Điều chế đa sóng mang và ứng dụng trong công nghệ ADSL

Đối với ADSL và VDSL, tất cả các chiều dài vòng lặp được coi là lớn tại dải tần số của chúng nhưng điều này không đúng với HDSL2, vì nó sử dụng băng tần gần như dc.. Nếu các máy phát phá

ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI

MỤC LỤC

CHƯƠNG 1: MỘT SỐ VẤN ĐỀ CƠ BẢN TRONG CÔNG

NGHỆ ĐƯỜNG DÂY THUÊ BAO SỐ

Trang

1 1.1 Đặc tính của đường dây thuê bao đồng xoắn đôi 1

1.1.4 Các tham số của đường dây đồng xoắn đôi 5

1.3 Các phương pháp truyền dẫn song công 22

1.3.4 Song công phân chia theo thời gian 25

2.1 Lịch sử phát triển của điều chế đa song mang 27

3.1.1 Định thời hệ thống 48 3.1.2 Vấn đề về nhiễu trong thiết kế và ứng dụng 49

3.2.2 Truyền dẫn tham chiếu định thời mạng (NTR) 55

3.3.1 Chấp nhận lỗi và hiệu chỉnh lỗi bằng việc phát lại 61

3.3.4 Giảm mức phạt của các ký hiệu có thẻ xảy ra cắt xén 67 3.3.5 Phát lại với đầu vào IFFT đƣợc biến đổi ngẫu nhiên 67

3.3.7 Mở rộng chùm điểm mã hóa cho các sóng mang phụ tải truyền

dữ liệu

68

Chương 1: Một số vấn đề cơ bản trong Công nghệ đường

dây thuê bao số

Chương này sẽ đề cập tới các vấn đề sau:

• Đặc tính của đường dây cáp đồng xoắn đôi

• Dung lượng kênh

• Các phương pháp truyền dẫn song công

công nghệ đường dây thuê bao số, truyền dữ liệu trên đôi dây cáp đồng xoắn đôi Để hiểu rõ được ADSL thì trước tiên phải hiểu được môi trường mà ADSL đang tồn tại,

có nghĩa là biểu diễn được các tham số tác động tới đường truyền ADSL bằng các mô hình toán học Nội dung của chương tập trung để giải quyết vấn đề này

1.1 Đặc tính của đường dây thuê bao cáp đồng xoắn đôi

1.1.1 Cấu tạo mạch vòng thuê bao

Thuật ngữ “mạch vòng” chỉ đôi dây điện thoại xoắn nối từ tổng đài trung tâm - CO (Central office) tới khách hàng Đôi dây điện thoại xoắn là đôi dây dẫn gồm hai dây riêng biệt cách điện và được xoắn với nhau Với bước xoắn vừa đủ, năng lượng điện từ trường cảm ứng trên mỗi phần nhỏ của dây bị triệt tiêu bởi năng lượng cảm ứng trên phần nhỏ dây tiếp theo

Hình 1.1 Sơ đồ mạch vòng điển hình

Sơ đồ mạch vòng điển hình được chỉ ra trong hình 1.1, bao gồm một cáp gốc nhiều đôi xuất phát từ CO, cáp này có thể chứa tới 50 nhóm, mỗi nhóm bao gồm 10,

25 hoặc 50 đôi dây Tại giao diện phân phối cáp gốc - FDI (Feeder distribution interface), cáp gốc này sẽ được nối với nhiều cáp nhánh Cáp nhánh có dung lượng

10, 20 hoặc 50 đôi dây Cuối cùng, cáp này lại được nối với các đôi dây riêng rẽ để tới nhà từng thuê bao

1.1.2 Cầu rẽ

Cầu rẽ là chiều dài của một đôi dây một đầu nối vào mạch vòng và đầu kia không có kết cuối Cầu rẽ tạo ra do rất nhiều nguyên nhân khác nhau:

ư Đường dây nhóm: Trong thời kỳ đầu của hệ thống điện thoại, đây là kiểu

thông dụng cho một số khách hàng cùng chia sẻ một đôi dây chung Sau này khi số lượng cáp được lắp đặt nhiều hơn thì việc dùng riêng đường dây lại trở nên phổ biến Các đôi dây nối rẽ vào những hộ khác được cắt đi và để lại những đôi dây không được kết cuối (gọi là các đôi dây cụt hở mạch) vẫn

được nối vào vòng lặp thuê bao của một hộ sử dụng Hình 1.2(a) mô tả một cầu rẽ đơn giản Hình 1.2(b) là trường hợp phức tạp hơn nhưng ít xảy ra hơn,

đó là là trường hợp cầu rẽ trên cầu rẽ

ư Do sửa chữa: Khi một đôi dây bị đứt ở một chỗ nào đó bên trong cáp, cách

sửa chữa đơn giản nhất là thay một đôi dây khác vào phần dây bị đứt như trong hình 1.3, điều này đã tạo ra hai cầu rẽ nối vào mạch vòng

ư Dự trữ dung lượng: Để chuẩn bị sẵn cho các thuê bao tiềm năng, người ta

thường nối trước một đôi dây trong cáp gốc với một đôi tương ứng trong các cáp nhánh Những đôi dây chưa được sử dụng này cũng hình thành nên cầu

rẽ

ư Nhiều máy nối song song trong nhà thuê bao Phần lớn cấu hình đi dây điện

thoại trong nhà có dạng cây, xuất phát từ đầu vào của nhà cung cấp dịch vụ toả đi các tầng, các phòng Không phải đầu nối nào cũng có các thiết bị đầu

cuối, điều này tạo nên các cầu rẽ ngắn Tuy nhiên với tần số của ADSL thì có thể bỏ qua ảnh hưởng của các cầu rẽ này

Hình 1.2 Cầu rẽ: (a) dạng đơn giản, (b) dạng cầu rẽ

Hình 1.3 Hai cầu rẽ sinh ra do sửa chữa

Một cầu rẽ sẽ gây ra phản xạ sóng điện từ ở mạch hở (phía đầu không có kết cuối) và ảnh hưởng tới hàm truyền của mạch vòng mà cầu rẽ nối vào Hệ số truyền

và trở kháng đặc tính của cầu rẽ có thể có hoặc có thể không giống như của mạch vòng và mạch vòng tự nó có thể có trở kháng đặc tính khác nhau ở mỗi phía của cầu

rẽ Hình 1.4 mô tả hiện tượng sóng phản xạ gây ra bởi cầu rẽ

1.1.3 Cỡ dây và việc thay đổi cỡ dây

Tham số cơ bản quyết định khả năng của thiết bị CO để thực hiện việc báo hiệu và chuẩn đoán bảo trì là trở kháng một chiều của vòng lặp thuê bao được đo

giữa hai dây tại CO khi ngắn mạch hai đầu dây tại phía khách hàng ở Mỹ, theo quy

định thiết kế trở kháng sửa đổi RRD (Revised Resistance Design), trở kháng của vòng lặp thuê bao được giới hạn ở 1500Ω Do đó, sự bố trí lý tưởng ở đây là điều chỉnh cỡ dây tuỳ theo chiều dài của vòng lặp: chiều dài vòng lặp càng lớn, cỡ dây càng to

Tuy nhiên đây là một sự lý tưởng không áp dụng được trên thực tế Bởi vì, như thể hiện trên hình 1.1, trong trường hợp tất cả các đôi đều có cùng cỡ thì mỗi

đôi dây khác nhau trong một cáp gốc nối từ CO tới nhà khách hàng lại có những khoảng cách thay đổi khác nhau Do vậy, trong thực tế, người ta thường dẫn nhiều sợi cáp gốc cùng cỡ từ CO và tăng cỡ dây tại một FDI khi khoảng cách từ CO tới khách hàng tăng lên Ta thấy rằng tối thiểu cần có một lần thay đổi cỡ dây tại cáp gốc hoặc cáp nhánh, và vấn đề này cần phải xem xét dựa trên các phân tích toán học (sẽ được trình bày ở phần sau)

Hình 1.4 Sóng phản xạ gây ra bởi cầu rẽ

1.1.4 Các tham số của đường dây đồng xoắn đôi

1.1.4.1 Tham số bậc 1

Một đôi dây đồng xoắn không bọc kim - UTP (unshieldes twisted pair) bao gồm

điện cảm L và điện trở R mắc nối tiếp nhau, điện dung C và điện dẫn cách điện G mắc song song nhau Tất cả bốn tham số cơ bản này được quy ước trên mỗi đơn vị chiều dài (kft ở Mỹ và km ở những nước khác) Hình 1.5 biểu diễn mô hình phân bố tham số trên một đơn vị chiều dài và mặt cắt ngang của một đôi dây đồng xoắn đôi

Hình 1.5 Mô hình phân bố tham số trên một đơn vị chiều dài và mặt cắt ngang của

một UTP

Điện dung trên mỗi chiều dài đơn vị được xác định bởi công thức:

)/()

/arccos(

d D

k

C per = π ε

(1.1)

Trong đó, k là hằng số điện môi của vật liệu cách điện và ε0 là hằng số điện

sợi dây đồng như được chỉ ra trong hình 1.5 Công thức này quy ước rằng môi trường cách điện là đồng nhất nhưng trên thực tế thì không như vậy Ta có thể thấy

có hai lớp vỏ bọc cách điện trên mỗi dây, ngoài ra còn có không khí và phần cách

điện không rõ của các đôi dây khác trong cáp Hằng số điện môi của polyethylene = 2,26, nhưng giá trị k thông thường biến thiên chút ít theo tính chất cáp và xấp xỉ bằng 2,05

Điện cảm trên mỗi chiều dài đơn vị tại các tần số cao – khi dòng điện phân

bố phần lớn trên bề mặt của dây dẫn - được xác định bởi công thức:

)/(1

ln)

/arccos(

2 0

d

D d

D d

=

=

π

àπ

à

)()

/arccos(

0

0

πε

k C

L Z

per per

Đối với cáp sử dụng chất cách điện là polyethylene (ở Bắc Mỹ) các công thức trên được tính theo đơn vị riêng, theo đơn vị chiều dài kft Như vậy:

)/()

/arccos(

6,17

kft nF d

D

C perkft =

)/()

/arccos(

122,

0 D d mH kft

L perkft =

đối với cáp 26 AWG, D/d ≈ 1,7

Có hai công thức khác để tính Cper và Lper đã được sử dụng trong lý thuyết, trong đó arccos được thay thế bằng

ln(2D/d-1) hoặc

ln(2D/d) Hai giá trị này sẽ xấp xỉ nhau khi D/d >>1, nhưng điều này không đúng với UTP Dạng thức này chỉ chính xác khi dòng điện được phân bố đồng nhất: hoặc là trong toàn bộ dây dẫn tại tần số thấp hoặc là trên bề dây dẫn tại tần số cao Trong

(1.2)

(1.3)

(1.4)(1.5)

(1.6)

(1.7)

thực tế, do ảnh hưởng của trường điện từ sinh ra trên một dây dẫn, cảm ứng dòng

điện trên dây dẫn còn lại mà giá trị của điện dung và điện cảm theo công thức (1.1)

và (1.2) sẽ cao hơn giá trị được tính theo công thức (1.6) khoảng 20% Dạng (1.7)

được sử dụng chủ yếu do tính đơn giản của nó cũng như kết quả thu được của nó cao hơn giá trị chính xác khoảng 7%

Điện cảm một chiều Giá trị Lper được tính theo công thức (1.2) thường

được gọi là điện cảm ngoài vì nó liên quan đến thông lượng mặt ngoài của dây Tại

tần số thấp, khi dòng điện phân bố trên toàn bộ tiết diện ngang của dây dẫn, sẽ xuất

hiện một điện cảm trong được tính bằng:

π

à

= 4

int

và giá trị Lper sẽ là tổng của điện cảm trong và điện cảm ngoài

1.1.4.2 Tham số bậc 2

Mỗi thành phần đồng nhất của UTP cũng được đặc trưng bởi các tham số bậc

2 của đôi dây: Z0 - trở kháng đặc trưng, và γ - hệ số truyền dẫn Z0 và γ thường được

sử dụng như các tham số trung gian dùng để định nghĩa một bộ tham số thứ 3, chẳng hạn như các thành phần ma trận chuỗi của các phần tử cho trên hình 1.5

Hệ số truyền dẫn γ: γ đặc trưng cho sự biến đổi tín hiệu theo biên độ và pha khi tín

hiệu truyền trên cáp

) )(

(R jwL G jwC

+

=α βγ

Hệ số truyền dẫn có phần thực gọi là hệ số suy hao α, chỉ sự suy giảm cường

độ năng lượng điện từ của tín hiệu trên một đơn vị chiều dài cáp và phần ảo gọi là hệ

số dịch pha β, chỉ sự dịch pha của dòng điện và điện áp trên một đơn vị chiều dài Khi hệ số suy hao bằng 0, tín hiệu không bị suy hao ở tần số trên 300kHz sự suy giảm trên mỗi đơn vị chiều dài có thể tính xấp xỉ bằng 8.686α Hệ số dịch pha β là một hàm theo tần số Trễ đường truyền trên một đơn vị chiều dài tại một tần số xác

định được tính theo công thức:

(1.8)

(1.9)

dβ

Hình 1.6 Trễ truyền dẫn trên chiều dài 1ft của cáp UTP 22, 24, 26 AWG

được thể hiện trên hình 1.6 Đồ thị cho ta thấy rằng độ trễ trung bình vào khoảng 1,5 às/kft, tức là tốc độ truyền dẫn tín hiệu trong UTP bằng khoảng 65% tốc độ truyền dẫn trong không gian tự do Những giá trị độ trễ này có thể lấy tổng để đưa ra giá trị

độ trễ truyền dẫn trên toàn bộ vòng lặp

1.1.5 Xuyên âm

Xuyên âm là hiện tượng cảm ứng điện từ xảy ra giữa các đôi dây truyền tín hiệu điện khi chúng được đặt gần nhau Dòng điện cảm ứng có thể cùng chiều hoặc ngược chiều với dòng điện sinh ra nó Nếu một đôi dây được xét như một nguồn nhiễu thì điện thế và dòng điện cảm ứng lên những đôi dây khác trong bó cáp sẽ truyền theo cả hai hướng; thành phần nhiễu có cùng hướng với tín hiệu sẽ tạo nên

(1.10)

xuyên âm đầu xa (FEXT - far-end crosstalk); thành phần quay trở lại nguồn phát tạo nên xuyên âm đầu gần (NEXT - near-end crosstalk) Nguyên lý này được thể hiện trên hình 1.6, trong đó độ dày của các đường mũi tên thể hiện mức độ ảnh hưởng của nhiễu lên tín hiệu xét Nếu cả NEXT và FEXT cùng xảy ra trong một hệ thống DSL thì NEXT sẽ gây ảnh hưởng nghiêm trọng hơn nhiều NEXT tăng lên theo tần

số và tại các tần số VDSL (đạt tới 15 MHz) thì nó sẽ trở nên không chấp nhận được; vì vậy mà các hệ thống VDSL được thiết kế sao cho tránh được NEXT và FEXT xảy

ra đồng thời Các ví dụ được thảo luận ở phần sau bàn về vấn đề NEXT tại các tần số ADSL (đạt tới 1,1 MHz) và FEXT tại các tần số VDSL (đạt tới 15 MHz)

Tín hiệu nhiễu do NEXT luôn luôn phải đi qua chiều dài nhỏ nhất của dây trước khi vào bộ thu của dây bị nhiễu Với lý do này, NEXT từ bộ gây nhiễu riêng biệt là luôn luôn lớn hơn FEXT Chú ý rằng hoặc NEXT hoặc FEXT hoặc cả hai có thể cùng tồn tại trên đôi dây bị nhiễu, và có thể có nhiều hơn một NEXT hoặc FEXT cùng tồn tại trên đường dây

Hình 1.6 ảnh hưởng của NEXT và FEXT trên các đôi dây Cho tới nay việc phân tích theo giá trị xấu nhất của các hàm truyền đạt xuyên

âm xếp chồng (multiple pair to pair crosstalk) chủ yếu vẫn được ưa dùng; chúng

được sử dụng bởi những người thiết kế modem DSL và các nhà cung cấp dịch vụ để

dự đoán (từ đó có thể bảo đảm) tốc độ số liệu và dựa vào các cơ sở chuẩn để đưa ra các định nghĩa về tiêu chuẩn đo kiểm modem DSL Ngày nay, với việc tăng khả năng của các giao thức truyền dẫn để sử dụng với bất cứ tốc độ số liệu nào, các giá trị thống kê trung bình cũng đang được quan tâm Các mô hình thống kê ở cả hai trường hợp: đánh giá các giá trị 1% xấu nhất (1% worst-case) và các giá trị trung bình sẽ được đưa ra trong phần sau Các mô hình đánh giá giá trị trung bình chỉ là tạm thời nhưng chúng cũng đủ độ chính xác để thiết kế hệ thống

1.1.5.1 NEXT

Đặc trưng của NEXT là nguồn phát tín hiệu của đôi cáp gây xuyên âm tác

động sang bộ thu (cùng vị trí với nguồn phát) của đôi cáp bị xuyên âm Trong trường hợp này, khi tín hiệu gây xuyên âm bắt đầu đi vào đôi dây gây xuyên âm, cặp vào đôi bị xuyên âm, thì truyền ngược trở lại vào bộ thu của đôi dây bị xuyên âm

Trong hình 1.6 NEXT từ đôi dây 12 sang đôi 34 được xác định theo công thức

λλλ

H f

l

l f NEXT( , ) ( , ) ( , ) 34( , )

0 12

∫

cách λ sang đôi 34, và Hb34(λ,f) là hàm truyền đạt hồi tiếp của đôi 34

Trong trường hợp đôi dây 12 và 34 không có cầu rẽ, đặc tính truyền dẫn của hai đôi dây 12 và 34 sẽ tương tự nhau, và

γλ

λλ

Như vậy biểu thức (1.7) sẽ đơn giản đi như sau:

λλ

H f

l

l NEXT( , ) ( 2 , ) ( , )

0

∫

Ta có thể nhận thấy rằng vì H có dịch pha phụ thuộc tần số nên ảnh hưởng tích luỹ của nó tới HNEXT tại một tần số nào đó có thể làm tăng hoặc giảm giá trị này

vùng lõm trên đặc tuyến HNEXT

Tuy nhiên, nếu chỉ xét trường hợp các ảnh hưởng tích luỹ làm tăng giá trị

cảm xuyên nhiễu và một giá trở kháng tải nào đó chưa xác định thì hàm truyền đạt năng lượng xuyên âm được tính bằng:

2

) ( ) , 2 ( )

, 1

2 4

2 2 2

) 1

( 4

) 2 ( )

2 ( )

,

α

π π

(1.11) Giới hạn của đại lượng 1-eư4α fl tiến tới 1 đối với các “giá trị lớn” của l; do

đó | HNEXT(f,l) |2 sẽ tiến tới một giá trị tiệm cận và trở thành độc lập theo chiều dài vòng lặp, và giá trị công suất NEXT “trung bình” tới hạn sẽ tỉ lệ với f1,5

“Giá trị lớn “ của l có nghĩa là chiều dài vòng lặp mà trên đó suy hao tại tần

số xét lớn hơn 20 dB; điều cũng đó có nghĩa là tín hiệu phát đi xuyên nhiễu và quay trở lại chỉ có thể thêm 1% vào NEXT Đối với ADSL và VDSL, tất cả các chiều dài vòng lặp được coi là lớn tại dải tần số của chúng nhưng điều này không đúng với HDSL2, vì nó sử dụng băng tần gần như dc

Khuếch đại hoặc suy hao NEXT (ANEXT) Tại CO các thiết bị thường được đặt ở

cùng một chỗ, nhưng tại đầu xa chúng có thể được cách ly đáng kể, như thể hiện

trên hình 1.7 Ta có thể thấy rằng nếu vòng lặp gây xuyên nhiễu dài hơn hoặc ngắn hơn vòng lặp bị xuyên nhiễu thì NEXT sẽ bị suy hao trên đoạn chiều dài chênh lệch

Đối với phần lớn các cấu trúc vòng lặp, sự chênh lệch chiều dài giữa các vòng lặp trong một bó cáp là tương đối nhỏ (<20% tổng chiều dài vòng lặp), do đó suy hao NEXT là không đáng kể; giá trị NEXT trung bình chỉ thấp hơn 1dB so với giá trị này trong trường hợp xấu nhất

Hình 1.7: NEXT suy giảm từ máy phát đầu xa 1 can nhiễu vào máy thu đầu xa 2

Hình 1.8: NEXT và FEXT từ bộ lặp T1

Tuy nhiên, NEXT lại có thể được tăng cuờng nếu đôi dây xuyên nhiễu ở cấp T1, tức là có mỗi chiều dài khoảng lặp xấp xỉ 1 km, như thể hiện trên hình 1.8 Về cơ bản vấn đề này có thể xảy ra với bất kỳ chiều dài khoảng lặp nào nhưng T1 có

ảnh hưởng xấu nhất Khi đó NEXT phụ thuộc rất nhiều vào vị trí của đơn vị đầu xa (xTU-R) tương quan với vị trí các bộ lặp Hệ số xuyên nhiễu NEXT trung bình được

định nghĩa trong T1.413 là thấp hơn 5.5 dB so với các giá trị trường hợp xấu nhất (worst-case) trong Bảng 1.2 Tính toán này (thường được áp dụng rộng rãi bởi T1E1.4) dựa trên việc thừa nhận rằng có các bộ lặp ở cả phía trước (hướng lên) và

nhiên một số LEC lại không có các bộ lặp ở cáp phân phối; trong trường hợp này T1 NEXT sẽ được giảm đi đáng kể

Bảng 1.2: Suy giảm năng lượng tín hiệu do NEXT tại tần số 0,772 MHz

Suy giảm do xuyên nhiễu từ 1 đôi sang 1

Sác xuất 1% xấu nhất

Đặc trưng của FEXT là nguồn phát tín hiệu của đôi dây gây ra xuyên âm tác

động vào bộ thu của đôi dây bị xuyên âm ở đầu xa (Cùng vị trí với bộ thu của đôi dây gây xuyên âm) Trong trường hợp này, khi tín hiệu gây xuyên âm truyền vào đôi dây gây xuyên âm, đi vào đôi dây bị xuyên âm, và tiếp tục truyền trên nó và cuối cùng đi vào bộ thu của nó

Dạng đơn giản nhất của FEXT, thường gọi là FEXT cân bằng EL-FEXT

nhận thấy rằng tất cả các thành phần xuyên nhiễu đóng góp vào FEXT thu được ở

là đi qua một chiều dài nào đó của đôi 12 và sau đó đi nốt chiều dài còn lại của đôi

,

tích phân chỉ cộng thêm vào công suất cơ bản Do đó, hàm truyền đạt công suất có thể đ−ợc viết là:

(1.13)

(1.14)

2 2

2

),()

,(l f H l f k lf

H FEXT = FEXT

dây khác nhau

EL-FEXT Nếu các máy phát phát cùng một mức công suất thì tỉ số tín hiệu/

FEXT (SFR), thông thường vẫn được gọi là suy hao EL FEXT (EL FEXT loss) đối với mỗi đôi dây sẽ là:

2

1)

,(

lf k f l SFR

FEXT

=

Sự bố trí trên hình 1.9 (a) là đối xứng tức là các máy phát có thể được thay thế bởi máy thu và ngược lại, kết quả là dù trong trường hợp nào thì FEXT vẫn như nhau Tất cả các vòng lặp đo kiểm đã định nghĩa trong T1.413 [ANSI, 1995] đều

được thừa nhận lấy theo cấu trúc này Khi đó việc thực hiện đo đạc sẽ trở nên đơn giản nhưng đây là một sự thừa nhận hơi bất hợp lý vì 3 lý do sau đây:

1 Ta không chắc rằng vòng lặp được đo kiểm và vòng lặp xuyên nhiễu có cùng một sự bố trí các cầu rẽ hay không Một cầu rẽ chỉ nằm ở trên vòng lặp đo kiểm sẽ làm giảm SFR so với giá trị tính bởi (1.16) còn một cầu rẽ chỉ nằm trên vòng lặp xuyên nhiễu sẽ làm tăng SFR Khi phần lớn cầu rẽ nằm ở gần nhà khách hàng hơn so với CO (tức là nằm trên cáp phân phối nhiều hơn cáp dẫn chính) thì ảnh hưởng đối với hướng lên sẽ nhiều hơn

2 Tất cả các hộ khách hàng không cách đều CO/ONU Nếu máy phát hướng

đến Rec34 sẽ rất nghiêm trọng

3 Nếu các tín hiệu ADSL từ một CO dùng chung một cáp phân phối với các tín hiệu VDSL từ một ONU, như thể hiện trên hình 1.9(c) thì FEXT từ một máy

(1.15)

(1.16)

phát VDSL hướng xuống Xmit12 ảnh hưởng đến một máy thu ADSL Rec34 có thể cũng rất lớn

FEXT không cân bằng ULFEXT (Unequal-Level FEXT) Dạng tổng quát hoá

công thức (1.16) dùng để tính toán cho các vòng lặp có chiều khác nhau là:

2 min

2 2

2

),(

f l k H

H f

l SFR

FEXT

ì

=

ở đây H1 và H2 là các hàm truyền đạt tương ứng của tín hiệu đi trong đôi 12

và của FEXT đi trong đôi 34, lmin là giá trị nhỏ hơn trong hai giá trị l1 và l2

FEXT tăng cường Một kiểu khác của ULFEXT gây bởi T1, được thể hiện trên

hình 1.8 Tín hiệu đầu ra từ mỗi bộ khuếch đại (của các bộ lặp) phải được xem như các tín hiệu can nhiễu độc lập và chỉ tác động trên mỗi đơn vị của vòng lặp (1 km hoặc ngắn hơn), và bị suy hao chỉ trên một phần vòng lặp đầy đủ Trong trường hợp này FEXT vẫn nhỏ hơn NEXT nhưng chỉ nhỏ hơn vài dB; do đó không thể bỏ qua

nó được

1.1.6 Can nhiễu tần số vô tuyến

Có hai kiểu can nhiễu tần số vô tuyến (RFI) mà một người thiết kế hệ thống DSL phải xem xét là:

1 Can nhiễu từ các nguồn vô tuyến (RF) bên ngoài vào một máy thu DSL Nó

được gọi là can nhiễu đi vào (ingress)

2 Can nhiễu từ một hệ thống DSL vào một máy thu vô tuyến Nó gây bởi sự bức xạ (radiation) từ các vòng lặp và được gọi là can nhiễu đi ra (egress)

(1.17)

Cả hai trường hợp can nhiễu trên đều là kết quả của sự không cân bằng trong

đôi dây DSL Can nhiễu đi vào xảy ra do một nguồn RF độc lập tác động không

đồng đều lên hai sợi dây còn can nhiễu đi ra xảy ra (thậm chí từ một đôi dây không

có dòng điện common mode) do hai sợi dây của một đôi dây bức xạ không đồng đều vào một antenna thu

ảnh hưởng xấu nhất của can nhiễu ingress xảy ra khi tín hiệu RF can nhiễu vào một dây kết cuối có độ cân bằng thấp và xuất hiện ngay trước đầu vào của máy thu đầu xa Đây là tình huống được chú ý nhất Ngoài ra can nhiễu vi sai (different mode) được cộng thêm vào tín hiệu đường dây và sẽ truyền theo cả hai hướng

Có ba nguồn RFI có thể gây ảnh huởng quan trọng tới dịch vụ xDSL Hai nguồn có thể xác định dễ dàng là radio nghiệp dư (amateur/ ham radio) và radio

điều biên (AM radio); nguồn thứ 3 là từ “tất cả các nguồn radio khác” nói chung

Nguồn radio nghiệp dư Tại Mỹ, các nguồn radio nghiệp dư hoạt động trong 9

băng tần cho trong Bảng 1.3 Các máy phát nghiệp dư là các máy băng tần đơn với

độ rộng 4,0 kHz (thông thường vào khoảng 2,5 kHz) Trong một phiên truyền, chúng có thể thay đổi tần số sóng mang nhưng thường vẫn nằm trong một dải tần nào đó Các đặc tính của radio nghiệp dư liên quan đến hệ thống VDSL được phân tích rất tốt trong [Hare and Gruber, 1996] Uỷ ban ANSI T1E1.4 và uỷ ban ETSI TM6 đã xem xét nhiều đóng góp về vấn đề mức độ của can nhiễu đầu vào gây bởi một máy phát nghiệp dư trong trường hợp xấu nhất (máy phát ở gần nhất và có công suất phát cao nhất) (xem [Bingham et al., 1996a]) Kết luận của họ có tính đến độ cân bằng dự đoán của các dây kết cuối và tuân theo các yêu cầu của hệ thống VDSL

được đưa ra trong [Cioffi, 1998] là:

• Trường hợp xấu nhất ở chế độ thường (common mode): +30dBm

• Trường hợp xấu nhất ở chế độ vi sai (different mode): 0dBm

Chú ý: Bốn băng tần cuối nằm ngoài dải sử dụng của xDSL,

nhưng nó rất quan trọng cho việc thiết kế các bộ lọc analog

front-end

Nguồn Radio điều biên (AM Radio) Băng tần AM radio kéo dài từ 0,55 tới 1,6

MHz, với những dải tần chồng chéo của cả ADSL và VDSL Tín hiệu AM can nhiễu

được điều chế bởi một nguồn tạp âm trắng có giới hạn dải tới 5 kHz Các tài liệu

định nghĩa nhiều tình huống can nhiễu khác nhau; trong đó hai trường hợp xấu nhất

độ vi sai, có giá trị +30 và -30 dBm

AM radio và ADSL Chuẩn ANSI T1.413 không xác định bất cứ sự can nhiễu AM

radio nào trong phần trình bày chính của nó (phần liên quan đến các tiêu chuẩn hoạt

động ở Bắc Mỹ) Những vấn đề xem xét có lẽ là:

• Trường hợp hệ thống ADSL ở gần sát với một máy phát AM là không xảy ra

• Độ cân bằng của một dây kết cuối sẽ tốt hơn (đạt 40 đến 60dB) tại các tần số thấp của AM radio

• Trái ngược với truyền dẫn nghiệp dư theo kiểu gián đoạn (bursty), truyền dẫn

AM là liên tục, vì vậy can nhiễu ingress có thể được cho phép trong quá trình khởi tạo

Tuy nhiên Phụ chương H của T1.413 có định nghĩa một mô hình tạp âm A

được sử dụng ở châu Âu, với 10 tín hiệu can nhiễu đơn tần , công suất mỗi tín hiệu

là -70 dBm ITU SG 15 WP1 cũng xem AM Radio như một ảnh hưởng có thể định nghĩa và được mô tả trong phần đo kiểm (test suit) của G.996 (xem phụ lục B)

Tất cả các nguồn can nhiễu radio khác Hiển nhiên là trên thực tế còn tồn tại

nhiều nguồn can nhiễu RFI tiềm tàng khác, những nguồn can nhiễu này thường xuất hiện tạm thời và hoạt động gián đoạn Tuy vậy, không có một uỷ ban viễn thông nào thành công trong việc đặc tính hoá những nguồn can nhiễu đó và chúng được gộp chung lại với nhau dưới tiêu đề không rõ ràng là “tạp âm xung”

1.2 Dung lượng kênh

Dung lượng kênh là một khái niệm đo chỉ tốc độ dữ liệu truyền được trên một kênh, dung lượng kênh ở đây không phải là dung lượng giới hạn trong lý thuyết của Shannon mà tốc độ dữ liệu thực tế, không chỉ phụ thuộc vào tỷ số tín hiệu/nhiễu mà còn phụ thuộc vào phương pháp điều chế, giải điều chế, mã hoá, độ dự trữ cũng như tốc độ lỗi lớn nhất cho phép

1.2.1 Điều chế và giải điều chế

Tất cả các kênh truền dẫn cơ bản đều là analog, và vì vậy có thể đưa ra các

ảnh hưởng truyền dẫn khác nhau Đặc biệt, các đường dây điện thoại là analog, và

do vậy DSL sử dụng một vài dạng điều chế Mục tiêu cơ bản của điều chế là biến

đổi luồng bit vào DSL thành các tín hiệu analog tương đương phù hợp với đường truyền dẫn

Đối với một kênh bất kỳ, đặc biệt là kênh có đáp ứng xung (kênh IR) trong các hệ thống điều chế đơn sóng mang, có ba loại giới hạn khác nhau:

1 Giới hạn lọc phù hợp: Giới hạn này chỉ sử dụng khi một ký hiệu thu được

hoàn toàn độc lập, không bị ảnh hưởng bởi các ký hiệu trước đó

2 Giới hạn với khả năng phát hiện chính xác lớn nhất: Giới hạn này này được

dùng trong trường hợp thiết bị thu sử dụng một trong các kiểu bộ phát hiện chuỗi chính xác lớn nhất (MLSD), thường là một bộ phát hiện ký hiệu Viterbi với việc lợi dụng nhiễu từ các các ký hiệu trước và ký hiệu kế tiếp sau Nếu kênh không bị méo quá và đáp ứng xung không bị phân tán qua thì bộ phát hiện ký hiệu Viterbi có thể sử dụng toàn bộ năng lượng của một đáp ứng xung cho việc phát hiện ký hiệu và như vậy giới hạn với khả năng phát hiện chính xác nhất có thể tương đương với giới hạn lọc phù hợp

3 Giới hạn cân bằng phản hồi phán quyết (giới hạn DFÊ): Giới hạn này được

thực hiện khi thiết bị thu, sau khi lọc trước giá trị trung bình bình phương sai

số tối giản (MMSE), loại bỏ các ảnh hưởng của phán quyết trước đó và chỉ dựa trên phán quyết mẫu chính của đáp ứng xung của nó (xác định như ho) Trong ba loại giới hạn trên, chỉ có giới hạn DFE có ảnh hưởng trực tiếp đến

hệ thống đa sóng mang, do vậy phần tiếp sau của luận văn chỉ tập trung vào loại giới hạn này

1.2.2 Mã hoá

Có hai phương pháp mã hoá chính được sử dụng trong hệ thống DSL: Phương pháp sửa lỗi trước Reed-Solomon (R-S FEC) và điều chế mã hoá lưới (TCM) Chương sau của luận văn sẽ trình bầy chi tiết về hai phương pháp này nhưng phân tích sự kết hợp của cả hai phương pháp vô cùng phức tạp Hiện nay chúng ta dùng các ước lượng đơn giản để xác định độ lợi mã hoá của các phương pháp này theo T1.413: 2dB (độ lợi mã hoá =1.58) đối với hệ thống chỉ sử dụng FEC và 4dB (độ lợi mã hoá =2.51) đối với hệ thống kết hợp cả FEC và TCM

1.2.4 Tốc độ lỗi

nghệ ATM Trong giới hạn của đồ án này, sử dụng giá trị BER theo tiêu chuẩn T1.413 là 10-7

3 4

2 0

b e

h kQ

2

1

b là số bit cho mỗi ký hiệu (nh− 2b là số diểm trong chòm sao mã hoá), k là hệ số bù

chính) của đáp ứng xung, à2 là biến số nhiễu tại bộ phát hiện ký hiệu

Đối với trường hợp b lẻ, hàm (1.1) chỉ gần đúng, nhưng sự gần đúng này có thể chấp nhận được với b ≥ 5 và tính toán cho toàn bộ dung lượng kênh Trong trường hợp này k = 1 cũng là một gần đúng chấp nhận được Để tính toán trọng tải bit (trong chương sau), trường hợp b=1 và b=3 phải được xem xét rieng rẽ Như vậy

từ dạng đơn giản hoá của (1.1) có thể xác định được b như sau:

h b

=

0 2

) 4 / (

/ 3 1

(1.20)

đến f2 với độ dự trữ mar và độ lợi mã hoá cg sẽ là:

2

)4/()/(

)(31

log

f

df P

Q cg mar

f SNR

với các giới hạn của băng tần là SNR(f) ≥ 1 và f1<f<f2 Công thức này sẽ được áp dụng để tính toán trong chương sau, với sự thay đổi nhỏ, để xác định dung lượng kênh cho trường hợp đa sóng mang

1.3.Các phương pháp truyền dẫn song công

Hiệu suất của một sơ đồ song công được định nghĩa là:

ε = Tốc độ tổng công của luồng lên + xuống (1.22)

dung lượng kênh Dưới đây sẽ trình bầy ba phương pháp song công và hiệu suất mà chúng đạt

được

1.3.1.Triệt tiếng vọng (EC)

Dường như cách hiệu quả nhất trong môi trường truyền dẫn song hướng là sử dụng phương pháp song công triệt tiếng vọng Tín hiệu được truyền đồng thời đi theo hai hướng “Tiếng vọng” là sự phản xạ tín hiệu phát vào bộ thu đầu gần Tiếng

vọng đáng ngại là vì các tín hiệu đi theo cả hai hướng của truyền dẫn số và cùng tồn tại đồng thời trên các đường truyền dẫn đôi dây xoắn, do vậy tiếng vọng là tạp âm không mong muốn Tiếng vọng là một phiên bản bị lọt ra của tín hiệu phát Bộ triệt tiếng vọng tạo ra một bản sao của tín hiệu phát bị lọt ra và loại bỏ nó ra khỏi tín hiệu nhận

Truyền dẫn đồng thời trên hai hướng sẽ tận dụng được toàn bộ băng thông và hiệu suất có thể đạt được 100% Tuy nhiên truyền dẫn đồng thời trên cả hai hướng

đối với DSL còn chịu một loại nhiễu tương tự như vậy nữa Đó là NEXT Hình 1.x

đã chỉ ra mức tín hiệu và NEXT đối với khoảng cách vòng lặp 12 kft (3.6 km) của cáp 24 AWG 25 đôi (24 đôi khác đều có trọng tải ADSL) Và hình 1.x ứng với trường hợp vòng lặp VDSL 3 kft (0.9 km) Có thể thấy rõ tỉ lệ tín hiệu so với NEXT

là 10dB cho cả hai vòng lặp năm ở dải tần xấp xỉ từ 0.32 đến 1.8MHz SNR cần để cho truyền dẫn phụ thuộc vào phương pháp điều chế, độ dự trữ, độ lợi mã hoá mà giá trị 10dB tại lề dải thông là có thể chấp nhận được Như vậy, truyền dẫn song công đồng thời vượt quá khoảng giá trị này là không thể chấp nhận được Tuy nhiên

đối với các tần số nằm dưới khoảng này thì vẫn có thể được xem xét

1.3.2.Song công phân chia theo tần số (FDD)

Song công phân chia theo tần số lần lượt truyền theo các hướng khác nhau trong các dải tần không trùng nhau Hiệu suất sử dụng băng tần FDD là:

2 x tổng độ rộng băng tần của kênh giá trị này với các bộ lọc thực tế, thường khoảng 40% Tuy nhiên hiệu suất theo công thức (1.22) có thể lớn hơn hoặc nhỏ hơn một chút so với giá trị này vì còn phụ thuộc vào sự thay đổi của SNR dọc theo dải tần

1.3.3.EC/FDD

Hình 1.10 thể hiện tốc độ số liệu tổng (hướng lên + hướng xuống) mà hệ thống này

có thể đạt được biến thiến như là một hàm của tần số trên một cáp 24 AWG dài 12

kft (3.6 km) trong hai trường hợp xuyên âm/ tạp âm 1% xấu nhất sau đây (giả sử rằng EC và việc chia tách băng tần là hoàn hảo):

1 Xuyên âm gây bởi 20 hệ thống ADSL

2 Xuyên âm gây bởi 10 hệ thống ADSL và 20 hệ thống HDSL

Hình 1.10: Tốc độ luồng tổng trên cáp 26 AWG chiều dài 12 kft (3.6 km)

Ta có thể thấy rằng nếu có sự tồn tại đồng thời của ADSL và HDSL trong một bó cáp thì băng tần tới khoảng 200 kHz đã bắt đầu bị suy giảm bởi HDSL song công hoàn toàn (full-duplexing), vì vậy ADSL cũng sẽ chỉ sử dụng EC tới khoảng gần 200 kHz, dải tần còn lại sẽ dùng FDD hoặc TDD Phân bổ này đã được chấp nhận sử dụng cho ADSL trong T1.413: EC tới tần số danh định 134 kHz, và từ 134 kHz trở lên dùng để truyền số liệu hướng xuống Mặt khác, nếu chỉ có các hệ thống xuyên âm cùng loại trong cáp thì tổng dung lượng sẽ đạt cực đại khi sử dụng các bộ triệt tiếng vọng ở dải tần chỉ tới 60 kHz (xem Hình 1.10) Trên thực tế thì giá trị

dung lượng cực đại này không giảm đi nhiều khi không có EC, vì vậy mà lợi ích của chúng trong hệ thống nói chung là rất nhỏ Đây là một điểm rất quan trọng vì nếu các hệ thống ADSL được triển khai hàng loạt thì chúng sẽ sớm phổ biến hơn các hệ thống cũ và EC sẽ hầu như không cần dùng đến nữa

1.3.4.Song công phân chia theo thời gian

Song công phân chia theo thời gian TDD (đôi khi còn được gọi là ghép kênh nén thời gian) nói một cách ít chính xác là sự nhân đôi FDD nhưng chúng đơn giản hơn vì thiết kế hệ thống không phải phụ thuộc vào việc tính toán những bộ lọc phức tạp Một siêu khung TDD được định nghĩa bao gồm những phần theo thứ tự : truyền dẫn hướng xuống, khoảng lặng (hay khoảng bảo vệ), truyền dẫn hướng lên, khoảng lặng thứ hai - d/q/u/q ở đây hiệu suất tốc độ số liệu sẽ bằng với hiệu suất phân chia thời gian (time-domain efficiency):

) 2 (

2 down up guard

up down td

t t

t

t t

+ +

ì

+

=

= ε ε

Một điều bắt buộc đối với hệ thống là khoảng lặng phải lớn hơn độ trễ truyền

cách tạo ra những siêu khung (tdown+ tup+ 2tguard) rất dài Tuy nhiên do độ dài siêu khung phải nhỏ hơn độ trễ xử lý cực đại của hệ thống tlat nên hiệu suất cực đại sẽ là:

lat

prop lat

Với cả hai hệ thốngADSL và VDSL, các chỉ tiêu của tprop và tlat cho phép thực hiện TDD đạt hiệu suất khoảng 45%, tuy nhiên với ADSL, người ta chọn giải pháp EC/FDD

(1.24)

(1.25)

ứng dụng TDD TDD đã được lựa chọn làm kỹ thuật ghép kênh cho BRI ở Nhật

Bản và cũng đã được xem xét để sử dụng ở Châu âu (Xem phụ chương III của G.961)

ITU-TDD đồng bộ Vì ITU-TDD sử dụng toàn bộ dải tần cho việc truyền dẫn ở mỗi hướng

nên NEXT cùng loại sẽ rất nghiêm trọng; vấn đề này được khắc phục bằng cách

đồng bộ các khung của tất cả các hệ thống hoạt động trong một bó cáp Để thực hiện kỹ thuật này, người ta sử dụng cùng một đồng hồ định thời khung cho tất cả các máy phát trong một CO hoặc ONU, và định thời vòng lặp tại tất cả các điểm đầu

xa (tức là tần số và thời gian được khoá theo tín hiệu hướng xuống) Sự đồng bộ có thể phức tạp hơn khi hiện nay việc thuê riêng một số đôi dây trong một cáp (có thể không dùng chung đồng hồ định thời khung) để sử dụng cho một đơn vị tổng đài vùng cạnh tranh CLEC (Competitive Local Exchange Carrier) và/ hoặc một nhà cung cấp dịch vụ Internet (ISP) đang trở nên phổ biến

1.4 Kết cuối chương

phân chia theo tần số (FDD), và song công phân chia theo thời gian (TDD)] thường

được xem xét cùng với nhau vì với một hệ thống truyền dẫn trội xuyên âm chẳng hạn như DSL, dung lượng ở một chiều rất phụ thuộc vào thành phần truyền dẫn ở chiều còn lại Tổng tốc độ dữ liệu cực đại của cả hướng lên và hướng xuống có thể coi là đại lượng đánh giá dung lượng tốt nhất

Chương II: Điều chế đa sóng mang MCM

Chương này dưới thiệu những nguyên lý cơ bản và các đặc tính của phương pháp điều chế đa sóng mang Đồng thời giới thiệu chung về một số phương pháp phân kênh trong truyền dẫn đa kênh mà điều chế đa sóng mang là một trường hợp

2.1 Lịch sử phát triển của điều chế đa sóng mang

Nguyên lý truyền dẫn một dòng số liệu bằng cách phân chia dòng số đó thành nhiều dòng số nhỏ hơn song song và sử dụng từng dòng số này để điều chế một sóng mang con được ứng dụng lần đầu trong hệ thống Collin’ Kineplex và được mô tả trong [Doelz et al, 1957] Kể từ đó nó được gọi bằng rất nhiều tên và được sử dụng với nhiều mức độ thành công trên nhiều phương thức khác nhau:

ư Các modem thoại băng tần nhóm FDM [Hirosaki et al, 1986] mô tả một modem QAM trực giao dùng cho băng tần nhóm từ 60 đến 108 kHz Nó sử dụng tải bit cố định, và ưu điểm chính của nó so với các modem đơn sóng mang là làm giảm độ nhạy tạp âm xung Hiện không rõ là các modem kiểu này còn được sử dụng hay không

ư Các modem thoại băng tần cơ sở [Keasler and Bitzer, 1980] mô tả một modem dùng cho các mạng chuyển mạch thoại (STN), và vào năm 1983 Công ty Telebit giới thiệu modem Trailblazer [Fegreus, 1986], sử dụng QAM phức hợp phân bố động Nó hoạt động tốt hơn rất nhiêu tất cả các modem

đơn sóng mang thời đó, và đối với một số ứng dụng (ví dụ truyền file sử dụng UNIX) nó là lý tưởng Nó đã được xem như một tiêu chuẩn cho modem STN [Telebit 1990] nhưng sau đó đã bị loại bỏ vì số lượng sóng mang con rất lớn của nó

ư Modem cáp hướng lên [Jacobsen et al,1995] đã đề xuất sử dụng đa tần rời rạc đồng bộ (SDMT) cho băng tần hướng lên từ 5 đến 40 MHz trong một hệ thống lai ghép HFC (hybrid fiber coax) SDMT sử dụng tổng hợp cả truy nhập phân chia theo tần số (FDMA) và truy nhập phân chia theo thời gian (TDMA) và nó phù hợp một cách lý tưởng đối với cả phương tiện và các yêu

cầu hệ thống, nhưng nó cũng bị mất đi do thiếu sự quan tâm và đầu tư Thuật ngữ SDMT hiên nay được sử dụng để mô tả một phiên bản đồng bộ của DMT

ư Truyền sóng âm thanh số Một dạng của DMT dùng trong nước Mỹ, làm việc

ở cùng các băng tần như các trạm FM hiện thời và được đưa vào thử nghiệm năm 1994 Nó hoạt động tốt như mong đợi trong một băng tần rất hẹp, năng lượng thấp, môi trường méo đa đường,tạp nhiễu cao (từ tín hiệu FM), nhưng

nó không đủ tốt cho việc triển khai phổ thông ở Mỹ

Với mỗi bit tín hiệu B từ chuỗi đầu vào qua bộ chuyển đổi nối tiếp/ song song (S/P) thành Ncar nhóm bit b(n) Như vậy:

n b

Nhóm b(n) sau đó được mã hoá chùm điểm, qua bộ lọc rồi được điều chế

car

N n

T t n j t n m p real t

mT

Trong đó p(m,n,t) là xung tín hiệu tại băng tần cơ sở sau khi qua bộ lọc tại

đầu ra của mã hoá chùm điểm [Zervos và Kalet, 1989] và [Kalet,1989] chỉ ra rằng nếu thay thế tích phân trong phương trình (1.x) bởi một tổng với giới hạn lớn được xác định trên bộ các sóng mang với mỗi sóng mang có độ rộng băng tần δf thì phương trình (1.x) cũng có dạng của điều chế đa tần Đó là:

n b f fB

)]

4 / ( )[

/ (

) ( 2 1

log )

(

e

P Q cg mar

n SNR n

log)

(n 2 SNR n

≅ 14.0

Phương trình (2.3) và (2.6) có một chút hạn chế so với (1.x) do dải n phải hẹp

để argument của log ít nhất là 2.0 (do bn là số bit của mỗi sóng mang nên bn≥1) hơn

hỏi SNR nên lớn hơn một đơn vị Những giới hạn này không phù hợp lắm với điều chế đa sóng mang do một số nguyên nhân sau:

ư Dung lượng các biên của băng tần vượt quá b(n)=1 và đạt tới SNR=1 là rất nhỏ, và một modem đơn sóng mang có cân bằng phản hồi chính xác chỉ có thể tạo ra những biên này với một bộ cân bằng lớn (điều này có lẽ không được thực tế lắm)

suất hay suy giảm dung lượng

Điểm quan trọng nhất trong phương trình (2.3) và (2.4) là số bit được gắn với sóng mang phụ phải được tính toán từ SNR và gửi ngược lại thiết bị phát Việc phản hồi ngược từ thiết bị thu về thiết bị phát tương tự như tiền mã hoá ([Tomlinson, 1979] và [Harashima và Miyakawa, 1972]), đã sử dụng trong hệ thống đơn sóng mang có méo kênh lớn để tránh lỗi truyền dẫn DFE

Trái ngược lại, trong hệ thống OFDM (thường sử dụng trong truyền thông quảng bá), không có khả năng phản hồi từ thiết bị thu về thiết bị phát, ở đây sử dụng trọng tải bit cố định Nếu điều này được sử dụng với hệ thống DSL có SNR thay đổi lớn ngang theo băng tần thì hoặc là trọng tải bit phải rất thấp để bảo vệ sóng mang khỏi SNR thấp nhất hoặc là tốc độ lỗi ở những sóng mang phụ này rất cao, như vậy hiệu suất truyền tải sẽ bị suy giảm rất lớn

1 Lỗi được đánh giá trong phản ứng kênh phải đủ nhỏ để “độ lệch” giữa phản ứng kênh hiện thời với phản ứng tạo ra bởi chuỗi giả ngẫu nhiên

không gây ảnh hưởng đáng kể đến tổng lỗi trong suốt quá trình truyền dữ liệu

2 Lỗi được đánh giá trong SNR phải đủ nhỏ để không gây ảnh hưởng đến trọng tải bit Nếu giả thiết nhiễu tổng thể có dạng phân phối Gause thì độ

mẫu thì xác xuất để SNR thực tế khác so với SNR được đánh giá lớn hơn 0.25dB là 1%

Yêu cầu thứ hai mạnh hơn yêu cầu thứ nhất rất nhiều nên có thể bỏ qua yêu cầu thứ nhất

2.4 Trọng tải bit tương thích

Có một vài thuật toán được sử dụng để tính toán b(n), việc lựa chọn loại nào phụ thuộc vào hệ thống đó sử dụng giới hạn công suất tổng hay PSD Thuật toán thứ nhất [Hughes-Hartogs, 1987] được phát triển cho modem băng thoại (Giới hạn công suất tổng được sử dụng do công suất phải phân phát tới thiết bị ghép kênh tại CO,

do đó rất nhiều milliwatt được sử dụng mà không quan tâm đến độ rộng băng tần.)

Đối với modem ADSL giới hạn PSD lại được sử dụng để giới hạn xuyên âm gây ra cho các đôi dây lân cận Modem VDSL có thể sử dụng cả hai loại giới hạn công suất tổng hoặc PSD Và như vậy b(n) được tính toán để đạt được một trong các vấn đề sau:

1 Tìm tốc độ dữ liệu lớn nhất khi biết tốc độ lỗi, độ dự trữ và độ lợi mã hoá (có nghĩa là γ đã xác định)

2 Tìm tốc độ lỗi thiểu khi biết tốc độ dữ liệu, độ dự trữ và độ lợi mã hoá:

có nghĩa là tính γ lớn nhất tại một tốc độ dữ liệu xác định

3 Tìm tốc độ dữ liệu lớn nhất là một số nguyên lần N x tốc độ mẫu trong

điều kiện 1(T1.413 khuyến nghị rằng mức tăng nhỏ nhất của tốc độ dữ liệu là 32 kbit/s, là tích của 8xtốc độ mẫu)

2.4.1 Trọng tải tương thích với giới hạn PSD

Tốc độ dữ liệu lớn nhất tại γ xác định

Hình 2.2: Điều chỉnh tỷ lệ tín hiệu phát trong trường hợp SNR giảm đều

Thuật toán cho điều kiện này khá đơn giản: b(n) được tính từ (2.6) sau đó tính R theo (2.3) Giá trị γ được tính theo (2.5) (đây là giá trị γ đơn lẻ, chỉ xác định cho chùm điểm vuông, tức b(n) chẵn, với b(n) lẻ và ≥5 lỗi sai lệch nhỏ hơn 0.2 dB

và có thể bỏ qua, trường hợp b(n) =1 và 3, γ sẽ tăng theo hệ số tương ứng là 1.5 và 1.29 Biến b(n) là liên tục nên phải làm tròn trong khi vẫn đảm bảo yêu cầu về tốc

độ lỗi tại tất cả các sóng mang phụ để tối thiểu hoá tốc độ lỗi tổng cộng Để làm

được điều này cần có sự cân chỉnh mức phát để dẫn đến giá trị SNR mới được xác

định như sau:

)(

)]

([))/(1

(

log

))/(1

(

log

2

' 2

n b

n b SNR

SNR

=+

) ( )]

( [ )

(

)]

( [

212

12

)

( b n b n

n b

n b

là PSD đã vượt quá giới hạn trong những băng tần hẹp nhưng nó vẫn nằm trong giới hạn khi tính trung bình toàn dải tần với bất kỳ giá trị nào của b

γ lớn nhất tại tốc độ dữ liệu xác định

Trong trường hợp này, phương trình (2.6) và (2.3) sẽ thể hiện γ là một hàm của B nhưng có thêm sự tác động phi tuyến của nhiễu do làm tròn Khi đó γ được xác định theo chương trình sau:

1 Tính B1, là giá trị đầu tiên của B xác định được từ (2.3) và (2.6) với γ thu

được từ tốc độ lỗi lớn nhất có thể cho phép

2 Nếu B1 nhỏ hơn giá trị B mong muốn (Bdes) thì điều chỉnh lại với mức cao hơn

3 Nếu B1 > Bdes, tính γ theo công thức

k des

k B Ncar B

k k

/ ) (

+ =γ ì

Trong đó Ncar là số sóng mang phụ sử dụng trong vòng lặp thứ k

4 Tiếp tục lại bước 1 đến 3 cho đến hết

và mỗi nhà lập trình sẽ có những cách thích hợp riêng của mình để tránh được điều này

Tốc độ dữ liệu lớn nhất là bội của N x Tốc độ mẫu

Trong một hệ thống MCM, tốc độ mẫu là tốc độ dữ liệu tăng lên ít nhất khi qua điều chế/giải điều chế (thêm vào một bit cho một sóng mang phụ) nhưng từ mã R-S FEC thường được chốt bởi tốc độ mẫu, tạo ra các byte, do đó B thường được

chuyển thành một số nguyên lần của 8 x fs Như vậy, thuật toán sẽ được thay đổi như sau:

1a Tính Bo từ (2.3) và (2.6) sử dụng γo nhận được từ tốc độ lỗi lớn nhất có thể chấp nhận được

1b Chuyển Bo thành B1 là số nguyên gần nhất của tích 8 x fs, sau đó tiếp tục các bước như ở phần trên

2.4.2 Trọng tải bit tương thích với giới hạn tổng công suất

Khái niệm cơ bản của thuật toán này tương tự như trong [Hughes-Hartogs, 1987] nhưng đơn giản hơn một chút Tại một thời điểm bất kỳ, khi tăng trọng tải thêm một bit, bit mới này được đưa vào sóng mang phụ với điều kiện công suất thêm vào là ít nhất Điều này đảm bảo cho bất kỳ tốc độ dữ liệu tích luỹ nào cũng được phát đi với công suất nhỏ nhất

Có một sự khác biệt nhỏ thú vị giữa giới hạn công suất tổng và giới hạn công suất PSD là trong giới hạn công suất tổng, chùm điểm một bit cuối cùng không nhất thiết phải quan tâm bởi công suất cần cho sóng mang phụ 4QAM tương tự như cho hai sóng mang phụ 2 điểm vì vậy sẽ tốt hơn nếu dùng trong tín hiệu băng hẹp do lợi ích

từ việc sử dụng chỉ một sóng mang phụ một bit tại biên của băng tần là không đáng

kể

Như vậy thuật toán sẽ khởi đầu với việc xác định công suất cho hai bit trên mỗi sóng mang SNR cần cho hai bit là 3γ Do đó nếu công suất nhiễu đo trên tone thứ k là à(k)2, thì công suất tín hiệu thu cần cho hai bit là 3γà(k)2, và công suất cần

được phát để truyền đi là:

)(

3)

(

)(3)

,

1

( 22

k SNR

P k

H

k k

lên và được xác định bởi việc nhân liên tiếp với ∆P(1,k)=P(1,k), như vậy:

),1()(),1(),(),

(m k P m k P m k m P m k

Bảng 2.1: Công suất và công suất tăng dần trong chùm điểm đa điểm

Bảng 2.1 chỉ ra công suất tiêu chuẩn hoá và α(m) với m=3 đến 10 của chùm

điểm theo định nghĩa của T1.413 (T1.413 định nghĩa những chùm điểm là những hình vuông và đường vuông góc thay đổi luân phiên với một điểm dưới điểm cực thuận sử dụng 3 bit Chùm điểm hình sao mang hiệu quả cao hơn khi sử dụng 3 bit nhưng điểm dưới điểm cực thuận lại có thuận lợi là tất cả các điểm đều nằm trên lưới hình vuông do đó đơn giản hơn trong việc mã hoá và giải mã) Những α gần về phía sau thay đổi luân phiên giữa 2.2 và 1.818 α(m) có thể được lưu trữ trong ROM

và công suất tăng lên được cập nhật ngay sau khi có một bit được thêm vào bởi phép nhân được chỉ ra trong (2.10)

Tuy nhiên cần có một vài lưu ý sau:

ư Sóng răng cưa PSD tự động tạo ra bởi việc luôn luôn thêm bit vào sóng mang phụ kém nhất là do thuật toán tính g(n) trước đó

ư Thuật toán này có thể áp dụng trong cả ba trường hợp đã kể trên (tốc

độ dữ liệu lớn nhất/tốc độ lỗi thấp nhất và trường hợp kết hợp) Cũng

có thể áp dụng cho giới hạn PSD Quá trình sẽ dừng lại trên mỗi sóng mang phụ khi giá trị trên sóng mang kế tiếp vượt quá PSD cho phép

ư Thuật toán này linh hoạt hơn thuật toán trong phần 2.3.1 và đảm bảo tìm được tối ưu nhưng nó lại rất chậm do việc tìm ∆P nhỏ nhất phải tiến hành trên toàn bộ các sóng mang đang sử dụng (có thể đến 1500 lần)

2.5 Vấn đề về hệ số công suất đỉnh/công suất trung bình (PAR)

Nếu mỗi sóng mang phụ trong N sóng mang phụ của một tín hiệu đa tần có một đơn vị công suất trung bình và điều chế 4QASK (hai bit) thì các mẫu dữ liệu sẽ

có công suất bình phương trung bình (root-mean-square) và công suất ra lớn nhất

Nếu tất cả các sóng mang đều được điều chế QASK đa điểm thì mỗi sóng mang sẽ

Tín hiệu luồng xuống ADSL và VDSL luồng lên và xuống có N=512 như vậy theo lý thuyết PAR≅55 Điều này vẫn đảm bảo phân phối biên độ tín hiệu trong mọi khả năng là phân bố Gauss Với tín hiệu luồng lên ADSL, N=64 như vậy

6.19

384=

=

đảm bảo chắc chắn tín hiệu có phân bố Gauss cần tiến hành mô phỏng và đo hàng triệu mẫu tín hiệu đầu ra, vì vậy để đơn giản, coi chúng đều có phân bố Gauss)

Với phân bố như vậy PAR có thể là vô hạn và đỉnh của nó có thể không xác

định, vì vậy tất cả các hệ thống đa sóng mang đều phải xác định PAR ở một giá trị nào đó và tín hiệu sẽ bị cắt xén khi nó vượt quá giá trị PAR đã xác định Giá trị của PAR nhỏ hơn 3.0 thì không thể đạt được trong thực tế còn PAR lớn hơn 7 thì tốn kém và không thực sự cần thiết Do đó các thiết kế hệ thống đa sóng mang chọn PAR nằm trong dải từ 3 đến 7

Bất lợi chính khi tín hiệu có PAR cao là tất cả các thành phần tín hiệu, tương

tự hay số đều có một dải động lớn Các giải pháp để giảm PAR sẽ được đề cập ở chương sau, phần này chỉ tập trung xác định vấn đề của PAR

/ 2