhằm cân bằng điện áp trên các tụ Các

nghiên cứu này đạt được kết quả rất tốt trong vùng chỉ số điều chế thấp và một số chế độ tải nhất định Khi chỉ số điều chế lớn và tải có hệ số công suất thấp, phương pháp không thực hiện được

N ghiên cứu của Nicola

Celanovic và Dushan

Boroyevich (tài liệu tham khảo

số 8) đã chỉ ra giới hạn trong việc

điều khiển ổn định điện áp điểm

trung tính trong mạch nghịch lưu

áp NPC 3 bậc (hình 1.40)

Hình 1.40

Như vậy trong một số trường hợp, vẫn tồn tại sự bất cân bằng và dao động điện áp trên các tụ mà chưa có biện pháp hiệu quả để khắc phục

PHẦN 2

NGHIÊN CỨU KỸ THUẬT CARRIER BASED – PWM ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU ÁP ĐA BẬC

VỚI CÁC NGUỒN DC ỔN ĐỊNH – KHÔNG CÂN BẰNG

1 ĐẶT VẤN ĐỀ

Xét cấu trúc 1 nhánh của mạch nghịch lưu

áp 3 pha – n bậc ở hình 2.1 Có tất cả n-1

nguồn điện DC và nếu chọn điểm chuẩn

như hình vẽ, ta có n-1 mức điện áp khác nhau tại n-1 điểm xem xét

ƒ Các công tắc S có thể dùng linh kiện MOSFET, IGBT hay GTO tuỳ theo công suất của bộ nghịch lưu

ƒ C ác cặp linh kiện chuyển mạch Si và S’i

(i = 1 → n-1) được kích đối nghịch tức là:

Si + S’i = 1

ƒ T ại một thời điểm có tất cả n-1 linh kiện ở trạng thái đóng và n-1 linh kiện ở

trạng thái ngắt

ƒ S ự thay đổi các trạng thái đóng/ngắt tạo ra n mức điện áp khác nhau với mức

thấp nhất là 0v và cao nhất là V n-1 (nếu chọn điểm mass như hình vẽ)

Kỹ thuật carrier based - PWM và kỹ thuật SV - PWM có thể được dùng để

điều khiển bộ nghịch lưu áp đang xét Tuy nhiên các kỹ thuật này từ trước đến nay chỉ được nghiên cứu cho trường hợp các nguồn áp DC cân bằng Trong thực tế, các nguồn áp DC không cân bằng (có thể có giá trị ổn định nhưng không bằng nhau, hoặc dao động xung quanh giá trị trung bình nào đó) Trong những trường hợp như vậy, nếu vẫn áp dụng phương pháp điều khiển truyền thống thì chất lượng điện áp (đồng thời là dòng điện) cấp cho tải sẽ giảm Điều này đã được xem xét cụ thể ở phần tổng quan

Vì lý do nêu trên, cần mở rộng nghiên cứu áp dụng kỹ thuật carrier based– PWM

và SV – PWM cho bộ nghịch lưu áp đa bậc với các nguồn DC không cân bằng Đề tài

này theo hướng nghiên cứu kỹ thuật Carrier Based – PWM

Hình 2.1

2 CƠ SỞ XÂY DỰNG GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN

Xét bộ nghịch lưu áp NPC n

bậc có cấu trúc một nhánh ở hình

2.2 Để điều khiển bộ nghịch lưu

này, ta so sánh sóng điều khiển

với n-1 sóng mang Giả thuyết

mỗi sóng mang có biên độ bằng 1

và n-1 sóng mang được bố trí

trong khoảng từ 0V đến (n-1)V

Sóng điều khiển có giá trị nhỏ

nhất là 0V và lớn nhất là (n-1)V

(trong vùng điều chế tuyến tính)

Hình 2.2

Với phương pháp điều khiển như trên, nếu sóng điều khiển có giá trị nằm trong

khoảng (i, i+1) thì điện áp ngõ ra sẽ chuyển trạng thái giữa mức V i và V i+1

1 i v i đk

1 i v i đk

Với cách chọn điểm mass và điều khiển theo như trình bày trên hình 2.2 thì điện áp ngõ ra Out so với điểm mass (điểm O) có giá trị bé nhất là 0V và lớn nhất là VDC Gọi O’ là tâm nguồn DC tức điện áp tại O’ bằng VDC/2 và gọi v o ’(t) là điện áp ngõ ra

Out so với O’ Khi đó điều mong muốn là v o ’(t) chỉ chứa các thành phần xoay chiều

trong đó thành phần cơ bản có biên độ bằng với mức yêu cầu điều khiển, các thành phần khác phải có giá trị càng bé càng tốt

V DC

Sóng điều khiển

Gọi fcb là tần số của tín hiệu cơ bản theo yêu cầu điều khiển và fs là tần số của sóng mang Trong các ứng dụng của bộ nghịch lưu, fcb có giá trị từ vài chục đến vài trăm Hz, fs thường được chọn lớn hơn nhiều lần so với fcb (fs từ vài kHz đến khoảng chục kHz) Tần số fs càng lớn, việc điều khiển càng chính xác, chất lượng điện áp và dòng điện ngõ ra tốt hơn Tuy nhiên tổn hao chuyển mạch trên các linh kiện cũng tăng và thời gian tính toán xử lý của mạch điều khiển cũng phải tăng nhanh để có thể đáp ứng

Với fcb yêu cầu, ta có thể chọn tần số fs thỏa: fs = N.fcb với N ∈ Z+ Nếu chọn fs

cố định thì cùng có thể điều khiển mạch nghịch lưu làm việc ở tần số f’cb gần nhất với

fcb yêu cầu (f’cb thỏa điều kiện : fs = N.f’cb) Vì tần số fs lớn hơn nhiều lần fcb nên sai số giữa f’cb (để có N = fs/f’cb là số nguyên) với fcb yêu cầu nhỏ ở mức chấp nhận được Ví dụ khi chọn fs = 4kHz, ta có quan hệ giữa f’cb và fcb yêu cầu thể hiện trên hình 2.3 Sai số lớn nhất trong khoảng 0 → 200Hz bé hơn 2,5%

ϕ + ω +

=

2 n

n nm

1 m

1 DC

2

1 )

(

) t sin(

V ) (

v 1 ω = 1 m ω + ϕ1 là thành phần AC cơ bản

) t n sin(

V ) (

v n ω = nm ω + ϕn là hài bậc n của thành phần cơ bản

Hình 2.4 : Dạng điện áp ngõ ra của mạch nghịch lưu áp 3 bậc

khi chọn tần số sóng mang bằng bội số của tần số cơ bản

T a có thể biểu diễn v O (t) theo (ωt) Hơn nữa ta có thể chọn gốc thời gian phù hợp

sao cho ϕ1 = 0 Khi đó (2.1) được viết lại thành :

∑∞

=

ϕ + ω +

ω +

=

ω

2 n

n nm

m 1 DC

2

1 )

(

Điện áp ngõ ra: vo(ωt) tuần hoàn với chu kỳ T = Tcb nên có thể xác định biên độ

V1m của thành phần cơ bản theo phân tích Fourrier như sau:

2 1 2 1 m

=

2

0 o T

0 o

=

2

0 o T

0 o

1 v ( t ) cos( t ) dt 1 v ( t ) cos( t ) d ( )

T

2 b

Với vo(ωt) viết ở dạng (2.2) ta có :

) ( d ) sin(

V 1

) ( d ).

t sin(

) t n sin(

V )

sin(

V V 2

1 1 a

2

0 m 1

2

n nm

m 1 dc 1

ω ω π

=

= ω ω

t cos(

) t n sin(

V )

sin(

V V 2

1 1 b

2

n nm

m 1 dc

=

2

0 o 2

1 2 1 m

1 a b 1 v ( t ) sin( t ) d ( )

t sin(

) sin(

A V 2

1 1 ) ( d ).

t sin(

v

π

Từ đó suy ra nếu muốn biên độ của thành phần cơ bản trong điện áp ngõ ra là

V1m bằng với biên độ mong muốn (A) ta phải điều khiển vo(ωt) sao cho :

2

1 )

( d ).

t sin(

).

t

(

Ở đây ta có 2 điều kiện ràng buộc :

X Chu kỳ của thành phần cơ bản : T = N.Ts (N ∈ Z+)

Y Gốc thời gian phải chọn sao cho pha ban đầu của thành phần cơ bản bằng 0

• Điều kiện X có thể đạt được bằng cách chọn f s = N.fcb Khi có yêu cầu thay đổi f cb , cần phải hiệu chỉnh lại f s Cách thứ 2 là chọn f s cố định và điều khiển mạch nghịch lưu làm việc tại f’cb gần nhất với fcb yêu cầu, có nghĩa là chấp nhận sai số Sai lệch giữa f’cb và fcb đã minh hoạ trên hình 2.3 với trường hợp f s = 4kHz

• Điều kiện Y đạt được bằng cách chọn gốc thời gian trùng với thời điểm

sóng điều khiển đi qua điểm 0

Để đạt được (2.4) ta điều khiển sao cho trong mỗi chu kỳ của sóng mang ta có :

2

1 )

( d ).

t sin(

N

1 j

aj DC N

( d ).

t sin(

).

t (

2

1 )

( d ).

t sin(

).

t ( v

tức là điều kiện (2.4) được thỏa

Đặt x = ωt và xét trong một chu kỳ cụ thể của sóng mang với a là thời điểm đầu

và d là thời điểm cuối thì (2.5) được viết lại thành :

2

1 dx

x sin ).

x

(

1 dx

x sin

.

(cos a cos d)

V dx x sin V dx x sin ).

2

1 dx

x sin V

d cos a cos

a 2 sin d 2 sin 4

1 a d 2

1 A V

a 2 sin d 2 sin 4

1 a d 2

1 A

a d sin 2

) a d cos(

).

a d sin(

) a d ( A 2

a d sin − ≈ − Từ đó ta có :

2

a d sin A 2

a d sin

) a d cos(

1 A 2 1

2

a d sin ).

a d (

) a d cos(

).

a d ( ) a d ( A 2

) sin(