Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình trong hệ OFDM

Điều chế đa sóng mang có nhiều ưu điểm so với các hệ đơn sóng mang truyền thống như kháng nhiễu tốt trên kênh pha-đinh đa đường, nhưng nó cũng có những nhược điếm không tránh khỏi.. 1.3.

LỜI NÓI ĐẦU

Trong vài năm gần đây, những ứng dụng của điều chế đa sóng mang đã xuất hiện khá nhiều trên thị trường như: truyền hình số mặt đất DVB-T, truyền thanh số DAB, mạng vô tuyến cục bộ W LAN, đường dây thuê bao số bất đối xứng ADSL Điều chế đa sóng mang có nhiều

ưu điểm so với các hệ đơn sóng mang truyền thống như kháng nhiễu tốt trên kênh pha-đinh đa đường, nhưng nó cũng có những nhược điếm không tránh khỏi Luận văn này đề cập tới một vấn dề trong đa sóng mang là tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAR) lớn Giải pháp để giảm PAR được xem xét chi tiết là phương pháp dành riêng tần

MỤC LỤC

CHƯƠNG 1 GIỚI THIỆU VỀ HỆ THÔNG TIN ĐA SÓNG MANG 1

1.1 Truyền sóng trong môi trường không k h í 1

1.2 Lược sử về đa sóng m a n g 2

1.3 Cơ sở ghép kênh tần số trực giao 4

1.3.1 Tổng hợp các tín hiệu hạn băng trực giao cho hệ thông tin đa k ê n h 4

1.3.2 Truyền dữ liệu bằng ghép kênh tần số dùng biến đổi Fourier rời rạc 6

1.4 Kết lu â n 7

CHƯƠNG 2 GHÉP KÊNH TẦN SỐ T R ựC GIAO OFDM 9 2.1 OFDM dưa trên biến đổi Fourier rời rac 9• •

2.1.1 Á nh xạ tín h iệ u 11

2.1.2 Biến đổi nối tiếp - song song 12

2.1.3 Biến đổi IF FT /F F T 12

2.1.4 Dải bảo v ệ 14

2.1.5 Kỹ thuật dùng cửa sổ (W indow ing) 16

2.2 Thiết kế một hệ O FD M 17

2.2.1 Độ dài ký hiệu và dải bảo v ệ 17

2.2.2 Số sóng m ang c o n 18

2.2.3 Mô hình điều chế và mã h ó a 18

2.2.4 Ví dụ về thiết kế hệ O FD M 18

2.3 Ưu nhươc điểm của O FD M 19

2.3.1 ư u đ iểm 19

2.3.1.1 Khảng nhiêu cao trên kênh pha-đinh chọn tần 19

2.3 ỉ 2 Hiệu suất phô cao 23

2.3.1.3 Hiệu quả trong điều chế và giài điều chế 24

2.3.1.4 Phân tập tần sổ 24

2 3 2 N hược đ iể m 24

2.3.2.1 Tỷ sổ công suất cực đại trẽn trung bình (PAR) cao 25

23.2.2 Đồng bộ trong OFDM 25

CHƯƠNG 3 TỶ SÓ CÔNG SUẤT ĐỈNH TRÊN CÔNG SUẤT TRUNG BÌNH 27 3.1 G iói thiêu 27

3.2 Các khái n iê m 27

3.3 Các tính chất thống kê của P A R 30

3.4 Các giải pháp để giảm PAR 33

3.4.1 M ã k h ố i 34

3.4.2 Biến đổi hiệu ứng g h im 35

3.4.2.1 Cân chinh khối (block scaling) 35

3.4.2.2 Tái tạo tại nơi tha 35

3.4.2.3 Thay đôi các đình bị ghim 35

3.4.3 Các phương pháp xác suất 35

3.4.3.1 Phương pháp (lùng ánh xạ lọc lựa (SLM) 5<5 3.4.3.2 Phieơng pháp dùng dãy truyền lừng phan (PTS) 38

3.4.3.3 Phương pháp chèn tần (TI) 39

3.4.3.4 Phương pháp dành riêng tần (TR) 41

CHƯƠNG 4 GIẢI PHÁP GIẢM PAR THEO PHƯƠNG PHÁP TR 42 4.1 Cơ sở của TR 42

4.2.1 X ác định vectơ c 43

4.2.2 Xấp xỉ nhanh c 46

4.2.3 Lựa chọn vị trí tần dành riê n g 50

4.3 Kết lu â n 51

CHƯƠNG 5 MỘT SỐ KÉT QUẢ VÀ PHÂN TÍCH 52 5.1 Đơn sóng mang và đa sóng mang trên các kênh n h iễu 52

> K ênh pha-đinh đa đư ờng 52

> K ênh nhiễu c ộ n g 56

5.2 Các thuộc tính của O F D M 57

5.3 Kết lu â n 61

DANH MỤC TỪ VIÉT TẮT

AD A nalog to Digital Converter

ADSL Asym metric Digital Subcriber Line

AW G N A dditive W hite G aussian N oise

BPSK Binary Phase Shift Keying

CO FD M Coded O rthogonal Frequency D ivision M ultiplex

DAC Digital to A nalog Converter

DFT D iscrete Fourier Transform

D M T D iscrete M ultiTone

D S-CD M A D irect Sequence Code D ivision M ultiple A ccess

IFD T Inverse D iscrete Fourier Transform

IFFT Inverse Fast Fourier Transform

IM T2000 International M obile Telephony 2000

ISI InterSym bol Interference

MAP M aximum A Posteriori Probability

M C-CD M A M ulticarrier Code Division M ultiple Access

M CM M ulticarrier M odulation

NP N ondeterm inistic polynomial time

OFDM Orthogonal Frequency Division M ultiplex

PS Parallel to Serial Converter

PTS Partial Transm ission Sequence

QAM Q uadrature Am plitude M odulation

QPSK Q uadrature Phase Shift Keying

SNR Signal to Noise Ratio

SP Serial to Parallel Converter

UM TS U niversal M obile Telecom m unications SystemVLSI Very Large Scale Integrated

W LAN W ireless Local A rea Netw ork

xDSL X Digital Subcriber Line

Bất phương trình vectơ: Ỵj < Z| V i=l N.

V ectơ 1: (1 Ị)s

V ectơ 0 : ( 0 , , 0 )n

C H Ư Ơ N G 1 GIỚI T H IỆ U VÈ HỆ T H Ô N G T IN Đ A SÓ N G

M A N G

Sự bùng bổ về thông tin đa phương tiện gần đây đã đòi hỏi những hệ thống truyền thông phải có tốc độ cao hơn, tin cậy hơn trên những môi trường khác nhau cả hữu tuyến và vô tuyến H ệ thông tin đa sóng mang M CM là m ột ứng viên quan trọng đã và đang được áp dụng trên nhiều hệ thống khác nhau

1.1 T ruyền sóng trong môi trư ờ n g không khí

Ta đã biết truyền sóng trong môi trường không khí có nhiều bất trắc và khône ổn định Trong phần này ta sẽ xem xét các đặc điểm truyền sóng trong môi trường đó

• Suv hao đường truyền

Suy hao đường truyền tăng theo khoảng cách và theo tần số Trong không gian tự do thì suv hao này tỷ lệ với bình phương khoảng cách Tuy nhiên do các hiệu ứng về che khuất bởi các vật cản nên biên độ tín hiệu thu được sẽ thăng giáng ngẫu nhiên Người ta gọi hiện tượng này

là pha-đinh logarit chuẩn Okum ura và Hata đã xây dựng công thức thực nghiệm để mô hình hóa loại pha-đinh này:

Lp (d)(dB) = Ls (dữ ){dB) + 10 n logl0 ( ~ ) + X a (d)B

dữ Trong đó Lp là hàm của khoảng cách d giữa nơi phát và nơi thu, dị) là khoảng cách chuấn từ lm -lk m tùy theo mô hình được chọn Ls(dọ) là suy hao tại điểm có khoảng cách chuẩn do, n là hệ số mũ suy hao x ơ là một giá trị ngẫu nhiên phân bố chuẩn có phương sai là ơ, nó thường được đo trực tiếp và có giá trị từ 6-10dB

• Pha-đinh quy mô nhỏ

1

Trên môi trường truyền này ngoài suy hao do khoảng cách và che khuất, tín hiệu thu được cũng còn bị thăng giáng do phản xạ Tín hiệu tại nơi thu là tống hợp của nhiều song phản xạ Đ ường bao biên độ trong trường hợp này có dạng phân bố Rayleigh, còn nếu có thêm tia nhìn thẳng thì là phân bố Rice.

N ếu truyền sóng trong môi trường này mà nơi phát và nơi thu lại chuyển động thi khi đó còn phải xét tới hiện đượng di tần Doppler

Vì nhiều lý do như trên mà thông tin trong môi trường này là rất khó khăn, đặc biệt là thông tin với tốc độ cao M à thông tin đa phương tiện lại đòi hỏi tốc độ ngày càng cao nên nó đòi hỏi những phương thức điều chế phải ổn định Đ iều chế đa sóng mang là loại điều chế rất phù họp với môi trường này

1.2 L ư ợ c sử về đa sóng m ang

Hệ thông tin đa sóng mang có một lịch sử phát triển tương đối dài, khoảng

40 năm, nhưng đến gần đây nó mó'i được áp dụng m ột cách rộng rãi Vào đầu những năm 60, hệ thông tin đa sóng m ang là m ột đề tài quan trọng trong những nghiên cứu của phòng thí nghiệm BellLab Vào năm 1966, Chang ở BellLab đã ra bài báo[3] về tổng hợp tín hiệu hạn băng để truyền trên nhiều sóng m ang con Bài báo này đã chứng m inh rằng nhiễu xuyên ký hiệu ISI và nhiễu xuyên sóng mang ISI có thể tách mà không cần tới các m ạch lọc hoàn hảo Các kết quả này đã thu hút được sự quan tâm đặc biệt cả trong giới học thuật và công nghiệp Năm 1967, Saltzberg[l 1] đã phân tích các kết quả của Chang và gợi ý rằng nhiễu xuyên kênh kề là một hạn chế chính trong các hệ truyền thông song song Gợi ý quan trọng này đã định hướng cho nhiều nghiên cứu về thiết kế hệ M CM /OFDM nhàm tránh ISI

Hệ thống do Chang đề xuất thực sự mới là hệ tương tự, nó đòi hỏi các băng lọc và nhiều phần tử cao tan RF Các yêu cầu khắt khe đó đã hạn chế

việc ứng dụng rộng rãi hệ trên Nó mới chỉ được áp dụng trong các hệ thông tin của quân đội như:

• Hệ K IN EPLEX của Collin Radio Co (USA)

• Hệ A N D EFT/SC-32 của G eneral Dynamics Corp (USA)

• Hệ A N /G S C -10 K A TH RY N của General Atronics Corp (USA)

Có một bước ngoặt xảy ra vào năm 1971 được tạo ra bởi hai nhà khoa học trẻ của BellLab là W eistein và Ebert[18] Họ đã đề nghị thay băng lọc và các phần tử RF bằng việc xử lý băng gốc thông qua biến đổi DFT có dùng thuật toán biến đổi Fourier nhanh FFT Cùng với sự phát triển nhanh chóng của công nghệ VLSI tốc độ cao, việc ứng dụng M CM đã nhanh chóng được phổ biến Cũng trong bài báo trên, hai tác giả còn đưa ra khái niệm khoảng bảo vệ

Gl, nghĩa là chèn vào những đoạn trống trước khi truyền tín hiệu đi GI có hai chức năng chính: triệt ISI và khống chế ISI ISI sẽ bị triệt bằng cách chọn GI rộng trong m iền thời gian là thu hẹp trong miền tần số Hiển nhiên thêm Cil sẽ làm giảm hiệu suất của hệ thống nhưng lợi ích nó đem lại lớn hơn cái giá phải trả M ặc dù trong bài báo của họ chưa đề cập tới sự mất tính trực giao giữa các sóng mang do kênh gây nên, nhưng đề xuất của họ đóng một vai trò quan trọng trong việc thực thi chúng trong công nghiệp Hầu hết các hệ thống

M CM /O FD M ngày nay đều dựa trên cấu trúc này M ột đóng góp quan trọng nữa cho việc thiết kế hệ M CM /O FD M đó là của Peled và R uiz vào năm 1980[ 10] Hai tác giả đã cải tiến và dùng tiền tố vòng CP CP đảm bảo tính chập vòng của mỗi ký hiệu, vì vậy tính trực giao vẫn được bảo đảm dù kênh xấu hoặc lỗi đồng bộ Với những cải tiến trên, hệ thống M CM /O FD M đã được dùng rộng rãi trong nhiều lĩnh vực như: DAB/DVB, A D SL và mạng vô tuyến cục bộ W LAN (như IEEE 802.11a) N ó cũng được đề xuất cho giao diện vô tuyến của IM T2000/U M TS

3

• Ghép kênh tần số trực giao OFDM cho hệ vô tuyến.

Bây giờ, ta sẽ tiệp tục xem xét các cơ cấu đa sóng m ang mà Chang và

W einstein đã đề xuất

1.3.1 Tống hợp các tín hiệu hạn băng trực giao cho hệ thông tin đa kênh[3]

Đe tiện cho việc phân tích, ta xét hệ thống băng gốc với các điều kiện sau:

• G iả sử có N sóng m ang con (các mạch lọc phát) cùng dùng chung một kênh vật lý

• Tốc độ dữ liệu trên từng sóng m ang con là T

• G iả sử đáp ứng xung của kênh là h(t) và biểu diễn trong m iền tần số sẽ

là: H 0 e ịvơ)

• G iả sử aj(t) là đáp ứng xung của sóng mang thứ i và biểu diễn trong

m iền tần số là A t(f)eịa®

• b()i), b / i), b„(i) ìầ chuỗi sổ truyền đi trên sóng mang thứ i, trong đó b()l)

là số đầu tiên được truyền đi Do đó tín hiệu được truyền tại sóng mang thứ i sẽ là:

b<l‘>a,(t) + b / \ ( t - T) +

g ọi Uj(t) là tín hiệu nhận được sau khi truyền một con số, biểu diễn

trong miền tần số U,(f)-eJf‘lUÌ

Trong m iền tần số, các yêu cầu trực giao có thể được biểu diễn như sau:

Ị A Ị ( f ) H 2(f)cos2nfkTdf = 0 k = 1,2, 3 ị = 1, 2, .N

+ jA l( f ) A l ( f ) H 2( f ) e na'ư)~a'u>ĨM]d f = 0 k = 0, ±l, Ỉ7ỹ, i , j = 1, 2 N

Với yêu cầu trên thì phải thiết kế được mạch lọc Ai, i e {Ị, N’} thỏa mãn điều

kiện trên với kênh là đã cho trước

Từ những phân tích trên, ta thấy có thể thực hiện truyền thông song song trên nhiều kênh đồng thời, nhưng phải xác định được những m ạch lọc Ai thích họp Tuy nhiên trong các hệ M CM /O FD M hiện đại người ta lại dùng

D FT/ID FT để thực hiện chức năng của các mạch lọc trên Đây là những đóng góp to lớn của W einstein và Ebert Ta sẽ tiếp tục phân tích phương pháp dùng DFT/ID FT

1.3.2 Truyền dữ liệu bằng ghép kênh tần số dùng biến đối Fourier ròi rạc [18].

Sau khi Chang cung cấp các cơ sở lý thuyết cho hệ đa sóng mang trực giao, thì việc thực thi gặp rất nhiều khó khăn do các chi phí cho bộ lọc Tuy nhiên, vấn đề này hầu như được giải quyết bởi phương pháp do W einstein và Ebert đưa ra Ý tưởng đó là dùng DFT để thực hiện điều chế và giải điều chế

N ó có thể thực hiện hoàn toàn số hóa với giải thuật FFT giá thành rẻ và chất lượng cao hơn, lúc này không cần tới những băng lọc đắt tiền nữa Trước tiên,

xét tới bộ điều chế G iả sử ta cần truyền do,dỊt ,ds-i trên N sóng mang con, trong đó dn là sổ phức: d„ = an + j b n Lấy biến đổi D FT véc tơ {2dnỴ~l ta thu được véc tơ So, S ị , Sn.I

được đưa tới m ạch lọc thông thấp ta thu được xấp xỉ:

y(0 = 2Z (a» C0S l7Ịf«ln, + bn sin 2rfnl n, ) 0 <t < N A t

/; \ \ / Ị \ “ ;/ : V '" // V y ■ V '

V \ _ /

Hình 1.2.2 Ị Tín hiệu dạng sinc

Quá trình giải điều chế, trước tiên phải thực hiện biến đối A/D Vì chỉ có phần thực của tín hiệu được truyền đi nên cần lấy mẫu gấp đôi để khôi phục đượcthông tin Chu kỳ lây mẫu sẽ là — Véc tơ mẫu sẽ là:

a „ C O S — - + b „ s i n 2N

W * f ) = 2 Z

V £ J /,=0biến đổi D FT véc tơ trên ta thu được:

Tại sao lại là thời cơ cho M CM ? Đó là vì theo thời gian, sự phát triển của công nghệ xử lý sổ tín hiệu đã cho phép phát huy các ưu điểm của M CM trong thực tế, cụ thể là:

> Tín hiệu thu được xử lý mà không cần cải tiến và thay đổi các thành phần RF/AD

> Chu kỳ của m ột ký hiệu dài đã cải thiện hoạt động của nó rất nhiều trong môi trường nhiễu xung và pha-đinh nhanh

> Đ ặc điểm ghép kênh tần số của M CM /O FD M không dùng lọc tín hiệu

m à ghép kênh lại được thực hiện thông qua xử lý số Đ iều chế và giải điều chế thông qua ID FT/D FT dùng giải thuật IFFT/FFT

7

Tuy đã giải quyết được nhiều vấn đề, nhưng M CM /OFDM cũng còn rất nhiều điều cần phải xem xét Sự cạnh tranh giữa đơn sóng mang và đa sóng

m ang vẫn còn tiếp diễn[17]]

C H Ư Ơ N G 2 G H É P K ÊN H TẦ N SÓ T R Ụ C G IA O O FD M

N guyên tắc cơ bản của OFDM là chia dòng dữ liệu tốc độ cao thành nhiều dòng dữ liệu thấp hơn, chúng được truyền đồng thời trên các sóng mang con

Do truyền tốc độ thấp trên nhiều sóng m ang nên chu kỳ một ký hiệu OFDM

sẽ tăng và trễ trải đa đường sẽ giảm N hiễu giữa các ký hiệu ISI sẽ bị triệt khi dùng các khoảng bảo vệ thích hợp trong mỗi ký hiệu OFDM c ấ u trúc của một hệ O FD M sẽ được giới thiệu dưới đâv

2.1 O F D M d ự a trên biến đổi F ourier ròi rạc.

Tín hiệu O FD M là tổng của các sóng m ang con được điều chế về pha hoặc biên độ

M ỗi m ột sóng m ang được biểu diễn như sau:

Trong đó w n = W() + nÀw

N ếu xét trong m ột chu kỳ của ký hiệu O FDM thì các biến A n(t) và ện(t) sẽ

cố định và chỉ phụ thuộc vào sóng mang Ta có thể viết

S' (kT) = — X A„e '*"e H"Aw)kr (2.1.4)

Ta thấy AneJệ" không gì khác chính là các mẫu rời rạc trong miền tần số và

s(kT) là biểu diễn trong miền thời gian

Hai phương trình (2.1.4) và (2.1.5) là đồng nhất khi:

I n ~ NT ~ r Với r = N T

Đây chính là điều kiện để duy trì tính trực giao giữa các sóng mang

Sơ đồ m ột hệ O FD M dùng DFT điển hình là:

K h ô n g m ấ t tín h tổ n g q u á t g iả s ử W() - 0

Hĩnh2.1.1 Sơ đồ một hệ OFDM dùng DPT

- Biến đổi SP, PS: nối tiếp - song song, song song - nối tiếp

- Thêm CP: tiền tố vòng (cyclic prefix)

2.1.1 Ánh xạ tín hiệu:

Ánh xạ tín hiệu thực chất là quá trình điều chế dữ liệu trên các sóng mang con Quá trình điều chế thực hiện trên cả pha và biên độ tạo thành các véc tơ phức I - Q H ình 2.1.1.1 là m ột ví dụ điều chế 16 QAM , nó ánh xạ 4 bit trên mồi ký hiệu

Giản đồ I-Ọ cho 16 ỌAM

Hình 2.1.1.1 Giản đồ chòm tín hiệu của điều chế 160AM

Ở nơi thu, véc tơ I - Q là được ánh xạ ngược lại thành các bit dữ liệu.Trong quá trình truyền, tín hiệu sẽ chịu tác động của nhiễu và méo do nhiễunhiệt hay kênh không hoàn hảo Khi đó các điểm trên mặt phẳng I - Q sẽlại nhòe đi Bộ thu khi đó phải ước lượng được gần đúng nhất véc tơ truyền

đi Lồi sẽ xảy ra khi nhiễu vượt quá một nửa khoảng cách giữa các điểm trongmặt phang I - Q, khi đó nó sẽ vượt qua ngưỡng quyết định

Giản đồ I-Ọ cho 16 QAM

2.1.2 Biến đối nối tiếp - song song:

D ữ liệu cần truyền đi thường là dòng bit nối tiếp Trong hệ OFDM , mỗi

ký hiệu tải đi 40 - 4000 bit Vì vậy cần biến đổi dòng bit nối tiếp thành song song Ví dụ: khi điều chế 16 - QAM trên mỗi sóng mang thì mỗi sóng mang

sẽ mang 4 bit, nếu có 100 sóng mang thì trong một ký hiệu OFDM sẽ có 400bit Trong trường hợp điều chế thích nghi (A daptive M odulation), trên các sóng m ang khác nhau thì số bit cũng sẽ khác nhau

2.1.3 Biến đổi IFFT/FFT:

Định nghĩa của biến đổi Fourier rời rạc (DFT) với N điểm là:

Uk

Vì vậy, Q ''.Q = Q*.Q = I với I là ma trận đơn vị

X ét dãy dữ liệu (Do, D ị D N_ì), trong đó D N.Ị là một số phức:

D n = an + j b n

N ếu a„, bn = ±1 ta có ánh xạ tín hiệu là QPSK.

Neu a,„ b„ = ±1, ±3 ta CÓ 16 QAM

Nếu chỉ thực hiện biến đổi Fourier ngược với N điểm thì ta sẽ thu được một dãy số phức và nó không tương đương với N tín hiệu QAM vào Khi đó ta

phải tạo ra N = 2 ív ký hiệu trong đó:

DN.k =Dl k = 1,2,

Khi thực hiện ID FT kết quả sẽ là N giá trị thực:

dk = 4 = Y , D/ ” n = 0, 1, .N-l (2.1.3.3)

V N n = 0

trong đó /„ = —— , tỵ = kAt với At là chu kỳ của dãy dữ liệu nối tiếp D n Phần

thực của dãy trên:

** = Z k cos(2^ * ) + ^ s in ( 2 < ,/J ] k = 0, 1, .N-ỉ (2.1.3.4)/1 = 0

Tín hiệu này qua m ạch lọc thông thấp để thu được:

*(') = Z k cos(2nf„tm)+bn sin(27Tf'ntm)] 0 < t <NAt (2.1.3.5)

w = 0

truyền trên kênh Tín hiệu sau khi đi qua kênh có dạng:

trong đó: h(t) là đáp ứng xung của kênh Rời rạc hóa đáp ứng xung này, ta có

hn Đ áp ứng tần số tương ứng của kênh là H k Nếu giả sử tín hiệu thu không bị

ISI thì chuỗi tín hiệu giải điều chế sẽ là:

X k = H kX k +nk k = 0, Ị, .N-l (2.1.3.7)

trong đó X k là lối ra của bộ giải điều chế dùng DFT có N điểm Tất cả các bộ

DFT và ID FT ở trên đều dựa trên giải thuật biến đổi Fourier nhanh FFT và IFFT G iải thuật này do Cooley và Turkey đưa ra vào năm 1965 Neu dùng

DFT thì cần N 2 phép nhân phức mà chúng mà chúng chỉ là các phép quay pha.

13

Nếu dùng FFT, như thuật toán 2 nhánh, số phép nhân phức chỉ còn là

y l o g 2^

C ũng có những trường hợp người ta không dùng FFT Đó là khi số sóng

m ang ít, ví dụ: N <32 người ta dùng dàn lọc số để thực hiện DFT N hưng nếu

số sóng mang lớn N > 32 thì việc thực hiện FFT sẽ có hiệu quả hơn trong tính

toán[ 11]

M ột giới hạn khi dùng bộ điều chế và giải điều chế dựa trên DFT đó là búp sóng phụ trong miền tần số tương đối lớn so với phương pháp dùng dàn lọc K hi đó hệ O FD M dùng D FT dễ bị nhiễu xuyên sóng mang ICI trừ khi tiền tố vòng CP đủ lớn N eu ICI là m ột vấn đề do kênh không bình thường thì

có thể dùng đến giải pháp dàn lọc có búp sóng phụ nhỏ hơn Đặc biệt, lớp các dàn lọc đa tốc với thuộc tính tái tạo hoàn hảo liên quan tới các m ạch lọc dựa trên sóng con (w avelet) có nhiều đặc điểm khá hấp dẫn

N hững ảnh hưởng của ISI lên O FD M có thể được cải thiện hơn nữa khi thêm vào các dải bảo vệ trước mỗi ký hiệu Dải bảo vệ được chọn sao cho nó dài hơn trễ trải, khi đó thành phần đa đường sẽ không làm nhiễu đến thành phần kế tiếp Dải bảo vệ chèn vào có thể là dải trống hoặc m ột ký hiệu đặc biệt Tuy nhiên khi chèn dải trống vào thì sẽ xảy ra ISI Khi chèn thêm dải trống, m ột ký hiệu O FD M sẽ m ất tính tuần hoàn và do đó trong miền tần so

sự trực giao giữa các sóng mang không còn nữa

Đe triệt ISI, dải bảo vệ chèn vào phải được chọn sao cho nó lợi dụng được tính chất vòng của biến đổi Fourier Tín hiệu trong đoạn bảo vệ sẽ là bản sao của đoạn cuối ký hiệu OFDM Bản sao này được ghép vào đầu của mỗi ký hiệu OFDM Do vậy tính tuần hoàn của tín hiệu trong miền thời gian vẫn được duy trì và các sóng mang trong miền tần số vẫn trực giao, không còn

Ký hiệu N-1 Ký hiệu N Ký hiệu N+1

Hình 2.1.4.1 Chèn thêm dái báo vệ[8]

M ột ví dụ về ảnh hưởng của đa đường lên OFDM cho bởi hình dưới Tín hiệu thu là kênh có hai đường, đường đứt nét là trễ của tín hiệu đường liền nét Tín hiệu O FD M thực là tổng của tất cả các tín hiệu như trên Trên hình các sóng m ang OFD M được điều chế BPSK, tức là nó đảo pha 180° tại điểm biên tín hiệu Trong ví dụ này trễ đa đường nhỏ hơn dải bảo vệ, nghĩa là sẽ không có đảo pha trong khoảng sẽ biến đổi FFT (không ảnh hưởng bởi kênh bên cạnh) Vì vậy, bộ thu OFDM sẽ nhận được tổng của các sóng sin có dịch pha Tổng này duy trì tính trực giao của các sóng m ang con, chỉ duy nhất có

sự dịch pha của các sóng m ang này

15

2.1.5 Kỹ thuật dùng cửa so (Windowing)

Tín hiệu OFDM là chuỗi số sau biến đổi IFFT, nó là tổng của nhiều thành phân M ỗi ký hiệu tạo ra có chu kỳ hữu hạn, vì vậy sẽ có sự không liên tục giữa điếrn cuối ký hiệu này và điểm đầu ký hiệu khác Sự mất liên tục này làm xuất hiện những thành phần phố ở tần cao Hơn nữa mật độ phổ công suất của O FD M giảm khá chậm theo hàm sinc Khi số sóng mang tăng lên, tốc độ giảm có nhanh hơn nhưng vẫn giảm chậm hơn dải thông 3dB

Để tránh hiện tượng trên, các hàm cửa sổ như Hamming, H anning, Kaiser, Blackm an đế lọc ký hiệu OFDM N hững hàm cửa sổ làm suy giảm dạng sóng trong miền thời gian tại đầu và cuối chu kỳ, vì thế sự mất liên tục sẽ giảm đi đồng thời mật độ phổ công suất cũng giảm nhanh hơn

T hông thường hàm của cửa số hay được dùng là cosin tăng:

w(t) =

0,5 + 0,5cos(/r(l + t)/(j3TJ) 0 < t< p T s

0,5 + 0,5 cos((/ - Ts )K !{prs)) <! <( ]+ P)TS

Trong phương trình trên p là thừa số uốn (roll-off factor) và Ts là chu kỳ

ký hiệu Khi hệ số của Ị3 tăng lên thì phổ cũng suy giảm nhanh hơn

Hình dưới minh họa phổ của tín hiệu OFDM dùng mạch lọc cosin tăng với các thông số phần trăm cosin tăng RC khác nhau

số sóng m ang con và mô hình điều chế và mã hóa phù hợp

2.2.1 Độ dài ký hiệu và dải bảo vệ

Độ dài của dải bảo vệ phải lớn hơn trễ trải cực đại nhưng không được quá dài làm giảm hiệu suất dải thông

Có m ột quy tắc là dải bảo vệ nên gấp từ 2 - 4 lần độ trễ trải Độ dài ký hiệu được xác định từ dải bảo vệ ở trên Thông thường nó dài hơn dải bảo vệ, nhưng cũng không được quá dài do phức tạp khi thực hiện và vấn đề công

17

V - LC / I H

suất đỉnh trên công suất trung bình D ựa trên thực nghiệm độ dài ký hiệu bằng

5 - 6 lần dải bảo vệ

2.2.2 Sổ sóng mang con

Khi độ dài ký hiệu đã xác định, khoảng cách giữa các sóng m ang con là nghịch đảo của độ dài ký hiệu trừ đi dải bảo vệ s ố sóng mang con là thương

số của dải thông chia cho khoảng cách giữa các sóng m ang con

2.2.3 Mô hình điều chế và mã hóa

Việc chọn mô hình điều chế và mã hóa phụ thuộc vào m ột số tiêu chí

Đ ưa ra quy định mô hình nào sẽ dựa trên số sóng m ang con ở trên N eu biết tốc độ và so bit trên mỗi sóng mang con thì sẽ xác định được mô hình điều chế và mã hóa tương ứng N gược lại, nếu biết mô hình điều chế và mã hóa thì

ta cũng xác định được số sóng mang con

Để truyền dữ liệu với tốc độ 20 M bps thì số bit trên mỗi ký hiệu OFDM là: 20

M bps \ 4,8 fj,s = 96 bit/ký hiệu Ta có thể lựa chọn:

■ 16 - QAM , mã hóa với tỷ lệ mã v2: mỗi sóng mang con mang 2

bit Do vậy cần 48 sóng mang con

■ QPSK, mã hóa với tỷ lệ 3Á: mỗi sóng m ang con m ang 1,5 bit Do

vậy cần 64 sóng m ang con

Tuy nhiên trong phương án hai, dải thông cần thiết sẽ là:

64 X 250 KHz = 16MHz lớn hơn dải thông đã cho Vì vậy, phương án 1 là lựa chọn tốt thỏa mãn các điều kiện ràng buộc

2.3 Ư u nhươc điểm của O FD M•

2.3.1 Ưu điểm:

O FD M có một số ưu điếm so với hệ điều chế đơn sóng m ang và nó cũng giúp đỡ cải thiện C D M A cho mạng vô tuyến trong tương lai Ta sẽ thảo luận

về những ưu điểm này

Ư’u điểm nổi bật và dễ nhận thấy đó là khả năng hoạt động tốt trên kênh pha-đinh chọn tần K ênh pha-đinh gây nên hiện tượng trễ trải nên nó được gọi

là kênh tán sắc thời gian (tim e dispersive channel) hay kênh chọn tan (frequency selective channel) Kênh này có một đại lượng là nghịch đảo của thời gian trễ trải gọi là dải thông kết hợp hay dải thông tương quan Khi truyền qua kênh này, tín hiệu sẽ gặp phải ISI, đặc biệt khi truyền thông với tốc độ cao Khi đó chu kỳ bit nhỏ và tương đương với thời gian trễ trải, sự chồng lấn sang các ký hiệu bên là không tránh khỏi Đối với OFDM , dòng bit được chia thành các dòng nhánh tốc độ thấp và truyền song song Do các dòng nhánh có tốc độ thấp nên nó ít nhạy với trễ trải thời gian của kênh Do trễ trải cùng bậc với chu kỳ bit nên nhỏ hơn chu kỳ ký hiệu và triệt được ISI

v ề phương diện tần số, triệt ISI là do có thể coi mỗi dải con là pha-đinh

phăng (flat fading) Mỗi dải con chiếm 1/N dải thông nên nó nhỏ hơn dải thông kết hợp, do đó pha-đinh trên mỗi dải con có thể coi là pha-đinh phang Dưới đây là m ột ví dụ minh họa so sánh OFDM và điều chế đon sóng mang QAM trên kênh pha-đinh đa đường dùng phương pháp mô phỏng.

Đáp lĩng blẽn độ

T án sứ- c h u ín hóaĐáp úng pha

Hĩnh 2.3.1.1.1 Đáp ứng tần số của kênh pha-đinh đa đường

Đối với trường hợp đơn sóng mang dùng 16QAM, dạng tín hiệu truyền đi và thu được như dưới hình sau

Hĩnh 2.3.1.1.2 Tín hiệu phát và thu dùng điều chế QAM

Phổ của tín hiệu QAM trước và sau khi qua kênh

Giản đồ chòm tín hiệu của QAM

G iả n ữ ổ c h ò m tín h lậu 16-QAM n h ận dưcfc vá blftn quytft đ ịn h

0.4

0.2

00

Tín hiệu OFDM truyển đi

Tin hh iệu OFDM n h ả n đ ư ợ c

Hình 2.3.1.1.5 Tín hiệu phát và thu dùng OFDM

Phổ của tín hiệu OFDM trước và sau khi qua kênh

Hình 2.3.1.1.6 Phô của tín hiệu OF DM trước và sau khi qua kênh

Ta thấy phổ tín hiệu QAM tập trung quanh tần số sóng mang Khi chỗ trũng pha-đinh rơi vào phần này thì tín hiệu sẽ bị phá hủy, trong khi phố của

O FD M trải đều trên toàn dải thông và chỗ trũng pha-đinh không ảnh hưởng nhiều tới nó

O FD M đạt hiệu suất phổ cao vì nó cho phép các sóng mang con có thể chồng lấp lên nhau ở miền tần so N eu số sóng con là N, dải thông tổng cộng

Trong khi dải thông đế truyền dừ liệu giống như vậy khi truyền nối tiếp là:

BW, = ^

n YY lonil rp

Hiệu suất sử dụng phố của OFDM gần như tăng 100% so với đơn sóng mang

Ghép kênh tần sô' thong thường I D.Vl

G hép kênh tần sổ*trực giao OFDM

Hình 2.3.1,2.1 Hiệu suất sử dụng dải thông của FDM và OFDM

Đ iều chế và giải điều chế được thực hiện số hóa hoàn toàn bằng IFFT và FFT, chúng đạt hiệu quả tốt trong tính toán Do điều chế và giải điều chế số hóa nên không cần các mạch dao động có độ ổn định tần số cao

OFDM có thể kết hợp với DS-CDM A để tạo thành hệ M C-CDM A Nó là

sự kết hợp của hai hệ trên, nên có cả các ưu điểm của từng hệ Vì dữ liệu của người dùng được điều chế trên tất cả các sóng mang con nên ta có được phân tập tần số giống như trong CDMA

2.3.2 N hư ợc điểm:

Ngoài những ưu điểm nêu trên, OFDM cũng có một số những nhược điểm Hai nhược điểm quan trọng là tỷ số công suất cực đại trên trung bình PAR cao và việc đồng bộ nhạy với di tần

2.3.2.1 Tỷ số công suất cực đại trên trung bình (PAR) cao

Do tín hiệu OFDM là tổng của nhiều thành phần nên biên độ của nó có đỉnh cao dẫn tới tỷ so PAR cao PAR lớn gây nên sự bão hòa trong bộ khuếch đại và yêu cầu D/A có dải động rộng, v ấ n đề về PA R sẽ được trình bày chi tiết trong các chương tiếp theo

Trong quá trình thu phát, qúa trình đồng bộ có thể bị lỗi do các nguyên nhân sau:

• Lôi đồng bộ ký hiệu

Lồi này xuất hiện khi xác định sai điểm biên của từng ký hiệu Neu lỗi này lớn, nghĩa là vượt qua cả giới hạn của CP thì sẽ xảy ra nhiễu xuyên ký hiệu ISI Hơn nữa, sau khi lay DFT, nhiễu xuyên kênh ICI cũng có thế xảy ra

do tính trực giao giữa các sóng mang con không còn Vì vậy, trong các hệ thống thông tin người ta phải xác định CP một cách cẩn thận sao cho trong hầu hết các trường hợp đường biên không lẩn sang ký hiệu kề bên Khi đó sẽ không có ISI và ICI, nhưng vẫn xảy ra sự xoay pha của sóng mang con trong miền tần số Sự xoay pha phải được bù bằng cách ước lượng kênh

• Tần sổ Ị ấ y mẫu không hòa hợp

Tần số lấy m ẫu không hòa họp do sự khác nhau giữa đồng bộ nơi phát và nơi thu Nó sẽ là vấn đề lớn trong hệ thông tin tốc độ cao Ánh hưởng của nó làm tăng lỗi về pha và sự suy hao biên độ dẫn tới ICI

25

• Sự di tần của sóng mang

Khi bộ dao động tại nơi phát và nơi thu có tần số khác nhau thì sự di tần sóng mang sẽ xảv ra Ngoài ra, dịch tần Doppler hoặc kênh phi tuyến cũng gây ra di tần sóng mang Khi sóng mang con bị dịch đi, biên độ tín hiệu bị giảm do điểm lấy m ẫu không còn ở đỉnh của hàm sinc nữa OFDM rất nhạy với di tần

Các lỗi đồng bộ trên có quan hệ rất mật thiết với nhau Ví dụ để giảm ICI

do di tần thì khoảng cách giữa các sóng mang con phải tăng lên bằng cách giảm số sóng đi Khi số sóng m ang giảm thì tốc độ ký hiệu phải tăng lên để

bù lại phần mất mát dung lượng do đó yêu cầu về đồng bộ trong miền thời gian lại cần tốt hơn

'r Thuật toán đồng bộ

Có rất nhiều bài báo và nghiên cứu về vấn đề đồng bộ Có rất nhiều cách tiếp cận khác nhau song tất cả các thuật toán đều dựa trên các sự sắp đặt của mẫu (pattern) thông tin Các thông số để đồng bộ có nhiều tên gọi như: tiến tố vòng (CP), ký hiệu dẫn đường (hoa tiêu), sóng mang con dẫn đường Các thông số này được ước lượng dựa trên các tiêu chuẩn gần giống nhất (ML) hoặc xác suất hậu nghiệm cực đại (MAP) Đê thực hiện các tiêu chuấn

M L/M A P, người ta dùng tự tương quan và tương quan chéo để xác định quan

hệ giữa tín hiệu thu và mẫu đã biết N eu vậy, thì cần bao nhiêu thông tin để đủ cho việc đánh giá N ói chung, nếu mẫu là ngắn thì dải đánh giá lại qúa rộng còn phần dẫn đường dài thì lại cần quá nhiều tiêu đề (overheads) Các hệ thống gần đây tiếp cận vấn đề theo hai bước: ước lượng thô và ước lượng tinh Sự điều chỉnh giữa mẫu ngắn (trường hợp thô) và mẫu dài (trường họp tinh) cần được thiết kế cẩn thận Một khó khăn cho phần lớn các giải thuật đó

là độ phức tạp tính toán Nó cũng là tiêu chí lựa chọn giải thuật phù họp

Q ua nhiều năm, có nhiều giải pháp được đề xuất để cải thiện vấn đề này Mặc dù có cùng chung cơ sở, nhưng các giải pháp này thường khác nhau đặc biệt là trong cách tiếp cận Hơn nữa, các tác giả cũng thường không đồng ý hoàn toàn về ảnh hưởng của tín hiệu đỉnh lớn lên hoạt động của hệ thống Trong chương này ta sẽ đi xem xét những tính chất của PAR cũng như các giải pháp đề ra để khắc phục nó.

3.2 C ác khái niệm:

Hình 3.2.1 biểu diễn sơ đồ khối một hệ phát đa sóng m ang OFDM

Hình 3.2.1 S ơ đồ hệ OFDM

27

D òng bit dữ liệu vào được chuyển thành N dòng song song Sau đó chúng

dược mã hóa và điều chế thành các ký hiệu O FD M Các ký hiệu X = { x n }^0'

này được điều chế trên N sóng mang Bộ IFFT sẽ chuyển N ký hiệu từ miền tần số sang miền thời gian:

M ột đại lượng cũng hay được sử dụng là thừa số m ấp mô (CF: crest factor)

là căn bậc hai của PAR:

CF = J p ÃR

Hình dưới là biên độ của một ký hiệu OFDM : xn(t)

0 5 0.4 0.3

Hĩnh 3.2.2 Biên độ một mẫu kỷ hiệu OFDM

Giá trị PA R cao không được m ong chờ, nó sẽ yêu cầu dải động của các bộ biến đối A /D và D/A lớn Việc dùng chúng là không hiệu quả vì hầu hết biên

độ của tín hiệu chỉ nằm trong một phần của dải này Và để giữ nhiễu lượng tử hóa nằm ở mức có thể chấp nhận được thì phải yêu cầu có nhiều bit

Tín hiệu số qua bộ biến đổi D/A và được lọc tạo dạng để tạo thành tín hiệu liên tục S(t) để truyền đi Tín hiệu liên tục này cũng có biên độ đỉnh lớn Tương tự như trên, ta cũng có khái niệm thừa số mấp mô thời gian liên tục CFc được định nghĩa như sau:

\S(t)\

I I m ax

° RM S

Giá trị C Fc lại làm phát sinh vấn đề khi tín hiệu liên tục S(t) đi tới các thiết

bị như bộ khuếch đại N ó làm phát sinh hiện tượng méo trong dải và phổ bị trải ra Để tránh hiện tượng này, các bộ khuếch đại phải tuyến tính cao và hoạt động với back o ff lớn Hai yêu cầu này đều đắt và không hiệu quả

29

Với những lý do trên thì cần thiết phải giải quyết vấn đề PAR.

3.3 C ác tính chất thống kê của PAR:

Ta đã biết tín hiệu OFD M là:

(3.3.1)

N ếu x k = ak + jbk thì theo (2.1.3.4) ta có:

N - ì

xn = X k C0S(2¥ntk) + anún(2ĩrfntk)} k - 0 , , N -l (3.3.2)

G iả sử dữ liệu vào an, bn là độc lập và có cùng phân bố thì N lớn, theo định

lý giới hạn trung tâ m [ll] , {xn} sẽ có phân bố xấp xỉ phân bo Gauss với trị

trung bình bàng không và phương sai: ơ \ = ơ ị (với hệ số chuẩn hóa yíY r

của IFFT) Khi các lối vào có tương quan như trường hợp COFDM thì lối ra

vẫn gần đúng là quá trình G auss phức nhưng lúc này phương sai ơ; lại phụ

thuộc vào tương quan của lối vào Lối ra của IFFT là phân bo Gauss với

phương sai ơ ] Vì vậy, biên độ un = |jc„ Ị là phân bố R ayleigh[l 1] có hàm mật

độ xác suất:

Ảnh hưởng không m ong muốn của ký hiệu OFDM nằm ở đuôi của phân

bo Rayleigh, tương ứng với phần đỉnh lớn Vì vậy ta sẽ xét phần phân bố của những đỉnh này Ta sẽ tìm xác suất khi biên độ của một mẫu trong ký hiệu OFDM vượt quá một ngưỡng x0 > 0 Xác suất này là:

Nếu các m ẫu của ký hiệu OFDM là độc lập, ta có:

Pr(max|xn| > ,ĩ0) = 1 - Pr(max|x„Ị < A '0 )

n e O , ,N -\ n e O , , , J V - lMà:

Pr(max|.v„| < *„) = r~[Prí*»l - xo )= Pr(*0 ^ *o)Pr(*i ^ xo ì Prtav ^ *o) =

n 1H Ẽ [ Ị n ! Ễ N111 ỉ; f ị H m ! I ịtì í H IhÌÌmì H ễ H1H ì:EE:E:EE:EE;E:EEE:IE:EE:EEEEE:ĩ5E>ỉịE?^;ịir?*^E::EE:

Tuy nhiên, phân bố trên lại không khớp với các kết quả mô phỏng Lý do các kết quả trên không thật chính xác vì trong cách phân tích trên ta dùng cực đại mẫu của tín hiệu OFDM Giá trị cực đại mẫu này lại không tương ứng với cực đại đỉnh của tín hiệu mặc dù nó cũng rất gần các cực đại đỉnh PAR sau khi chuyển đổi D/A lại tăng do các đỉnh tăng trở lại.

Hình 3.3.2 Đường bao biên độ tín hiệu OFDM có đỉnh vượt ngưỡng tại(o)

Van Nee và de W ild trong bài báo của mình đã đưa ra một công thức xấp

xỉ thực nghiệm[15]:

trong đó a là thông số thực nghiệm được xác định bằng mô phỏng a= 2,8 Không thỏa mãn với xấp xỉ thực nghiệm như trên, do các kết quả thu được khi mô phỏng không nhất quán, Ochiai va Imai đã xây dựng các phân bố trên một cách lý thuyết Công thức mà hai tác giả đưa ra là[9]:

Pr(PAR(x) > PARo) = 1 - (l - e-'’An“Ỵ (3.3.9)

(3.3.10)

n

N ị P A R 0 e ' r M °