mô phỏng hệ truyền động biến tần đa bậc động cơ KBĐ xoay chiều ba pha dựa trên từ thông với C.M cực tiểu

Như tên gọi, bộ biến tần sử dụng trong hệ truyền động, chức năng chính là thay đổi tần số nguồn cung cấp cho động cơ để thay đổi tốc độ động cơ nhưng nếu chỉ thay đổi tần số nguồn cung c

Trang 1

Chương 1: MỞ ĐẦU G.V.H.D: T.S Nguyễn Văn Nhờ

CHƯƠNG 1:

MỞ ĐẦU

1.1 VỊ TRÍ BIẾN TẦN TRONG CÔNG NGHIỆP

Với sự phát triển như vũ bão về chủng loại cũng như số lượng các bộ biến tần, ngày càng nhiều thiết bị điện – điện tử sử dụng các bộ biến tần, trong đó một bộ phận đáng kể sử dụng biến tần phải kể đến chính là bộ biến tần điều khiển tốc độ động cơ điện

Trong thực tế có rất nhiều hoạt động trong công nghiệp có liên quan đến tốc độ động cơ điện Đôi lúc có thể xem sự ổn định của tốc độ động cơ mang yếu tố sống còn của chất lượng sản phẩm, sự ổn định của hệ thống …

ví dụ: doa xi-lanh, máy ép nhựa làm đế giầy, cán thép, hệ thống tự động pha trộn nguyên liệu, máy ly tâm định hình khi đúc … Vì thế, việc điều khiển và ổn định tốc độ động cơ được xem như vấn đề chính yếu của các hệ thống điều khiển trong công nghiệp

Điều chỉnh tốc độ động cơ là dùng các biện pháp nhân tạo để thay đổi các thông số nguồn như điện áp hay các thông số mạch như điện trở phụ, thay đổi từ thông … Từ đó tạo ra các đặc tính cơ mới để có những tốc độ làm việc mới phù hợp với yêu cầu của phụ tải cơ Có hai phương pháp để điều chỉnh tốc độ động cơ:

Biến đổi các thông số của bộ phận cơ khí tức là biến đổi tỷ số truyền chuyển tiếp từ trục động cơ đến cơ cấu máy sản xuất

Biến đổi tốc độ góc của động cơ điện Phương pháp này làm giảm tính phức tạp của cơ cấu và cải thiện được đặc tính điều chỉnh, đặc biệt linh hoạt khi ứng dụng các hệ thống điều khiển bằng điện tử Vì vậy, bộ biến tần được sử dụng để điều khiển tốc độ động cơ theo phương pháp này Ngoài ra cần phân biệt điều chỉnh tốc độ với sự tự động thay đổi tốc độ khi phụ tải thay đổi của động cơ điện

Như tên gọi, bộ biến tần sử dụng trong hệ truyền động, chức năng chính là thay đổi tần số nguồn cung cấp cho động cơ để thay đổi tốc độ động

cơ nhưng nếu chỉ thay đổi tần số nguồn cung cấp thì có thể thực hiện việc biến đổi này theo nhiều phương thức khác, không dùng mạch điện tử Trước kia, khi công nghệ chế tạo linh kiện bán dẫn chưa phát triển, người ta chủ yếu sử dụng các nghịch lưu dùng máy biến áp Ưu điểm chính của các thiết

bị dạng này là sóng dạng điện áp ngõ ra rất tốt (ít hài) và công suất lớn (so với biến tần hai bậc dùng linh kiện bán dẫn) nhưng còn nhiều hạn chế như:

H.v.t.h: Nguyễn Phương Quang Trang 1

Trang 2

- Giá thành cao do phải dùng máy biến áp công suất lớn

- Tổn thất trên biến áp chiếm đến 50% tổng tổn thất trên hệ thống nghịch lưu

- Chiếm diện tích lắp đặt lớn, dẫn đến khó khăn trong việc lắp đặt, duy tu, bảo trì cũng như thay mới

- Điều khiển khó khăn, khoảng điều khiển không rộng và dễ bị quá điện áp ngõ ra do có hiện tượng bão hoà từ của lõi thép máy biến áp

Ngoài ra, các hệ truyền động còn nhiều thông số khác cần được thay đổi, giám sát như: điện áp, dòng điện, khởi động êm (Ramp start hay Soft start), tính chất tải … mà chỉ có bộ biến tần sử dụng các thiết bị bán dẫn là thích hợp nhất trong trường hợp này

1.2 BIẾN TẦN ĐA BẬC

Udc

Động cơ điện không đồng bộä

0

a) Hệ thống truyền động biến tần đa bậc - động cơ điện không đồng bộä

b) Điện áp ngõ ra thay đổi theo số bậc biến tần c) Sóng dạng điện áp tại các điểm

Trang 3

Khái niệm hai bậc xuất phát từ quá trình điện áp giữa một đầu pha tải (điểm a, b hoặc c với điểm 0 trong hình 1.1) của nguồn một chiều thay đổi giữa hai bậc khác nhau (tương ứng trong sơ đồ hình 1.1 là +Udc/2 và –Udc/2) Điều này dẫn đến dV/dt khá lớn và hiện tượng điện áp common mode rất nghiêm trọng (xem chương 2) Để khắc phục điều này người ta sử dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc (Multi-level Voltage Source Inverter: VSI), do tính phổ dụng có thể gọi là biến tần đa bậc (Multi-level Inverter) Đây là một phương pháp điều chế có nhiều ưu điểm khi sử dụng ở điện áp cao và công suất lớn Các nhược điểm vừa nêu trong biến tần hai bậc có thể được khắc phục khi sử dụng bộ biến tần đa bậc Cụ thể khi xét một hệ thống truyền động biến tần - động cơ điện không đồng bộä với thông số động cơ P = 800 kW; 4.16 kV; 60 Hz; cosφ = 0,8 có sơ đồ khối như hình 1-1 và Udc = 6 kV, sau khi thực hiện việc đo đạc các thông số thực tế, khi thay đổi số bậc của biến tần dùng trong hệ truyền động, ta có kết quả như sau:

Hình 1.2 a: Tổng độ méo dạng do hài

Hình 1.2 b: Giá trị điện kháng dùng trong bộ lọc

Hình 1.2 c: Công suất truyền qua bộ nghịch lưu

(Pcond) trên công suất tổn

hao do đóng cắt (Psw)

Số bậc của biến tần

Hình 1.2: Các đặc tính của bộ biến tần đo đạc trên một trên hệ truyền động

thực tế

Trang 4

- Sóng dạng điện áp ngõ ra sẽ gần sin hơn (minh hoạ qua hình 1.1 b), hay tổng lượng hài sẽ giảm nhanh theo số bậc (hình 1.2 b)

- Trị số điện cảm Lf trên mạch lọc nhỏ hơn (với cùng một bộ lọc), dẫn tới

tổn hao cũng như đặc tính điện áp ngõ ra sẽ được cải thiện hơn (hình 1.2 a)

- Tổn hao do đóng cắt giảm (Psw giảm) trong khi công suất truyền tải qua hệ lại tăng (Pcond tăng), minh hoạ qua hình 1.2 c

Với những ưu điểm vượt trội như trên, biến tần đa bậc được sử dụng ngày một rộng rãi trong công nghiệp Để tăng tính thuyết phục, luận án sẽ chọn biến tần đa bậc để thiết kế hệ truyền động động cơ không đồng bộ dùng bộ biến tần

1.3 VẤN ĐỀ ĐIỆN ÁP COMMON MODE (C.M)

Khi thiết kế và thi công bộ biến tần dùng trong hệ điều khiển tốc độ động cơ điện có rất nhiều các vấn đề cần phải quan tâm, cụ thể như:

Trị hiệu dụng của các thành phần hài của điện áp ngõ ra bộ biến tần Tổn hao trong cuộn dây stator, rotor do thành phần hài tăng lên cụ thể là tác dụng của sóng hài bậc cao làm tăng dòng điện từ hoá lõi thép

Tổn hao do dòng xoáy và từ trễ

Từ trường đập mạch, từ trường nghịch

Công suất bộ biến tần: với công suất lớn không thể sử dụng các bộ biến tần hai bậc

IcmDòng common mode

Hình 1.3: Common-Mode trong bộ biến tần – động cơ

Ngoài các yếu tố kể trên, từ năm 2000 đến nay đã có rất nhiều các đề tài, bài viết của nhiều tác giả có uy tín được đăng tải trên các tạp chí lớn như IEEE … bàn về vấn đề điện áp C.M Hình 1.3 trình bày hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu dạng diode kẹp (NPC) Trong cấu trúc này, điện áp

C.M được xác định là điện thế giữa trung tính bộ dây stator “s” và nối đất

Trang 5

của hệ thống “g” gọi là vsg Điện áp này được cấu thành bởi vsn và vng Điện

áp vng, điểm giữa của nguồn Udc, có thể thay đổi tuỳ theo cách nối đất của

biến áp nguồn, trình bày trên hình 1.3 Điện thế điểm giữa của nguồn một

chiều của bộ biến tần với điểm trung tính của bộ dây stator động cơ vsn có

thể được diễn tả theo hàm đóng cắt của các linh kiện trong bộ nghịch lưu NPC (sa, sb, sc) theo điều kiện phụ tải cân bằng

Theo [8], tác giả đã tìm ra được mối quan hệ giữa độ bào mòn ổ đỡ với điện áp C.M Cụ thể là thể tích của lượng kim loại bị bào mòn ổ đỡ tỷ lệ với năng lượng do điện áp C.M đặt trên ổ đỡ Điện áp này xuất hiện chủ yếu do các biến thiên dV/dt trên bộ biến tần sử dụng các khoá điện tử

Ngoài việc bào mòn các ổ đỡ trong động cơ, dòng rò C.M (Icm) còn có khả

năng gây đóng cắt sai trên các relay bảo vệ dòng tác động nhanh

1.4 NHỮNG VẤN ĐỀ SẼ KHAI TRIỂN TRONG LUẬN VĂN

Việc bào mòn ổ đỡ do điện áp C.M đã quá rõ ràng, như vậy cần thiết phải triệt bỏ nó Ứng với mỗi phương thức điều khiển trong bộ biến tần, sẽ có cách triệt giảm tương ứng, do đó cần thiết phải lựa chọn một phương thức điều khiển cho phù hợp mới có thể đạt hiệu quả cao trong việc triệt giảm C.M cho hệ thống biến tần - động cơ Các phương án trước đây đã thực hiện tốt trên một tình huống cố định, nhưng chỉ cần thay đổi đôi chút về yêu cầu thực tế thì phương án đó sẽ không áp dụng được Do đó để tài sẽ đề xuất một phương án điều chế mới phối hợp giữa hai phương thức điều chế thông dụng nhất hiện nay đó là SVPWM và DPWM Phương thức này cho phép chọn lựa giữa hai phương án SVPWM và DPWM thông qua việc thay đổi chương trình phần mềm Chính vì vậy nên phương thức PWM được đề cử sẽ sử dụng rất uyển chuyển, dễ dàng thích ứng trong điều kiện thay đổi các yêu cầu mà hệ truyền động đòi hỏi mà không cần thay đổi phần cứng của mạch điều khiển Cụ thể là đề tài sẽ đưa ra một phương pháp PWM mới có khả năng điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ dùng biến tần đa bậc với C.M cực tiểu nhưng vẫn giữ được các đặc tính ưu việt vốn có của hệ truyền động (chương 5) Tính ổn định và uyển chuyển của phương thức điều chế mới này sẽ được kiểm chứng thêm một lần nữa trên hệ truyền động biến tần-động cơ KĐB theo nguyên lý điều khiển vector (chương 6)

Nếu có điều kiện, chắc chắn hệ truyền động dùng biến tần đa bậc sử dụng phương pháp Minimum CM SVPWM điều khiển tốc độ dựa theo từ thông rotor được đề cử trong luận văn tốt nghiệp sẽ được chế tạo với độ ổn định cao Tuy nhiên do thời gian có hạn, nên đề tài chỉ dừng lại ở mức độ nghiên cứu lý thuyết điều khiển, có thể xem đây là hướng phát triển của đề tài

Trang 6

CHƯƠNG 2:

GIỚI THIỆU HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KHÔNG

ĐỒNG BỘ − BIẾN TẦN ĐA BẬC

2.1 GIỚI THIỆU

Trước đây, hầu hết các hệ thống tự động điều khiển đều sử dụng động cơ điện một chiều kích từ độc lập/song song vì loại động cơ này dễ điều khiển một cách ổn định hơn các loại động cơ khác Nhưng trong những năm gần đây, theo xu hướng phát triển như vũ bão của kỹ thuật điện tử số, các bộ điều khiển có khả năng điều khiển được tốc độ động cơ xoay chiều theo một chương trình cài đặt sẵn ngày một hoàn thiện đã đưa động cơ xoay chiều trở thành lựa chọn ưu tiên một cho hệ thống tự động điều khiển Bởi

vì nguồn xoay chiều thì ở đâu cũng có và cấu tạo động cơ một chiều thì phức tạp do đó giá thành cao, chi phí cho vận hành và bảo dưỡng sửa chữa lớn … Vì vậy, hiện nay những nhà thiết kế hệ thống điều khiển tự động đều chuyển sang sử dụng động cơ xoay chiều rotor lồng sóc trong các hệ thống điều tốc có khả năng thay đổi một cách linh hoạt theo yêu cầu thực tiễn của thiết bị

E

Nguồn

DC cung

cấp

Động cơ khơng đồng bộ 3 pha

Encoder

Giải mã Mạch điều khiển

Hình 2.1: Hệ thống truyền động biến tần – động cơ sử dụng khoá bán dẫn

Với những hệ thống công suất nhỏ, các nhà thiết kế hiện nay cũng còn một loại động cơ khác đáng để lựa chọn: đó là động cơ bước Ưu điểm nổi bật của động cơ bước là có tốc độ rất chuẩn và dễ điều khiển theo một chương trình định trước Tuy nhiên hiện nay vấn đề công suất chính là trở ngại lớn khi muốn thiết kế hệ thống tự động điều khiển sử dụng động cơ bước, vì vậy hiện nay trong công nghiệp chủ yếu người ta sử dụng hệ thống biến tần – động cơ không đồng bộ Hình 2.1 trình bày một hệ truyền động động cơ không đồng bộ - biến tần điển hình Trong hệ này, một bộ nghịch lưu gồm 6 transistor chuyển nguồn một chiều sức điện động E sang điện áp

3 pha cung cấp cho động cơ điện xoay chiều không đồng bộ Để kích dẫn các khoá transistor, hiện nay với các bộ biến tần đa bậc người ta thường sử

Trang 7

Chương 2: Hệ truyền động động cơ KĐB - biến tần đa bậc G.V.H.D: T.S Nguyễn Văn Nhờ

dụng kỹ thuật xử lý số tín hiệu (Digital Signal Proccesing - DSP) Trên hệ này, người ta sử dụng các vi mạch chuyên dụng trong DSP cũng như trong điều chế để điều khiển chế độ đóng cắt của các khoá bán dẫn nhằm thay

đổi tốc độ động cơ thông qua việc thay đổi tần số nguồn cung cấp f 1

2.2 CÁC NGUYÊN TẮC ĐIỀU KHIỂN TỐC ĐỘ ĐỘNG CƠ ĐIỆN TRONG HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KĐB - BIẾN TẦN ĐA BẬC

Khi đưa vào bộ dây quấn của động cơ điện không đồng bộ (KĐB) xoay chiều 3 pha một sức điện động hình sin xoay chiều 3 pha thì nó sẽ tạo

ra từ trường quay với tốc độ đồng bộ:

* f 1 là tần số nguồn 3 pha cung cấp cho động cơ không đồng bộ

* p là số đôi cực từ của bộ dây quấn stator

Từ công thức tính tốc độ động cơ đã trình bày ở phần trên, có thể thay đổi tốc độ động cơ điện xoay chiều không đồng bộ 3 pha theo các phương pháp sau:

Thay đổi tần số nguồn cung cấp f1 :

Với sự phát triển như vũ bão của công nghệ chế tạo vi mạch số khả lập trình và linh kiện công suất lớn, các bộ biến tần tạo sóng sin ngày càng một hoàn thiện với giá thành ngày một thấp … đã tạo nên chỗ đứng vững chắc cho động cơ điện xoay chiều không đồng bộ 3 pha trong hệ thống cần có sự điều chỉnh và ổn định tốc độ Sử dụng các bộ biến tần điều khiển tốc độ động cơ cho phép thay đổi tốc độ động cơ trong một khoảng rộng và trơn, có bảo vệ quá tải, khởi động “êm” (ramp start) … Bên cạnh việc thay đổi tần số của nguồn điện cung cấp, phương pháp này cần phải thay đổi cả điện áp

U, vì ngoài quan hệ (2.1), trong động cơ không đồng bộ xoay chiều 3 pha

còn có quan hệ giữa M t , U 1 và f 1

Thay đổi số đôi cực từ p:

Thông thường người ta sử dụng các bộ chuyển mạch cơ khí để đổi nối giữa các cuộn dây trong bộ dây quấn stator hay thay đổi giữa hai bộ dây quấn trên cùng lõi thép kỹ thuật điện ở stator nhưng có cấu trúc khác nhau

về số đôi cực từ nhằm thay đổi số đôi cực từ p để thay đổi tốc độ từ trường

quay Khi thay đổi số đôi cực ta chú ý rằng số đôi cực ở stator và rotor phải như nhau Nghĩa là khi thay đổi số đôi cực ở stator thì ở rotor cũng phải thay đổi theo Do đó rất khó thực hiện cho động cơ rotor dây quấn, nên phương pháp này chủ yếu dùng cho động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc và loại

Trang 8

động cơ này có khả năng tự biến đổi số đôi cực ở rotor để phù hợp với số đôi cực ở stator Đối với động cơ có nhiều cấp tốc độ, mỗi pha stator phải có

ít nhất là hai nhóm bối dây trở lên hoàn toàn giống nhau Do đó càng nhiều cấp tốc độ thì kích thước, trọng lượng và giá thành càng cao Vì vậy trong thực tế thường dùng tối đa là bốn cấp tốc độ

Ngoài ra, dựa vào cấu tạo động cơ KĐB có thể thay đổi tốc độ theo các phương thức sau:

Thay đổi điện trở phụ trên mạch rotor:

Đây là phương pháp điều chỉnh tốc độ đơn giản và chỉ được sử dụng đối với các động cơ không đồng bộ rotor quấn dây (vì phải có bộ dây quấn ở rotor thì mới có thể đưa vào các điện trở điều chỉnh tốc độ thông qua việc thay đổi độ trượt s

Thay đổi điện áp trên bộ dây quấn stator động cơ:

Đây là phương thức có thể ứng dụng chung cho tất cả các loại động

cơ điện Đối với động cơ không đồng bộ xoay chiều 3 pha, khi thay đổi giá trị điện áp đi k lần, moment thay đổi đến k2 lần, do đó thay đổi được tốc độ động cơ Nghĩa là khi điện áp giảm đi 0,7 lần thì moment giảm đến (0,7)2 = 0,49 lần (hơn một nửa)

Bằng cuộn kháng bão hoà:

Đây là một hình thái biến tướng của phương thức thay đổi điện áp trên bộ dây quấn stator động cơ Cuộn kháng bão hoà là thiết bị điện từ có trị số điện kháng biến đổi được Nguyên tắc làm việc là sử dụng một nguồn năng lượng nhỏ thay đổi độ từ hoá của lõi thép, từ đó thay đổi điện áp đặt trên bộ dây quấn stator động cơ

Nếu so với các phương án thay đổi điện trở phụ trên mạch rotor; thay đổi điện áp trên bộ dây quấn stator động cơ; sử dụng cuộn kháng bão hoà … thì phương án thay đổi số đôi cực từ p sử dụng các bộ chuyển mạch cơ khí để thay đổi số đôi cực nhằm thay đổi tốc độ động cơ có vẻ thông dụng hơn

do những ưu điểm là rẻ tiền và làm việc với độ tin cậy cao nhưng nhược điểm lớn nhất của chúng là khoảng thay đổi tốc độ hẹp, không trơn (nhảy cấp) và không ổn định được tốc độ (một yêu cầu rất quan trọng hiện nay cho hệ truyền động điều tốc động cơ) Do vậy, ở đây đề tài chỉ nghiên cứu hệ thống điều tốc thông dụng nhất đó là các hệ thống điều tốc sử dụng các bộ biến tần với thiết bị đóng cắt bán dẫn

2.3 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ DÙNG CHO BIẾN TẦN ĐA BẬC

Hiện nay trên thực tế có rất nhiều phương thức điều chế được sử dụng trong biến tần đa bậc, nhưng thông dụng nhất phải kể đến hai phương thức:

Trang 9

- Phương thức điều chế vector không gian (Space Vector PWM: SVPWM)

- Phương thức độ rộng xung dùng sóng mang (Carrier Based PWM: CBPWM)

2.3.1 Cấu trúc biến tần đa bậc

Bộ nghịch lưu trên hình 2.1 chỉ chứa 2 khoá bán dẫn trên mỗi nhánh pha tải, được gọi là nghịch lưu áp hai bậc (two-level VSI), được áp dụng ở điện áp vừa và công suất nhỏ Khái niệm hai bậc xuất phát từ quá trình điện áp giữa một đầu pha tải (điểm a, b hoặc c trong hình 2.1) với điểm O (hình 2.1) của nguồn một chiều thay đổi giữa hai bậc khác nhau (tương ứng trong

sơ đồ hình 2.1 là +E/2 và –E/2) Điều này dẫn đến dV/dt khá lớn và hiện tượng điện áp C.M rất nghiêm trọng (xem chương 3)

E/4 E/2 E/4 E/4

-E/4 -E/2 -E/4

Hình 2.2: Nghịch lưu áp năm bậc

Để khắc phục điều này người ta sử dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc (Multi-level Voltage source: VSI) minh hoạ trên hình 2.3 (a) và (d) Để cho đơn giản, có thể hiểu bộ nghịch lưu áp đa bậc chính là bộ nghịch lưu áp hai

Trang 10

bậc như trên hình 2.1 nhưng thay thế một khoá transistor bằng nhiều khoá như hình 2.2 (a) Bốn khoá bán dẫn được đóng cắt theo chương trình dựa trên việc so sánh với tín hiệu chủ đạo hình sin như trên hình 2.2 (b) Chương trình này được nạp vào phần mềm điều khiển đóng cắt giữa các khoá bán dẫn điều khiển việc đóng cắt trên các khoá này để sóng dạng điện áp ra ở mỗi pha được trình bày trên hình 2.2 (c) Rõ ràng khi quan sát trên các mức

so sánh trên hình 2.2 (b), bộ biến tần này có 5 mức điện áp trên mỗi pha nếu

so với điểm 0 của nguồn DC Đó là các mức: 0, E/4, E/2, –E/4, –E/2 Vì vậy,

đây là bộ nghịch lưu áp 5 bậc Để được sóng dạng điện áp ngõ ra như trên

hình 2.2 (c), người ta đóng cắt các khoá transistor theo phương thức SPWM như bảng I Trong bảng này, sự thay đổi trạng thái đóng cắt của các tiếp điểm SW1, SW2, SW3, SW4 sẽ tạo nên sự thay đổi ở ngõ ra Vout theo các mức 2E, E, 0, –E, –2E Xếp chồng các kết quả này lại ta sẽ có điện áp ngõ

Dựa vào cấu trúc mạch động lực, người ta phân biến tần đa bậc theo cấu trúc cơ bản của mạch động lực trong bộ nghịch lưu đa bậc như sau:

2.3.1.1 Cấu trúc nghịch lưu dạng Cascade (cascaded inverter):

Hình 2.3: Nghịch lưu áp năm bậc dạng cascade

Sử dụng các nguồn một chiều riêng, thích hợp trong trường hợp sử dụng nguồn một chiều có sẵn, ví dụ dưới dạng bình diện, battery Biến tần

Trang 11

dạng Cascade gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu một pha ghép nối tiếp, các bộ nghịch lưu áp dạng cầu một pha này có các nguồn một chiều riêng

Bằng cách kích đóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ba mức điện áp (-U, 0, U) được tạo thành Sự kết hợp hoạt động của N bộ nghịch lưu áp trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên N khả năng mức điện áp theo chiều âm (-U, -2U, -3U, -4U, …, -N.U ), n khả năng mức điện áp theo chiều dương (U, 2U, 3U, 4U, …, N.U) và mức điện áp 0 Như vậy, bộ nghịch lưu áp dạng cascade gồm N bộ nghịch lưu áp một pha trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lưu (2N +1) bậc

Để dễ hiểu hơn, hãy xem các khoá bán dẫn như những công tắc cơ khí Dễ dàng nhận thấy ở mỗi nhánh pha trong biến tần cascade được cấu thành từ việc ghép nối tiếp các cầu H (nghịch lưu áp một pha hình chữ H: H-bridge) nối tiếp nhau, và cứ bao nhiêu nhánh pha thì ghép song song bấy nhiêu dãy Minh hoạ trên hình 2.3

Pha A

Neutral

Hình 2.4: Đơn giản hoá sơ đồ pha A trên hình 2.3

Từ lý luận này dễ dàng chuyển đổi mạch điện trên hình 2.3 hay một nghịch lưu đa bậc bất kỳ dạng cascade trở nên đơn giản hơn như hình 2.5

Do cấu trúc như trên nên ta thấy biến tần đa bậc dạng cascade có số linh kiện tham gia ít hơn các dạng khác, việc điều khiển cũng dễ dàng hơn

do các nhóm cầu H đều giống nhau về mặt cấu trúc từ đó dễ module hoá Vấn đề cân bằng về điện áp liên lạc một chiều cũng không xảy ra Do đó có thể nói đây là dạng biến tần đa bậc thông dụng nhất Tuy nhiên dạng này cần nhiều nguồn một chiều

Trang 12

Hình 2.5: Đơn giản hoá sơ đồ biến tần n bậc dạng cascade

2.3.1.2 Cấu trúc nghịch lưu chứa cặp diode kẹp (Neutral Point Clamped Multilevel Inverter: NPC):

a) Sơ đồ nghịch lưu dạng NPC ba bậc

c) Sơ đồ nghịch lưu dạng NPC n bậc

b) Sơ đồ nghịch lưu dạng NPC bốn bậc

Hình 2.6: Cấu trúc nghịch lưu chứa cặp diode kẹp (Neutral Point Clamped

Multilevel Inverter: NPC)

Sử dụng thích hợp khi các nguồn một chiều tạo nên từ hệ thống điện xoay chiều Bộ nghịch lưu đa bậc chứa các cặp diode kẹp có một mạch nguồn một chiều được phân chia thành một số cấp điện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi các tụ điện mắc nối tiếp Trình bày trên hình 2.6

Giả sử nhánh mạch một chiều gồm N nguồn có độ lớn bằng nhau mắc nối tiếp Điện áp pha-nguồn một chiều có thể đạt được (N+1) giá trị khác nhau và từ đó bộ nghịch lưu được gọi là bộ nghịch lưu áp (N+1) bậc

Trang 13

a) Sơ đồ nguyên lý hệ truyền động biến tần – động cơ KĐB với cấu trúc phối hợp

c) Sóng dạng dòng/áp b) giản đồ vector

Hình 2.7: Hệ truyền động biến tần – động cơ KĐB với cấu trúc phối hợp

(DCH Inverter) cùng số vector trên giản đồ vector và sóng dạng điện áp

Ví dụ chọn mức điện thế 0 ở cuối dãy nguồn, các mức điện áp có thể đạt được gồm (0, U, 2U, 3U, …, N.U) Điện áp từ một pha tải (ví dụ pha a) thông đến một vị trí bất kỳ trên, nhờ cặp diode kẹp tại điểm đó (ví dụ D1, D1’) Để điện áp pha - nguồn DC đạt được mức điện áp nêu trên (Ua0 = U), tất cả các linh kiện bị kẹp giữa hai diode (D1, D1’) – gồm n linh kiện mắc nối tiếp liên tục kề nhau, phải được kích đóng, các linh kiện còn lại phải được khoá theo nguyên tắc kích đối nghịch Như hình vẽ trên, tạo ra sáu mức điện áp pha –

Trang 14

nguồn DC nên mạch lưu đa bậc Với dạng biến tần này, có thể xác định số

tổ hợp vector điện áp như sau: gọi l là số nhánh pha (phase leg); n là số bậc trong nghịch lưu, số tổ hợp vector điện áp cấu thành nghịch lưu là n l Ví dụ

hai bậc với 3 nhánh pha là 23 = 8 tổ hợp; ba bậc với 3 nhánh pha là 33 = 27 tổ hợp …

Bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng diode kẹp cải tiến dạng sóng điện áp tải và giảm đột biến điện áp trên linh kiện N lần Với bộ nghịch lưu ba bậc,

dv/dt trên linh kiện và tần số đóng cắt giảm đi một nửa Tuy nhiên với n > 3,

mức độ chịu đột biến về điện áp trên các diode sẽ khác nhau Ngoài ra, cân bằng điện áp giữa các nguồn một chiều (áp trên tụ) trở nên khó khăn, đặc biệt khi số bậc và điện áp làm việc tăng cao

2.3.1.3 Cấu trúc phối hợp (Cascaded Diode-Clamped/H-bridge Inverter: DCH Inverter)

Hình 2.7 trình bày một cấu trúc biến tần phối hợp giữa Cascade và NPC, cụ thể là kết hợp giữa biến tần dạng NPC ba bậc và kết nối cascade giữa các cầu H năm bậc Thông qua việc kết nối có thể dễ dàng nâng cao số bậc

2.3.1.4 Cấu trúc dùng tụ điện thay đổi (Flying Capacitor Inverter)

Ơû đây số tụ tham gia càng nhiều theo chiều tăng của số bậc biến tần

Ưu điểm chính của bộ biến tần dạng này là:

Hình 2.8: trình bày một cấu trúc biến tần dùng tụ điện thay đổi

- Khi số bậc cao không cần dùng bộ lọc

- Có thể điều tiết công suất tác dụng và phản kháng từ đó có thể điều tiết việc phân bố công suất trong lưới có dùng biến tần

Nhưng bên cạnh vẫn còn một số nhược điểm sau:

- Số lượng tụ công suất lớn tham gia trong mạch nhiều dẫn đến giá thành tăng và độ tin cậy giảm

Trang 15

- Việc điều khiển sẽ rất khó khăn khi số bậc của biến tần tăng cao

2.3.1.5 Nhận xét về các dạng sơ đồ nghịch lưu đa bậc:

Trong các dạng sơ đồ vừa nêu tuy mỗi sơ đồ đều có một ưu nhược riêng nhưng thông dụng nhất vẫn là hai dạng: NPC và Cascade Vì nếu như nhược điểm của sơ đồ phối hợp giữa NPC và Cascade phức tạp trong phương thức điều khiển thì sơ đồ dạng dùng tụ thay đổi lại khó thực hiện bởi vì mỗi nhóm tụ trong mạch được nạp với các mức điện áp khác nhau khi mạch làm việc với số bậc lớn

2.3.2 Phương pháp điều chế vector không gian cho biến tần đa bậc

Phương pháp điều chế vector không gian là phương thức thay thế 3 vector điện áp 3 pha thành một vector duy nhất quay trong không gian Như vậy thay vì phải tính toán trên 3 pha ta chỉ cần tính toán trên hệ trục hai pha tính theo độ lớn và góc pha của đại lượng này Điều này sẽ làm phép tính đơn giản đi rất nhiều Minh họa trên hình 2.9

Hình 2.9: Minh họa các phép chuyển đổi trong phương pháp điều chế vector

không gian Các phép chuyển đổi giữa các hệ trục tọa độ trên hình 2.9 có thể diễn tả như sau Để biểu diễn vector điện áp ur trong hệ trục ba pha (tương tự như

3 pha stator trong động cơ KĐB), người ta có thể tính theo 3 thành phần trên

3 trục ua, ub, uc Nhưng do phép tính dạng này khá phức tạp nên có thể biểu

diễn vector ur theo các dạng hệ trục tọa độ khác ví dụ như hệ trục tọa độ d-q quay cùng vận tốc ω với hệ trục 3 pha (tương tự như vector từ thông của từ trường quay 3 pha trong động cơ KĐB) Do các thành phần vector đều quay cùng một vận tốc của từ trường quay stator ωs nên có thể chuyển đổi chúng tính trên một hệ trục tọa độ tĩnh α-β (tương tự như động cơ KĐB xoay chiều

2 pha α và β, với uα và uβ là các đại lượng hình sin) Như vậy nhờ vào sự

Trang 16

chuyển đổi qua lại giữa các hệ trục tọa độ, ta có thể tính được vector không gian theo nhiều cách

Việc chọn lựa hệ tọa độ được thực hiện sao cho việc tính toán quá trình được dễ dàng Cụ thể khi tính toán với bộ VSI, ta nên chọ hệ trục tọa độ tĩnh (α-β); khi tính toán cho hệ truyền động biến tần - động cơ điều khiển theo phương thức vector, nên chọn hệ trục tọa độ từ thông (d-q) …

2.3.2.1 Giản đồ vector điện áp bộ biến tần ba bậc:

Quá trình đóng cắt các khoá bán dẫn tạo nên 27 trạng thái khác nhau trên lục giác, mỗi trạng thái được minh hoạ bởi tổ hợp (ka, kb, kc), với các giá trị ka = 0, 1, 2; kb = 0, 1, 2; kc = 0, 1, 2; là hệ số trạng thái tương ứng của các pha a, b, c Ví dụ xét hệ số ka của pha a ta có:

0

a

k

1:

2 1

3 2

4 3

a a

S S khi

(2.15) Trong quá trình kích dẫn qui luật sau đây phải được tuân thủ:

1

4 2

3 1

=+

x x

S S

Trang 17

Như vậy như định nghĩa về vector không gian đã nói ở phần trước trong mục này, tương ứng 27 trạng thái kích dẫn linh kiện ta thu được 19 vị trí của vector không gian của điện áp tạo thành bao gồm 12 vector nằm trên đỉnh và trung điểm của hình lục giác lớn bao ngoài, 6 vector nằm trên 6 đỉnh của hình lục giác bên trong và 3 vector không gian nằm tại tâm của hình lục giác (Hình 2.10) Đối với các vector nằm tại đỉnh của hình lục giác bên trong, tồn tại hai trạng thái kích dẫn khác nhau của các linh kiện như lại có cùng chung một vị trí vector không gian Ngoài ra còn tồn tại ba trạng thái kích dẫn khác nhau cho cùng vị trí vector không Do đó từ biến tần ba bãc trở lên, bắt đầu xuất hiện các vector redundant

Về nguyên lý, phương pháp điều chế vector không gian với bộ biến tần đa bậc được thực hiện tương tự như ở hai bậc Để tạo ra vector trung bình tương đương cho một vector ur cho trước, trước hết hãy xem vector ur

nằm ở vị trí nào trong hình lục giác Để thuận tiện, thông thường diện tích hình lục giác được chia nhỏ thành các hình lục giác con Ví dụ góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác được giới hạn bởi ba vector , và được chia nhỏ thành các diện tích c, d, e, f như hình 2.11 Vector u đang được điều khiển cần đạt được các giá trị sao cho vị trí của nó nằm ở phần diện tích 2

gian T2, trong khoảng thời gian T ur3 3 theo hệ thức sau:

Hình 2.11: Vị trí vector ur ở phần diện tích 2 của giản đồ vector

3 3 2 2 1

Với TS = T1 + T2 + T3 là chu kỳ lấy mẫu

Trang 18

Hình 2.12: Vector ur được trình bày trong hệ trục toạ độ tĩnh α-β

Vấn đề còn lại là xác định các thời gian tác dụng T1, T2, T3 của các

vector cơ bản Nếu ta biết được vector ur dưới dạng các thành phần vuông

góc Uβ và Uα trong hệ tọa độ tĩnh α–β, minh hoạ trên hình 2.12, quan hệ giữa các thành phần vector u β và u α với thời gian duy trì trạng thái vector ur1, và có thể được biểu diễn dưới dạng ma trận như sau:

1

3 2 1

1 1 1

1

T

T V V V

V V V

α α α β

α

Với V1α, V2α, V3α, V1β, V2β, V3β là các thành phần theo hệ trục toạ độ

α–β của các vector , và ur1 ur2 ur3 trên lục giác Từ đó thời gian có thể xác định theo ma trận ngược:

1

3 2 1

α α α

V

V V V V

V V V

Hay thường viết dưới dạng các giá trị tương đối (bỏ qua các đơn vị,

giúp dễ dàng hơn khi biểu diễn): dj = Tj/Ts ; j = 1, 2, 3:

3 2 1

α α α

V

V V V V

V V V

Trong diện tích c, vector cơ bản ur0, ur1 và ur4:

.

d

cos sin

m

d

cos sin

m d

d d

α

θ

θθ

Trang 19

Trong diện tích d, vector cơ bản ur1, ur2 và ur3:

(

θ

θθ

α α α

sin m

.

d

cos sin

m d

d

cos sin

m d

3 2

θ

α α α

cos sin

m d

d

cos sin

m d

d

sin m d

31

21

=

+

−+

α

α α

cos sin

m

d

sin m d

d

cos sin

m d

32

Nếu vector nằm ở phần sáu thứ i so với góc phần sáu thứ nhất của

hình lục giác tính từ vị trí trục thực α, ta có thể qui đổi nó về góc phần sáu thứ nhất để xác định thời gian tác động của các vector cơ bản được xác định theo hệ thức:

i

sin

i sin

α

ππ

3

1 3

1

3

1 3

i

sin

i sin

α

ππ

3

1 3

1

3

1 3

1

Từ giản đồ vector và các công thức vừa nêu, thành lập giản đồ kích dẫn các linh kiện cho bộ nghịch lưu áp ba bậc minh hoạ trên Hình 2.13, áp dụng cho góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác trong một chu kỳ lấy mẫu Chú ý do trạng thái kích dẫn các linh kiện trên cùng nhánh pha tải cho bởi

qui luật đối nghịch nên giản đồ chỉ cần trình bày trạng thái của S1x và S2x,

với x = a, b, c Từ giản đồ ta thấy các trạng thái kích dẫn tương ứng cho ba vector cơ bản , và Trên hình 2.13, ta thấy Sur1 ur3 ur4 1c luôn ở trạng thái ngắt

do sóng mang Sp1 không giao với sóng điều chế Thời gian kích dẫn các

vector này có thể suy ra từ biểu thức tính toán T

*

c u

1, T2, T3 ở trên hoặc trên kỹ thuật điều chế bề rộng xung dựa vào sóng mang (CBPWM) như trên Hình 2.16 Như vậy dựa vào giản đồ kích dẫn các linh kiện, ngoài giá trị modul

Trang 20

và góc pha đã biết trong đồ thị vector quay ta còn biết được trạng thái đó sẽ phải duy trì trong thời gian bao lâu (thời gian đóng ngắt các tiếp điểm)

Sóng mang tam giác

* c

* b

* a

u

Sp1 Sp2

1 2 2 2 2 2 2 1

0 0 1 1 1 1 0 0

1 1 1 2 2 1 1 1

ur4ur3ur1ur4 ur4 ur1ur3ur4

Hình 2.13: Giản đồ kích dẫn linh kiện trong nghịch lưu áp 3 bậc

Những kỹ thuật vừa nêu có thể dễ dàng ứng dụng sang các bộ nghịch lưu áp đa bậc, cụ thể khi áp dụng các công thức vừa nêu bên trên, ta có giản đồ vector điện áp bộ nghịch lưu năm bậc

2.3.2.2 Giản đồ vector điện áp bộ nghịch lưu năm bậc:

Với bộ nghịch lưu năm bậc, khả năng điều khiển kích dẫn linh kiện tạo nên

125 trạng thái khác nhau Ta xét mỗi trạng thái minh hoạ bởi tổ hợp (ka kb kc), với:

2,1,0,1,2

Trang 21

Các hệ số trạng thái ka, kb, kc phụ thuộc vào cách quy ước trước Ta tiến hành quy ước như sau: (sự quy ước này dựa vào bảng trạng thái đóng

1 1

1 0

1 1

1 :

2

' 4

' 3

' 2

' 1

' 4

' 3

' 2 1

' 4

' 3 2 1

' 4 3 2 1

4 3 2 1

a a a a

a

S S S S

S S S S khi k

1 1

1 0

1 1

1 :

2

' 4

' 3

' 2

' 1

' 4

' 3

' 2 1

' 4

' 3 2 1

' 4 3 2 1

4 3 2 1

b b b b

b

S S S S

S S S S khi k

1 1

1 0

1 1

1 :

2

' 4

' 3

' 2

' 1

' 4

' 3

' 2 1

' 4

' 3 2 1

' 4 3 2 1

4 3 2 1

c c c c

c

S S S S

S S S S khi k

Trong quá trình kích, quy luật đóng ngắt đối nghịch phải tuân thủ:

Trang 22

; (2.28)

1

1 ' 2 2

' 1 1

= +

x x

S S

1

1 ' 4 4

' 3 3

= +

x x

S S

Với x = a, b, c

Theo định nghĩa vector không gian, tương ứng 125 trạng thái kích dẫn linh kiện ta thu được 61 vị trí vector không gian của vector điện áp tạo thành Tại tâm của lục giác có năm trạng thái khác nhau cho cùng vị trí tại đó là vector không Các vị trí còn lại ứng với các trạng thái được biểu diễn trong giản đồ vector hình 2.14

2.3.3.3 Vector redundant:

1) Khái niệm cơ bản

Khi khảo sát về biến tần đa bậc, trong giản đồ vector xuất hiện các vector dư thừa (vector redundant) ngoài các vector đang xét Có nghĩa là có một số trạng thái chuyển mạch sẽ bị dư thừa khi tạo nên cùng một trạng thái điện áp ngõ ra, do đó khi thay thế trạng thái chuyển mạch được chọn bằng những vector đang ở trạng thái dư thừa này thì sự chuyển mạch trong biến tần đa bậc không thể chỉ có một cách thức duy nhất mà thật ra là rất nhiều Nếu tận dụng tốt các vector này, có thể tạo ra được một số phương thức điều chế mới đơn giản và hiệu quả hơn phương thức SVPWM truyền thống vừa nêu ở trên Qua nhiều nghiên cứu gần đây, có thể thấy rằng một số lượng lớn các vector redundant có một ý nghĩa rất quan trọng cho biến tần đa bậc Bằng cách sử dụng nó một cách thích đáng, có thể đạt được sự cải thiện rất lớn về các mặt như:

- Cân bằng được điện thế trên các tụ điện

- Chia nhỏ dòng cảm ứng

- Điều khiển dễ dàng hơn dòng nguồn DC cung cấp

- Giảm tần số đóng cắt trên các khoá bán dẫn

Ngoài các yếu tố vừa nêu bên trên, một yếu tố không kém phần quan trọng đó là khi lựa chọn được các trạng thái redundant (Redundant State Selection - RSS) sẽ ảnh hưởng đến điện áp C.M (do RSS làm tăng – giảm điện áp trên tất cả các pha) Qua giản đồ điện áp khi RSS cho từøng pha, dễ dàng nhận thấy các vector không gian điện áp không chỉ được thực thi từ một tổ hợp các trạng thái đóng cắt mà là một tập hợp số lượng các trạng thái redundant sử dụng được tính theo công thức ở phần phụ lục 5 Khi phối hợp tốt các trạng thái redundant, có thể triệt giảm common mode bằng cách chỉ sử dụng các trạng thái tạo ra điện áp C.M nhỏ cấu thành nên vector không gian điện áp, do đó làm giảm điện áp C.M trong khi vẫn giữ nguyên các đặc tính tốt khác của biến tần (minh hoạ trong mục 4.3)

Trang 23

Nguyên tắc cơ bản khi sử dụng RSS là qua các phương trình trong biến tần và điều kiện làm việc để xác định các trạng thái redundant tốt nhất nhằm đạt được mục đích đã đề ra Hình 2.15 trình bày sơ đồ một bộ biến tần sử dụng các PLD (Programmable Logic Device) chuyên dụng hoạt động theo kỹ thuật DSP Vi mạch này có khả năng nhận biết các trạng thái đóng

cắt và các mức điện áp ngõ ra từ đó tra cứu trong bảng RSS (được nạp trình

sẵn trong PLD) xuất ra hàm đóng cắt cho các linh kiện ( *)

c

*

b , s s ,

* a

PLD điều khiển chung cho cả 3 pha (không xét riêng từng pha như phương thức PWM truyền thống), nó dựa vào bảng RSS đã nạp sẵn bên trong kết

hợp với những tín hiệu phản hồi i as , i bs bên ngoài trở về (thay đổi theo điều

kiện làm việc) tạo ra các tín hiệu kích dẫn các transistor thực hiện việc nghịch lưu theo phương thức đã chọn trước

Hình 2.15: Biến tần 4 bậc sử dụng RSS

2.3.3 Phương Pháp Điều Chế Độ Rộng Xung Dùng Sóng Mang (Carrier based PWM)

2.3.3.1 Khái niệm

Phương pháp còn có tên Subharmonic PWM (SH-PWM), cũng chính là Multilevel carrier based PWM Để thực hiện tạo giản đồ kích đóng các linh kiện trong cùng một pha tải, người ta sử dụng một số sóng mang (dạng tam giác) và một tín hiệu điều khiển (dạng sin) Đối với bộ nghịch lưu áp n bậc, số sóng mang được sử dụng là (n −1) Các sóng mang tam giác này có cùng tần số sóng mang fc và cùng biên độ đỉnh (đỉnh Ac) với nhau Sóng điều chế (hay sóng điều khiển) có biên độ đỉnh bằng Am và tần số fm, dạng sóng của nó thay đổi chung quanh trục tâm của hệ thống (n −1) sóng mang Nếu sóng điều khiển lớn hơn sóng mang nào đó thì linh kiện tương ứng sóng

Trang 24

mang đó sẽ được kích đóng, trong trường hợp sóng điều khiển nhỏ hơn sóng mang tương ứng của nó, linh kiện trên sẽ bị khoá Nếu như ở phương thức điều chế vector không gian được đặc trưng bởi độ lớn của vector này và vị trí của nó trong không gian thì phương pháp điều chế độ rộng xung dùng sóng mang dựa trên sự so sánh giữa sóng mang dạng tam giác và sóng sin mẫu, minh hoạ phương pháp điều chế này trên hình 2.16

Pha C

+VDC

Hình 2.16: phương pháp điều chế độ rộng xung dùng sóng mang

Hình 2.16 minh hoạ phương pháp điều chế độ rộng xung dùng sóng mang với sóng mang tam giác theo dạng bộ trí cùng pha (PD: In Phase Disposition) Dựa vào sự giao nhau giữa sóng mang và tín hiệu điều khiển người ta tìm ra hàm đóng cắt trên từng nhánh các khoá bán dẫn tương ứng

Ví dụ trên hình 2.16 minh hoạ thời gian đóng ngắt của SW4 trong một chu kỳ lấy mẫu của bộ biến tần 5 bậc

Đối với bộ nghịch lưu áp đa bậc, chỉ số biên độ m a và chỉ số tần số m f

được định nghĩa như sau:

m

c f

c

m a

f

f m

A n

A m

(2.38)

2.3.3.2 Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật điều chế PWM

Các sóng mang dạng tam giác có tần số khá cao (fc ≤ 9500 Hz) Có thể chia thành ba loại như sau:

Trang 25

a Bố trí cùng pha (PD: In Phase Disposition): Tất cả các sóng mang đều cùng pha nhau

Hình 2.17: Dạng sóng PD

b Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 độ – gọi là APOD (Alternative Phase Opposition Disposition )

Hình 2.18: Dạng sóng APOD

c Bố trí đối xứng qua trục zero (POD – Phase opposition Disposition) Tất cả các sóng mang nằm trên trục 0 sẽ cùng pha nhau và tất cả các sóng mang nằm dưới trục 0 sẽ dịch đi 180 độ

Hình 2.19: Dạng sóng POD

Trong các phương pháp bố trí sóng mang, phương pháp bố trí các sóng mang đa bậc cùng pha cho độ méo dạng áp dây nhỏ nhất Riêng đối với bộ nghịch lưu áp 3 bậc, phương pháp POD và APOD cho cùng kết quả

Trang 26

CHƯƠNG 3:

VẤN ĐỀ COMMON MODE TRONG HỆ TRUYỀN ĐỘNG

DÙNG BIẾN TẦN

3.1 DẪN NHẬP

Việc phá hỏng ổ đỡ gây ra bởi điện áp C.M cảm ứng bởi bộ biến tần chỉ được nhận biết trong một vài năm trở lại đây Hiện tượng này ngày càng được nhiều người quan tâm trong suốt thập niên vừa qua theo đà phát triển của việc ứng dụng kỹ thuật biến tần Việc tăng đáng kể số lượng các sự cố về ổ đỡ trong các biến tần khi có thêm một số đặc tính mới ứng dụng trong các bộ biến tần gần đây đã thu hút ngày càng nhiều sự quan tâm của các nhà nghiên cứu về biến tần Mặt khác nhiều sự chú ý quan tâm đến việc giảm tần số của bộ biến tần dẫn đến giảm dòng qua ổ đỡ bằng cách sử dụng các phản kháng đường dây, kỹ thuật cách ly C.M và các mạch lọc thông thấp dùng để suy giảm thành phần tần số cao của phổ dòng Ngoài ra, kỹ thuật triệt bỏ C.M còn thừa hưởng từ nhiều vấn đề đã nhận biết từ trước của các dòng cảm ứng từ tuần hoàn qua ổ đỡ ví dụ như các chổi nối đất cho trục động cơ và cách điện cho các ổ đỡ hiện vẫn còn là các phương pháp thông dụng nhất trong kỹ thuật này Động cơ cảm ứng được cách ly về tĩnh điện để triệt bỏ điện áp C.M nguồn phát sinh ra dòng phá hư ổ đỡ Cũng có phương án sử dụng cấu trúc cuộn dây đối xứng bên ngoài nhằm giảm điện áp trên mạch C.M giữa động cơ và bộ biến tần Cuối cùng là các kỹ thuật triệt tiêu tích cực sử dụng sự thay đổi trên các phần mềm điều khiển được đề nghị bổ sung các mạch điện tử công suất để triệt giảm điện áp C.M của ngõ ra VSI

Qua nhiều nghiên cứu về C.M, nhìn chung người ta đều đồng ý rằng mối quan hệ giữa điện áp C.M với rotor là điện dung giữa chúng với nhau và bộ nghịch lưu 3 pha truyền thống không có khả năng sản sinh các giá trị điện áp thật tại điểm trung tính do trong động cơ KĐB hài bậc ba gần như bị

triệt tiêu Nguyên nhân cơ bản của điện áp C.M chính là sự đột biến về điện

áp (dV/dt) làm phát sinh dòng điện nạp xả trên các điện dung bên trong động cơ Do đó trong mục 3.5 sẽ nêu một phương thức triệt giảm C.M đơn

giản bằng phần cứng chính là thay đổi giá trị điện dung trên nhằm góp phần triệt giảm tác hại của C.M

3.2 MẠCH COMMON MODE TRONG HỆ TRUYỀN ĐỘNG BIẾN TẦN - ĐỘNG CƠ

Mạch điện tương đương của hiện tượng C.M trong hệ biến tần và động cơ được trình bày qua nhiều bài viết của nhiều tác giả với việc giải

Trang 27

Chương 3: Vấn đề C_M trong hệ truyền động dùng biến tần G.V.H.D: T.S Nguyễn Văn Nhờ

thích cơ chế kết nối điện áp trên trục Theo nhiều tác giả trên các tạp chí IEEE, thìø mạch tương đương này không bao gồm những điện dung nội tại nối với đất bên trong bộ biến tần (VSI) và biến áp nguồn cung cấp Mạch tương đương tĩnh điện của hệ truyền động điều chỉnh được tốc độ trình bày trên hình 3.1 Mạch này bao gồm những điện dung nội tại máy biến thế cung cấp, ngõ vào bộ biến đổi và lưới điện dc cũng như những điện dung nội tại động cơ Mô hình máy biến áp bao gồm điện dung nội tại của cuộn dây với đất, Cwg hình thành bởi điện dung giữa các vòng dây quấn (winding # w) với lõi sắt kỹ thuật điện nối đất (ground # g) như một lưỡng cực điện Thông thường máy biến áp được nối sao có đầu nối “X0” (nguồn có dây trung tính nối với vỏ thiết bị) phần vỏ thiết bị như phần vỏ bên ngoài của máy biến áp được nối đất Điều này trình bày trên hình 3.1 Liên kết về mặt DC của bộ biến tần có điện dung nội tại đối với vỏ máy tương ứng là Cpg và Cng

Các điện dung giữa cuộn dây quấn stator với lõi Stator nối Ground (Csg), cuộn dây quấn Stator với lõi Rotor (Csr), lõi Rotor đến lõi stator nối Ground (Crg), và ổ đỡ tới vỏ stator nối Ground (Cbg) tồn tại bên trong motor Các giá trị này được cho trong một dãy rộng tuỳ theo công suất định mức động cơ

Hình 3.1: Mạch tương đương về mặt tĩnh điện của hệ thống điều chỉnh tốc

độ động cơ điện xoay chiều

Mạch điện đơn giản tương đương về tĩnh điện trình bày trên hình 3.2,

ở đây máy biến áp được mô hình tương đương với hai nguồn áp có nối đất Những giá trị tức thời được lấy từ giá trị dương hay âm cực đại tương ứng với điện áp pha ngõ vào Các nguồn điện áp C.M này là các hàm biến đổi theo thời gian Cầu chỉnh lưu được mô hình là những công tắc nối tiếp từng nguồn áp Về mặt tín hiệu xoay chiều thì các đường nguồn một chiều cung cấp dương và âm xem như bị nối đất, do đó các hàm đóng cắt theo trọng số diễn tả điện thế C.M của các ngõ ra 3 pha bộ biến tần như sau:

Trang 28

Với k∈{0 , 1 , 2 , 3 , }

Với 3 công tắc ở chỉ có 2 trạng thái dẫn đến có 8 khả năng xảy ra khi kết hợp tổ hợp giữa chúng Trong 8 trạng thái có 2 trạng thái làm ngõ ra bằng 0 (có nghĩa là Vab = Vbc = Vca = 0) Hai trạng thái này chính là “111” (tất cả ngõ ra lên dương) và “000” (tất cả ngõ ra về 0) Những trạng thái này không tạo ra sự chênh lệch điện áp ngõ ra nhưng nó tạo nên điện áp C.M cực đại Do đó dẫn đến việc xác định điện áp C.M theo công thức sau:

Hình 3.2: Sơ đồ thay thế đơn giản về mặt tĩnh điện 3.3 CÁC THÔNG SỐ ĐIỆN ẢNH HƯỞNG ĐẾN ĐỘ BÀO MÒN Ổ ĐỠ

Các hiệu ứng xả điện qua ổ đỡ đã được nghiên cứu như một hàm tích thoát năng lượng Theo kết quả thu gặt được từ một số thí nghiệm, các tác giả trong [8], [9], [10] đã rút ra kết luận rằng lượng thể tích thép của ổ đỡ bị bào mòn do tĩnh điện tỉ lệ với giá trị của điện áp tích xả trên và trong [2] cho rằng nó tỉ lệ với bình phương giá trị hiệu dụng của điện áp tích xả Mối quan hệ này thoả mãn năng lượng được tích xả và được tính theo công thức:

2

1

V C

Năng lượng này cũng được quy về năng lượng nhiệt gây phá hỏng ổ đỡ trong quá trình xả điện Thí nghiệm trên mạch điện tương đương của động cơ trên hình 3.1 xác định năng lượng nạp xả trên rotor là:

Trang 29

.2

1

rg bg rg sr

Đẳng thức có dấu xấp xỉ vì phương trình trên đã bỏ qua các giá trị Csg, Cpg và Cng Tuy nhiên, do Csr lớn hơn Csg rất nhiều do đó sai số xảy ra rất nhỏ: chấp nhận được

Thật ra có đến hai dạng dòng cảm ứng qua ổ đỡ hiện hữu trong bộ biến tần điễn tả qua công thức (3.5):

dt

dv C C

9 Dạng đầu tiên là do dV/dt điều khiển dòng điện nạp/xả tụ nội tại trong hệ truyền động với đất và dòng chạy qua ổ đỡ như dòng rò Do điện trở cách điện giữa điểm trung tính của động cơ KĐB với đất khá lớn (khoảng vài chục MOhm) nên sự bào mòn ổ đỡ do dòng này không lớn, chủ yếu chỉ ảnh hưởng đến các thuộc tính trong chất bôi trơn Ngoài ra vì dòng này lệ thuộc vào tổng trở của mạch C.M, nên khi sử dụng máy biến áp nguồn cung cấp cho VSI cách ly không nối đất sẽ giảm được đáng kể dòng điện này

9 Dạng dòng xả thứ hai là dòng xả tụ ngẫu nhiên của điện dung rotor qua các lưỡng cực điện của tấm cách điện của ổ đỡ bằng kim loại hoặc sự nhiễm bẩn hạt truyền dẫn bên trong của mỡ bôi trơn Dòng này độc lập với trở kháng của mạch C.M dẫn truyền giữa rotor và VSI vì đường xả điện của các dòng này được xác định bên trong động

cơ [8] Do đó những thông số như điện cảm mạch C.M, cấu hình dây cáp nối đất, tần số sóng mang… không ảnh hưởng đến dòng điện này

Đây chính là dòng điện gây nên sự bào mòn ổ đỡ của động cơ KĐB

Dòng xả này không thể đo trực tiếp vì không thể đặt một bộ chuyển đổi trong khu vực có hồ quang khi có dòng xả qua ổ đỡ Dòng này đo được gián tiếp qua dvrg /dt và những điện dung rotor và ổ đỡ được đo hoặc tính toán trong (3.5) và phụ lục 1

Thông thường trong các bài viết kỹ thuật thì dòng điện dòng điện xả qua ổ đỡ được đo đạc qua các đầu dò trong điều kiện động cơ có cấu trúc đặc biệt như trên Thật ra, khó có thể thực hiện được việc đo đạc được các thành phần dòng điện xả do điện dung nội tại của nó dưới hiện tượng xả điện Tuy nhiên do điện dung từ rotor với đất, Crg, lớn hơn rất nhiều so với điện dung của ổ đỡ, Cbg, nên sai số này có thể bỏ qua

Năng lượng của hiện tượng xả điện (tỉ lệ với độ bào mòn trên ổ đỡ) là một hàm tỉ lệ với bình phương điện áp xả điện này

Trang 30

Hình 3.3: Mạch rút gọn của sơ đồ C.M

Mạch tương đương về tĩnh điện đơn giản hơn trình bày trên hình 3.3

Ở đây những điều kiện để ngõ ra “111” được giả thuyết là các diode nhánh trên dẫn Thêm vào đó điểm nối trung tính “X0” của máy biến áp cung cấp chưa được nối trực tiếp xuống đất nhưng lắp ghép xuyên qua điện dung cuộn dây quấn bên trong với đất, Cwg Ở đây động cơ xem như một tụ điện tập trung duy nhất, Cmg, xuất phát từ việc suy giảm của một mạng mắc tụ nối tiếp - song song như trên hình 3.1

++

=

gb rg sr

bg rg

sr sg mg

C C C

C C

Cgm bị chi phối bởi Csg Qua việc xem xét trên hình 3.3, có thể thấy Cwg đóng vai trò một bộ chia điện áp rơi trên tổ hợp mắc song song Cpg và Cmg Điện áp C.M xuất hiện ở rotor có thể được tính:

mg pg wg

wg pg

cm

C C C

C V

V

++

Cwg nhỏ so với (Cpg + Cmg) dẫn đến sự suy giảm điện áp C.M lớn hơn tại động cơ Kỹ thuật làm suy giảm điện áp C.M kiểu này có thể được nghĩ về đơn giản như khi thêm trở kháng vào nguồn điện áp C.M Tham khảo

trên hình 3.1, điện áp từ rotor tới đất lấy lại từ việc áp dụng của V cm đến những đầu nối của bộ dây stator động cơ là:

bg rg

sr

sr cm

rg

C C

C

C V

V

2

.

+ +

Trang 31

Xem lại công thức (3.9), nêu rõ nếu phần bên phải của mẫu số trong

phương trình mà tăng thì V cm sẽ giảm Một khi những điện dung nội tại của

VSI và động cơ được cố định, thì để thay đổi giá trị điện dung ta chỉ việc

đưa thêm điện dung từ ngoài vào ngõ ra của bộ biến tần Một phương pháp

thực tế là lắp thêm vào các tụ điện ở ngõ ra của VSI để hạn chế điện thế

C.M với các điện trở nối tiếp giới hạn dòng đỉnh tần số cao tại ngõ ra của

biến tần như hình 3.4 Tuy nhiên việc thêm tụ và điện trở này sẽ làm gia

tăng trở kháng nguồn

Hình 3.4: Mạch mắc thêm tải tụ triệt giảm common mode

3.5.2 Kiểm chứng qua thực nghiệm

BẢNG II: SO SÁNH ĐIỆN ÁP COMMON MODE

ĐIỆN THẾ COMMON MODE (V) Tần số hài cơ bản

của điện áp ngõ ra

như sau 43 kVA, 480 V được dùng để cấp nguồn cho động cơ 15 HP, 8 cực,

460 V Đây là một động cơ có cấu trúc đặc biệt, có ổ đỡ được cách ly với vỏ

máy bằng một lớp điện môi dầy và trục được lắp với một chổi cách ly giúp

việc đo kiểm điện thế giữa trục với đất được thuận lợi Động cơ cũng được

nối dây trung tính cho bộ dây stator từ bên ngoài, “T0”, giúp dễ dàng đo đạt

được điện thế bộ dây stator với đất (điện áp C.M), VSI được cấp nguồn

480V, biến áp cách ly 7,5KVA Thử nghiệm này nhằm đo đạc điện áp C.M

Giá trị tính toán độ suy giảm bao gồm 3 trường hợp cấu hình cho trong Bảng

II Tải dung tính trong trường hợp C được thực hiện bằng cách nối một tụ

Trang 32

điện có giá trị 0,047nF vào mỗi pha xuống đất (không có điện trở nối tiếp) và một điện cảm C.M là 314uH như hình 3.4 Đo điện áp với vôn kế hiện số

đo được giá trị RMS có dãy thông rộng (dc - 50 kHz) Các giá trị tụ cho trong phụ lục 1

3.5.3 Những nhận định về triệt giảm C.M thông qua việc lắp thêm tụ điện ở ngõ ra bộ biến tần

Với một cách tính gần đúng như trên, điện áp từ rotor tới đất được xác định bởi mạch phân áp giữa các tụ và là một hàm của điện áp C.M Điện thế tức thời của rotor với đất và các điện dung có liên hệ với nhau và xác định nên mức độ bào mòn ổ đỡ do dòng điện xả Mặc dầu chỉ riêng năng lượng này thì rất nhỏ trong một động cơ được chế tạo theo dạng truyền thống, nhưng với tần suất làm việc cao nó vẫn làm tăng độ bào mòn trên ổ đỡ Đã có nhiều nghiên cứu chứng tỏ rằng thể tích độ bào mòn ổ đỡ tỉ lệ với năng lượng xả tụ qua ổ đỡ Việc giảm năng lượng tích luỹ tĩnh điện trong rotor sẽ giảm được sự bào mòn ổ đỡ của quá trình xả tụ ngẫu nhiên Như vậy để giúp tăng tuổi thọ ổ đỡ cần giảm điện áp từ rotor so với đất nhằm giảm độ phá hoại ổ đỡ do điện áp này Các ý đã nêu trong mục 3.1 này cho

thấy việc cách ly trung tính của máy biến áp cung cấp cho VSI với đất của hệ thống có ý nghĩa giảm được năng lượng tích luỹ tĩnh điện từ rotor xuống đất theo biên độ Hiểu rộng hơn là khi sử dụng các điện dung nối ở đầu ra VSI sẽ làm giảm hai đến ba lần biên độ của năng lượng tích luỹ trong rotor Những

suy giảm trên cần thiết phải đủ độ an toàn cho ổ đỡ mà không cần đến những chổi than nối đất cho rotor, bộ lọc ở ngõ ra, ổ đỡ được cách điện đắt tiền, cấu hình cáp nối thêm bên ngoài hay những kỹ thuật loại bỏ điện áp C.M đắt tiền khác Kỹ thuật loại trừ điện áp C.M thụ động đề cập theo dạng này có ưu điểm là giá thành thấp, tin cậy, uyển chuyển trong việc lắp đặt và thoả mãn các tiêu chuẩn an toàn về điện Qua những phép đo thực nghiệm

trên động cơ, xác nhận rằng trong khi điều chỉnh tần số cơ bản ở đầu ra của VSI giảm đi, C.M của ngõ ra tăng thêm vì sẽ có nhiều trạng thái đầu ra ở mức không hơn Từ quan sát này cho thấy sẽ có nhiều rủi ro hơn cho ổ đỡ

khi ứng dụng chạy ở tốc độ thấp

Khi nối đất cho nguồn cung cấp của hệ truyền động, có một số điểm quan trọng cần lưu ý: sự cố do điện áp quá độ lên VSI trong mạng điện có nối đất có thể bị tăng lên vì sự bất ổn định của các quá độ về điện áp của hệ thống thông qua đường cấp nguồn của máy biến áp có cuộn dây thứ cấp nối đất Điện áp C.M trong hệ thống không nối đất sẽ tạo ra các tác động giả giống như tình huống của pha bị nối đất xảy ra, lúc này rất cần thêm một mạch phát hiện sự cố nối đất để tìm ra những lỗi như vậy

Trang 33

Chương 4: Biến tần đa bậc & biện pháp xử lý C_M cực tiểu G.V.H.D: T.S Nguyễn Văn Nhờ

CHƯƠNG 4:

BIỆN PHÁP XỬ LÝ COMMMON MODE CỰC TIỂU TRONG

BIẾN TẦN ĐA BẬC

4.1 GIỚI THIỆU CÁC PHƯƠNG ÁN

Điện áp common mode (C.M) có thể hoàn toàn bị triệt tiêu hay chỉ loại bỏ một phần tuỳ thuộc vào dạng biến tần sử dụng trong hệ điều khiển tốc độ động cơ điện Không hề có một dạng biến tần nào tối ưu về mọi mặt mà chỉ có việc sử dụng bộ biến tần sao cho phù hợp nhất với các yêu cầu đặt ra như tính chất phụ tải (tải cảm/dung; đặc tính quạt gió/máy xúc …), điện áp nguồn, công suất … Thí dụ với biến tần công suất nhỏ và điện áp thấp thì phương pháp điều chế bề rộng xung truyền thống hay biến tần hai bậc vẫn tỏ ra khá ưu việt Do đây là đề tài mang tính tìm lời giải tối ưu nên hiện nay có rất nhiều công trình nghiên cứu tập trung vào mảng này Trong

xu thế trên, luận văn tốt nghiệp sẽ nghiên cứu tìm ra kết quả tối ưu trong việc lựa chọn chiến lược triệt giảm C.M trong khi vẫn không giảm đáng kể các đặc tính kỹ thuật khác của động cơ

Có thể thực hiện việc triệt giảm C.M theo nhiều cách trên nhiều dạng biến tần khác nhau, có thể là giải pháp phần cứng cũng có khi là giải pháp phần mềm Ở đây trình bày một số phương án thực tế điển hình thu thập từ các bài viết trên tạp chí IEEE

4.2 TRIỆT BỎ HOÀN TOÀN ĐIỆN ÁP COMMON MODE

Sơ đồ nguyên lý một hệ thống biến tần điều tốc động cơ dạng diode kẹp được trình bày trên hình 4.1

Trong bộ nghịch lưu NPC, dv/dt của điện áp vsn là Vdc/6 trong khi bộ

biến tần hai bậc truyền thống là Vdc/2 Bởi vậy có thể trông cậy vào các bộ nghịch lưu NPC để đối phó với vấn đề điện áp C.M trong hệ truyền động điều tốc động cơ điện không đồng bộ xoay chiều Tuy nhiên biên độ của

điện áp vsn là Vdc/6 vẫn còn khá cao để gây nên các vấn đề như đã nêu ở

trên (trong công nghiệp thông thường Vdc tối thiểu 500 VDC)

Một phương án đơn giản và triệt bỏ rất hiệu quả điện áp C.M đó là dựa vào giản đồ điện áp của biến tần ba bậc, dễ dàng suy ra có 7 vector điện áp không hề phát sinh điện áp C.M, đó là các trạng thái (+1,0,−1); (0,+1,−1); (−1,+1,0); (−1,0,+1); (0,−1,+1); (+1,−1,0) và (0,0,0), cụ thể đây chính là điện áp tại các đỉnh của lục giác nhỏ và tâm của lục giác trong giản đồ vector điện áp Tuy nhiên như đã giới thiệu ở chương 2, nếu chỉ luân chuyển giữa 7 trạng thái điện áp trên thì nghịch lưu sẽ gây ra rất nhiều hài

Trang 34

và đặc biệt khi số bậc là số chẵn thì phương thức này không thể ứng dụng

được Qua đây ta thấy: “Có thể triệt bỏ hoàn toàn điện áp C.M, nhưng đó không phải là phương thức triệt giảm C.M tối ưu”

Vận dụng lý luận trên cho phương thức SPWM, đây là phương thức sử dụng rất rộng rãi trong các bộ biến tần hai bậc truyền thống bởi vì tính đơn giản và độ méo dạng do hài thấp Phương thức này vẫn sử dụng được cho

biến tần đa bậc Với biến tần n bậc, ta cần (n – 1) tín hiệu sóng mang tam

giác Ở đây là biến tần ba bậc do đó cần hai tín hiệu sóng mang tam giác (hình 4.1a)

Hình 4.1: Sóng dạng điều chế giữa sóng sin và tam giác trong nghịch lưu

SPWM truyền thống

(a)

(b)

Hình 4.2: SPWM với chế độ triệt bỏ hoàn toàn C.M

Sau khi so sánh với V ref , hình 4.1b trình bày điện thế pha – tâm nguồn DC của nghịch lưu SPWM truyền thống Sóng dạng bên trên sẽ điều khiển các khoá bán dẫn phía dương nguồn DC và tương ứng ngược lại là

Trang 35

Mặc dù bản chất của phương thức SPWM cho sóng dạng điện áp với lượng hài thấp nhưng điều này không còn đúng khi biến tần chỉ sử dụng 7 trạng thái tạo ra điện áp C.M bằng không để triệt tiêu điện áp C.M Tương tự như khi tính toán ở biến tần hai bậc, phương thức được đề nghị ở đây sử dụng các sóng mang tam giác và các tín hiệu điều chế hình sin 3 pha đối

xứng Đầu tiên lấy hai trong ba tín hiệu điều chế ví dụ Vm1 và Vm2 so sánh với tín hiệu sóng mang tam giác, sau đó lấy hiệu số giữa chúng (V1 và V2) để tạo ra tín hiệu PWM cho pha mẫu (ví dụ Va), minh hoạ trên hình 4.2 Giải

thuật này thực hiện tương tự trên cho hai pha còn lại

Nghĩa là, việc điều chế dựa theo các phương trình sau:

Hình 4.3: Sóng dạng điện áp của pha–tâm nguồn DC; pha-pha và C.M trong

SPWM truyền thống Qua kết quả phân tích Fourier trên hình 4.5, rõ ràng với phương thức này, người ta đã triệt tiêu được hoàn toàn điện áp C.M, nhưng đổi lại sóng hài trên tải sẽ gia tăng dữ dội

Trang 36

Hình 4.4: Sóng dạng điện áp của pha–tâm nguồn DC; pha-pha và C.M trong

SPWM với chế độ triệt tiêu C.M

(b)2.01.25

(a)

1.75

1.0

Hình 4.5: phổ hài điện áp của pha–tâm nguồn DC; pha-pha và C.M trong

(a) SPWM truyền thống; (b) SPWM với chế độ triệt tiêu C.M

4.3 TRIỆT BỎ MỘT PHẦN ĐIỆN ÁP COMMON MODE

Ở đây giới thiệu một phương thức PWM nhằm giảm điện áp C.M trong bộ nghịch lưu NPC điều tốc động cơ điện không đồng bộ xoay chiều nhưng vẫn không làm tăng lượng hài như ở phương thức trước vì 8 vector bị triệt bỏ đều có các vector redundant thay thế Phương thức PWM này chỉ dùng 19 vector tạo ra điện thế C.M đến tâm nguồn DC cung cấp và trung

tính cuộn dây stator thay đổi từ 0 đến Vdc/6 Thêm vào đó chiến lược này

cũng thoả mãn về điều kiện ràng buộc của vector điện áp ngõ ra phải thay đổi chỉ khi có tác động đóng cắt trên một pha Không yêu cầu thêm về phần cứng, bộ nghịch lưu NPC với chiến lược PWM được đề xướng dẫn đến một sự giảm đáng kể điện áp C.M nếu so sánh tới một bộ nghịch lưu hai bậc và một bộ nghịch lưu NPC điều khiển theo phương thức PWM truyền thống Phương thức PWM ở đây có thể dễ dàng được thực hiện trong phần mềm

Trang 37

mà không có sựï suy giảm chất lượng điều tốc trên động cơ không đồng bộ xoay chiều

4.3.1 Hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu NPC

Hình 4.6: Hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu NPC

Hình 4.6 trình bày hệ thống chỉnh lưu cầu – nghịch lưu NPC Trong cấu trúc này, điện áp CM được xác định là điện thế giữa trung tính bộ dây

stator “s” và nối đất của hệ thống “g” (trên hình 1) gọi là vsg Điện áp này

được cấu thành bởi vsn và vng Điện áp vng, điểm giữa của nguồn DC, có thể

thay đổi tuỳ theo cách nối đất của biến áp nguồn, trình bày trên hình 4.7 Điện thế này ở ngoài hệ biến tần – động cơ nên không xét Điện thế điểm

giữa của nguồn DC với điểm trung tính của bộ dây stator động cơ vsn có thể

được diễn tả theo hàm đóng cắt của các linh kiện trong bộ nghịch lưu NPC

(sa, sb, sc) theo điều kiện phụ tải cân bằng Hàm đóng cắt của bộ nghịch lưu NPC có 3 trạng thái “−1”, “0”, “1” tuỳ theo trạng thái đóng cắt của mỗi pha

Từ phương trình (1), dễ dàng nhận thấy vsn có 7 mức điện áp có khả năng xảy ra: 0, ±Vdc/6, ±Vdc/3, và ±Vdc/2 và như vậy khoảng biến thiên điện áp giữa các lần chuyển mạch là ±Vdc/6, trong khi đó ở biến tần hai bậc là

±Vdc/3

Trang 38

Hình 4.7: Điện áp vng (100V/div) khi: (a) trung tính biến áp nguồn nối đất (b) trung tính biến áp nguồn không nối đất

Trong phương thức SPWM (sinusoidal PWM) truyền thống sử dụng trong bộ biến tần hai bậc, chỉ có một lần đóng cắt cho mỗi pha diễn ra trong

một chu kỳ đóng cắt Ts, minh hoạ trên hình 4.8 Do đó trong hệ thống biến tần hai bậc, vsn có thể được diễn tả qua công thức (4.4) bằng cách sử dụng hàm đóng cắt (sa, sb, sc = 0 hay 1) Vì thế, sự biến đổi điện áp sẽ khác không

ở tại mỗi lần chuyển mạch có biên độ là ± Vdc/ 3, được phát ra 3 lần trong Ts (mỗi pha một lần) và cực đại của nó là Vdc/2

23

dc sn

V s

s s V

BẢNG II: Các vector điện áp và

các mức điện áp C.M tương ứng

Hình 4.8: vsn trong nghịch lưu hai bậc

(b) (a)

Trong trường hợp bộ nghịch lưu NPC ba bậc, với gấp đôi sóng mang tam giác trong mỗi pha, biên độ của lượng điện áp biến thiên này chỉ là

Vdc/6, điều này có nghĩa là chỉ bằng một nửa của trường hợp nghịch lưu hai

Trang 39

bậc Trong trường hợp này, những vector điện áp (tại các đỉnh của hình lục giác nhỏ trong giản đồ điện áp) như (0,-1,-1), (1, 0, 0) … có khả năng tạo ra cùng một vector không gian điện áp ngõ ra Giữa hai vector này, khi chọn một vector tạo thành vector không gian điện áp ngõ ra sẽ có một vector dư (vector redundant) cho việc cấu thành điện áp đầu ra

Hình 4.9: Giản đồ vector điện áp ngõ ra của nghịch lưu NPC

Tổng số 27 vector được miêu tả trong hình 4.9 được phân thành các loại vector lớn, trung bình, nhỏ và vector zero Các vector lớn và trung bình chỉ xác định duy nhất trạng thái chuyển mạch và tương ứng cho mỗi trường hợp là điện áp giữa tâm nguồn DC với trung tính cuộn dây stator giá trị v sn

là Vdc/6 và 0 Tuy nhiên, các vector điện áp nhỏ lại phát ra v sn là Vdc/6 hay

Vdc/3 Cho ví dụ, những vector điện áp (1, 1, 0) và (0, 0, −1) sản sinh một

vector điện áp hiệu dụng đồng nhất với biên độ là Vdc/3 ở góc pha π/3, nhưng v sn được phát sinh bằng hai vector bên ngoài này thì có giá trị khác

nhau: Vdc/3 trong trường hợp (1, 1, 0) và −Vdc/6 trong trường hợp (0, 0, −1)

Vector điện áp zero có 3 trạng thái chuyển mạch, và phát ra v sn là 0 hay

Vdc/2 Những mối quan hệ giữa vector điện áp và thành phần tương ứng v sn

được tổng kết trong Bảng II

4.3.2 Chiến lược giảm điện áp C.M

Do v ng là thông số được xác định do các điều kiện bên ngoài ngõ vào

của bộ biến tần, nên việc giới hạn v sn trong một mức nào đó để giảm bớt điện áp CM được coi trọng Chiến lược PWM được đề cử tạo nên vector điện áp cơ bản (vector không gian) chỉ phối hợp giữa 19 vector điện áp tạo

Trang 40

ra v sn thấp hơn Vdc/6 Điều này đồng nghĩa với, tám vector điện áp kia sẽ

tạo ra v sn lớn hơn Vdc/6 Đó chính là các vector được tạo nên bởi những tổ hợp: (1, 1, 0), (1, 0, 1), (0, 1, 1), (−1, −1, 0), (−1, 0, −1), (0, −1, −1), (1, 1, 1), (−1, −1, −1)

Hình 4.10: Sóng dạng vsn trong nghịch lưu NPC

(a) Truyền thống; (b) đã giảm điện áp C.M

Các tổ hợp này được loại trừ ra trong phương thức PWM được đề xướng Những vector điện áp được loại trừ này là những vector điện áp zero và nhỏ (xem bảng I), 19 vector điện áp còn lại sử dụng phương thức PWM được đề xướng có thể quyết định những vector điện áp đầu ra tương ứng một cách duy nhất (không còn redundant) Bởi vậy, không hề bị một giới hạn nào trong việc tạo ra một vector điện áp cơ bản như ở phương án đã nêu ở mục 4.2, do đó sóng dạng điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu không hề bị suy giảm chất lượng Trong hình 4.10, giản đồ kích dẫn linh kiện trong 2 phương án nghịch lưu NPC (a) Truyền thống; (b) đã giảm điện áp C.M có thể thấy qua việc thay đổiø phương thức điều chế đã tạo nên việc giảm đáng kể giá trị

v sn dẫn đến triệt giảm điện áp C.M

4.3.3 Thực Nghiệm

Để chứng minh tính ưu việt của phương thức PWM được đề xướng ở trên, một thí nghiệm với một chương trình được cài đặt sẵn được thực hiện cho một bộä nghịch lưu áp (VSI) sử dụng cầu diode có điện áp chỉnh lưu ngõ

ra là 500V như hình 4.6 Tần số sóng mang 5KHz Cấp điện cho một động

cơ cảm ứng 37KW, 6 cực từ, tốc độ đồng bộ 1000 vòng/phút Hình 4.11 (a) trình bày sóng điều chế của pha a; Hình 4.11 (b) trình bày sóng offset; Hình 4.11 (c) trình bày sóng dạng dòng điện tải trên pha a; Hình 4.11(d) trình bày

Định dạng
Số trang	152
Dung lượng	5,83 MB