Các xu thế phát triển mới của hệ thống thu phát vô tuyến trong các hệ thống thông tin di động

Đề tài :Các xu thế phát triển mới của hệ thống thu phát vô tuyến trong các hệ thống thông tin di động. Luận văn về xu thế phát triển của hệ thống thu phát vô tuyến, một tài liệu cần thiết cho học tập và nghiên cứu về hệ thống thu phát vô tuyến trong các hệ thống thông tin di động.

KHOA VIỄN THÔNG 1

ĐỒ ÁN TỐT NGHIỆP ĐẠI HỌC

Đề tài

“CÁC XU THẾ PHÁT TRIỂN MỚI CỦA HỆ THỐNG THU PHÁT

VÔ TUYẾN TRONG CÁC HỆ THỐNG THÔNG TIN DI ĐỘNG”

Người hướng dẫn: TS NGUYỄN PHẠM ANH DŨNG Sinh viên thực hiện: NGUYỄN QUANG HUY

Lớp: D08VT1 Khóa: 2008-2013 Hệ: Đại học chính quy

Hà Nội, tháng 12 năm 2012

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang I

Hà Nội,ngày… /12/2012

Điểm……… (Bằng chữ ……….)

Giảng viên hướng dẫn (ký, họ tên)

TS NGUYỄN PHẠM ANH DŨNG

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang II

Hà Nội,ngày /12/2012

Điểm……… (Bằng chữ ……….)

Giảng viên hướng dẫn (ký, họ tên)

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang III

MỤC LỤC

NHẬN XÉT CỦA GIẢNG VIÊN HƯỚNG DẪN I NHẬN XÉT CỦA GIẢNG VIÊN PHẢN BIỆN II MỤC LỤC III DANH MỤC HÌNH VẼ V THUẬT NGỮ VIẾT TẮT VII

LỜI MỞ ĐẦU 1

Chương 1: Quá trình số hóa đầu thu phát vô tuyến 2

1.1 Tổng quan về hệ thống thu phát vô tuyến 2

1.2 Số hóa đầu thu phát vô tuyến 4

1.2.1 Các phương pháp lấy mẫu và lọc tương tự 4

1.2.2 Một vài thông số quan trọng 15

1.2.3 Các phương pháp biến đổi ADC 17

Chương 2: Vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm và đầu cuối đa chuẩn đa băng 30

2.1 Tổng quan về các thiết bị vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR) 30

2.1.1 Khái niệm 30

2.1.2 Các giai đoạn phát triển của SDR 31

2.1.3 Ưu điểm của SDR 34

2.1.4 Kiến trúc vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm 36

2.2 Các khía cạnh phần cứng số của SDR 40

2.2.1 Bộ xử lý tín hiệu số (DSP) 41

2.2.2 Mảng cổng lập trình được dạng trường (FPGA) 46

2.2.3 Các vi mạch tích hợp cho ứng dụng riêng (ASICs) 47

2.3 Các mô hình vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm 48

2.3.1 Mô hình trạm gốc 48

2.3.2 Ảnh hưởng của OBSAI và CPRI 51

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang IV

2.3.3 Mô hình máy cầm tay 51

2.4 Các đầu cuối đa chuẩn (MST) 52

2.4.1 Các lợi ích của của MST 52

2.4.2 Các yêu cầu đối với MST khả lập lại cấu hình 53

Chương 3: Kiến trúc mạng truy nhập và trạm gốc mới 56

3.1 Tách riêng phần số và phần vô tuyến 56

3.2 Lắp đặt trên tháp anten 58

3.3 Khách sạn hóa BTS 59

3.3.1 Mở đầu 59

3.3.2 Đầu vô tuyến đặt xa (RRH) 60

3.3.3 Các ưu điểm của khách sạn hóa BTS 60

KẾT LUẬN 62

TÀI LIỆU THAM KHẢO 64

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang V

DANH MỤC HÌNH VẼ

Hình Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến 3

Hình Phổ của: (a) tín hiệu tương tự liên tục theo thời gian băng thông hạn chế, (b) tín hiệu được lấy mẫu tại fs=2fmax, (c) tín hiệu được lấy mẫu tại fs>2fmax, d) tín hiệu được lấy mẫu tại fs<2fmax 6

Hình Lựa chọn tốc độ lấy mẫu các tín hiệu băng thông phổ khác nhau 7

Hình Tốc độ lấy mẫu tối thiểu là hàm của tỷ số thành phần tần số cao nhất trên tổng độ rộng băng tín hiệu 8

Hình Thí dụ về tín hiệu trung tần (IF) giữa 6MHz và 7MHz bị xuyên băng bởi lấy mẫu tại tốc độ 2Msps 8

Hình 6 Phổ của: a) tín hiệu tương tự gồm các thành phần mong muốn và không mong muốn, b) tín hiệu sau lấy mẫu tại fs=2fd 9

Hình 7 Sơ đồ của dithering trừ 14

Hình 8 Trải phổ công suất tạp âm lượng tử do lấy mẫu trên tần 16

Hình 9 Thí dụ tính SFDR theo phổ đầu ra của ADC 17

Hình Sơ đồ bộ ADC đếm 18

Hình Sơ đồ ADC bám 19

Hình Sơ đồ ADC xấp xỉ hóa liên tiếp 19

Hình Sơ đồ Flash ADC 21

Hình Sơ đồ Flash ADC phân giải con 22

Hình Hoạt động của MA ADC nối tầng 23

Hình 6 Sơ đồ ADC tích phân cơ bản 24

Hình 7 ∑∆ ADC bậc một 25

Hình 8 Tạo dạng tạp âm trong các ∑∆ ADC 27

Hình 9 Mô hình được tuyến tính hóa của bộ điều chế ∑∆ 28

Hình Sơ đồ các tầng của SDR - giai đoạn 1 31

Hình SDR - giai đoạn 2 32

Hình SDR - giai đoạn 3 33

Hình SDR - giai đoạn 4 (sản phẩm trong tương lai) 34

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang VI

Hình Kiến trúc SDR lý tưởng 36

Hình 6 SDR lấy mẫu trung tần 38

Hình 7 SDR chuyển đổi trực tiếp 39

Hình 8 Sự chọn lọc tín hiệu mong muốn bởi bộ lọc số trong bộ lọc tương tự 40

Hình 9 Xử lý thời gian thực đối với khối dữ liệu sử dụng bộ xử lý lõi đơn 44

Hình Xử lý thời gian thực cho khối dữ liệu sử dụng bộ xử lý kép 44

Hình Máy phát đâu vào số/ đầu ra RF sử dụng trong trạm gốc SDR 49

Hình Các phần tử của một hệ thống SDR hộp đen RF 49

Hình (a) sơ đồ khối thông thường của phần RF của một máy phát được tuyến tính, (b) trình bày định cỡ các phần tử theo giá thành 50

Hình Các kiến trúc MST khác nhau 54

Hình Kiến trúc của một MST linh hoạt 55

Hình Kiến trúc trạm gốc 56

Hình Kiến trúc RRU trong OBSAI 57

Hình Kiến trúc BTS với sự tách biệt phần RF và phần số 58

Hình Sử dụng các hộp đen vô tuyến hay RRH lắp đặt trên tháp anten: (a) hộp máy trạm gốc đặt tại chân tháp, (b) kiến trúc hub trạm gốc trung tâm 58

Hình Các phần tử của RRH (hộp đen vô tuyến) 60

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang VII

THUẬT NGỮ VIẾT TẮT

trong ADC, DAC

3G The Third Gerneration Công nghệ điện thoại di động thế

hệ 3

4G The Fourth Gerneration Công nghệ điện thoại di động thế

hệ 4

ADC Analog to Digital Converter Bộ biến đổi tương tự thành số

Circuits

Mạch tích hợp ứng dụng riêng

BTS Base Transceiver Station Trạm thu phát sóng di động

C/D Centralized Combiner And

Distributor

Kết hợp và phân phối tập trung

Device

Thiết bị logic phức hợp lập trình được

chung

DAC Digital to Analog Converter Bộ biến đổi số thành tương tự

DFS Dynamic Frequency Selection Khối lựa chọn tần số động

Shift Keying

Khóa dịch pha cầu phương vi sai

DSP Digital Signal Processing Bộ xử lý tín hiệu số

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang VIII

FAR Flexiable Architecture Radio Vô tuyến kiến trúc linh hoạt

FFT Fast Fourier Transforrm Biến đổi fourier nhanh

FIR Finite Impulse Response Đáp ứng xung kim hạn chế

trường

GSM Global System Mobile

Communication

Hệ thống truyền thông di động toàn cầu

IIR Infinite Impulse Response Đáp ứng xung kim vô tận

I-Q In-Phase And Quadrature Đồng pha và vuông góc

LNA Low Noise Amplifier Bộ khuếch đại tạp âm nhỏ

LTE Long Term Evolution Sự phát triển dài hạn

Operations Per Second

Số triệu phép tính dấu chấm động mỗi giây

MSB Most Significant Bit Bit quan trọng nhất

MST Multi-Standard Terminal Đầu cuối đa chuẩn

NRE Non-Recurring Engineering Chi phí kỹ thuật không hoàn lại

OAM&P Operation, Administration,

Maintenance, and Provisioning

Khai thác, quản trị, bảo dưỡng và trang bị

OAM&P Operations, Administration,

Maintenance, And Provisioning

Khai thác, quản lý, bảo dưỡng và cung ứng

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang IX

PCS Personal Communication

Service

Dịch vụ truyền thông cá nhân

SAR Successive Approximation

Register

Thanh ghi xấp xỉ liên tiếp

SDR Software Defined Radio Vô tuyến định nghĩa bằng phần

mềm

SNR Signal-To-Noise Ratio Tỷ số tín hiệu trên tạp âm

Multiple Access

Đa truy nhập phân chia theo mã băng rộng

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 1

LỜI MỞ ĐẦU

Ngày nay, thông tin di động phát triển nhanh trở thành một ngành công nghiệp viễn thông ứng dụng rất nhiều trong cuộc sống Cùng với đó là sự cải tiến không ngừng của các thiết bị thu phát vô tuyến, điển hình trong các máy di động cầm tay hay các trạm gốc BTS Điều này không những đem lại sự tiện lợi cho người sử dụng mà còn mang đến những mô hình kinh doanh mới cho các nhà khai thác, cung ứng dịch vụ viễn thông

Xuất phát từ những vấn đề trên, em đã lựa chọn đề tài cho đồ án tốt nghiệp của

mình là: “Các xu thế phát triển mới của hệ thống thu phát vô tuyến trong các hệ thống thông tin di động” Đề tài sẽ đi vào tìm hiểu quá trình số hóa hệ thống thu phát vô tuyến

để xử lý thông tin bằng tín hiệu số, và tìm hiểu công nghệ SDR (vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm) đang dần được áp dụng trong các máy vô tuyến hiện nay

Đồ án được chia làm chương:

 Chương 1: Quá trình số hóa đầu thu phát vô tuyến

Trình bày các phương pháp biến đổi tương tự sang số, những thông số quan trọng và một số bộ chuyển đổi thông dụng

 Chương 2: Vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm và đầu cuối đa chuẩn đa băng

Tìm hiểu về vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR) ở mức độ tổng quan và các

mô hình SDR đang được áp dụng Bên cạnh đó giới thiệu công nghệ vô tuyến thông minh và các đầu cuối đa chuẩn đa băng

 Chương 3: Kiến trúc mạng truy nhập và trạm gốc mới

Trình bày kiến trúc mạng truy nhập và trạm gốc mới với sự tách riêng phần số và phần vô tuyến, việc lắp đặt trên tháp anten và sự khách sạn hóa (hotelling) BTS trong việc triển khai mạng

Em xin gửi lời cảm ơn đến thầy Nguyễn Phạm Anh Dũng – người đã trực tiếp hướng dẫn, chỉ bảo, góp ý và hỗ trợ em trong thời gian qua Và em cũng cảm ơn các bạn trong lớp cũng đã giúp đỡ em rất nhiều suốt quá trình thực hiện Mặc dù bản thân cũng đã

cố gắng hết sức để tìm hiểu về các nội dung nghiên cứu, tuy nhiên, đây là một đề tài rất rộng, cũng như thời gian, trình độ có hạn nên việc nghiên cứu cặn cẽ tất cả các khía cạnh

kỹ thuật là một yêu cầu khó khăn Do đó, đồ án không thể tránh khỏi những thiếu sót Rất mong sự đóng góp ý kiến của các thầy cô giáo và các bạn để đồ án được hoàn thiện hơn

Em xin chân thành cảm ơn!

Hà Nội, tháng 12 năm 2012

Sinh viên thực hiện

Nguyễn Quang Huy

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 2

CHƯƠNG 1: QUÁ TRÌNH SỐ HÓA ĐẦU THU PHÁT VÔ TUYẾN

Công nghệ số phát triển nhanh chóng đã thúc đẩy quá trình số hóa trên nhiều lĩnh vực kỹ thuật Đối với các hệ thống thu phát vô tuyến, việc số hóa đóng vai trò quan trọng và là yêu cầu đầu tiên cho việc xử lý tín hiệu số Chương này đề cập đến các phương pháp biến đổi tương tự sang số và những thông số quan trọng của bộ chuyển đổi này

1.1 Tổng quan về hệ thống thu phát vô tuyến

Các hệ thống thông tin vô tuyến phát triển nhanh chóng trong các thập niên gần đây dẫn đến thay đổi nhiều mặt trong hoạt động của xã hội hiện đại Giá thành thấp của nhiều máy thuê bao vô tuyến cho phép nhiều người có thể tiếp cận được các máy cầm tay vô tuyến tạo điều kiện cho sự phát triển mạnh mẽ của viễn thông và làm bùng nổ các dịch vụ truyền thông Sự phát triền này phần lớn là nhờ các tiến bộ không ngừng của các thiết bị thu phát vô tuyến được phát triển, trong đó các đầu thu phát vô tuyến đóng vai trò quan trọng

Hình 1.1 cho thấy kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến

Đầu vô tuyến (RF Front-End) bao gồm đầu vô tuyến phát và đầu vô tuyến thu

Đầu vô tuyến phát tổng quát bao gồm:

(1) Bộ điểu để điều chế tín hiệu đầu vào băng gốc tương tự vào tín hiệu trung tần điều chế (IF: Intermediate Frequency)

(2) Bộ biến đổi nâng tần để chuyển đổi tín hiệu phát được điều chế từ trung tần vào tần số vô tuyến (RF: Radio Frequency)

(3) Bộ khuếch đại công suất (PA: Power Amplifier) để khuếch đại công suất phát

đủ lớn trước khi đưa vào anten

Đầu vô tuyến thu bao gồm:

(1) Bộ khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA: Low Noise Amplifier) để khuêch đại tín hiệu thu yếu nhưng gây ít tạp âm

(2) Bộ biến đổi hạ tần để chuyển đổi tín hiệu tần số thu vô tuyến vào tín hiệu trung tần IF và bộ giải điều chế để khôi phục lại tín hiệu băng gốc phía thu Tổng quát quá trình xử lý tín hiệu phát trên hình 1.1 như sau: tín hiệu đầu vào băng gốc được xử lý số tại bộ xử lý tín hiệu số (DSP: Digital Signal Processing), sau

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 3

đó được chuyển đổi từ số vào tương tự bằng bộ biến đổi số thành tương tự (DAC: Digital to Analog Converter) rồi đưa lên đầu vào vô tuyến phát, cuối cùng được anten phát vào không gian Tại phía thu quá trình xẩy ra ngược lại Tín hiệu thu đến từ anten đi vào bộ khuếch đại tạp âm thấp, sau khuếch đại tín hiệu này được đưa qua bộ biến đổi hạ tần để chuyên đổi từ RF và IF, được giải điều chế, được chuyển đổi từ tương tự vào số, được xử lý số và cuối cùng đầu ra là tín hiệu băng gốc số

Hình 1.1 Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến

Thiết kế các đầu cuối thu phát vô tuyến hiện đại phải đối mặt với nhiều thách thức Một trong số các thách thức này là phải hỗ trợ đa băng đa chuẩn (đa chế độ) Hiện nay, trên thế giới đang tồn tại các chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau, với các đặc điểm và yêu cầu dải tần, chế độ công tác,…cũng khác nhau Điều này gây khó khăn cho việc toàn cầu hóa, đặc biệt đối với mỗi quốc gia và nhà sản xuất, việc quản

lý giám sát thiết bị rất phức tạp Vấn đề đặt ra đó là cần có một thiết bị vô tuyến có khả năng hoạt động với các chuẩn khác nhau và có đặc điểm đa dải, đa chế độ, có khả năng định lại cấu hình… Bên cạnh đó, hệ thống cũng phải đáp ứng các yêu cầu

về tạp âm và độ tuyến tính Hai thông số này ảnh hưởng rất quan trọng đến chất lượng của đầu cuối vô tuyến Cuối cùng các yêu cầu này phải được thực hiện với tiệu thụ nguồn thấp, giá thành rẻ và mức độ tích hợp điện tử cao

Công nghệ SDR (Software Defined Radio: vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm) được nghiên cứu phát triển để tạo điều kiện cho việc xây dựng các đầu thu phát vô tuyến đa băng đa chế độ SDR sử dụng các cơ chế điều khiển thông minh,

là một phương pháp có giá trị nhằm đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần tốt hơn, quản

lý phổ tần động và sử dụng phổ tần linh hoạt Có thể nói trong những năm tới đây hầu hết các đầu vô tuyến trong các hệ thống thông tin di động sẽ được xây dưng trên

cơ sở công nghệ SDR

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 4

Xu thế hiện nay là các mạch điện tử tương tự trong đầu vô tuyến sẽ được thay thế bằng các mạch số để tạo điều kiện cho việc phát triển công nghệ SDR Mặc dù các đầu vô tuyến hiện nay cho hiệu năng rất ấn tượng, nhưng việc xử lý tín hiệu số cho các tín hiệu vô tuyến cũng mới chỉ hạn chế tại các tần số thấp khoảng vài trăm MHz Trong khi đó các băng tần sử dụng cho các ứng dụng di động trải rộng từ 800 MHz đến 6GHz và vì thế vẫn buộc phải sử dụng các mạch tương tự để chuyển đổi tín hiệu vô tuyến xuống các tần số thấp hơn phù hợp cho xử lý tín hiệu số Phần dưới đây sẽ xét nguyên lý xử lý tín hiệu vô tuyến số trong các đầu vô tuyến

1.2 Số hóa đầu thu phát vô tuyến

Để xử lý tín hiệu số, việc đầu tiên đó là phải chuyển đổi tín hiệu tương tự thành tín hiệu số Đây chính là chức năng của ADC (bộ biến đổi tương tự sang số)

Có thể nói ADC là một phần tử then chốt trong vô tuyến thực hiện số hóa trực tiếp tín hiệu đầu vào RF hoặc số hóa tín hiệu sau khi đã được chuyển đổi vào IF Trong các máy thu phát vô tuyến ADC được đặt ngay sau bộ xử lý tín hiệu số (Digital Signal Processor) phía phát

1.2.1 Các phương pháp lấy mẫu và lọc tương tự

Tín hiệu tương tự là tín hiệu biến thiên liên tục theo thời gian, còn tín hiệu số rời rạc theo thời gian Để chuyển đổi tín hiệu tương tự sang dạng tín hiệu số đòi hỏi phải lượng tử hoá biên độ và rời rạc hoá trục thời gian tín hiệu số liên tục Để có được điều này, người ta sử dụng phương pháp lấy mẫu và lọc tương tự

Đối với các máy thu vô tuyến sử dụng số hóa cho RF hay IF, quá trình lấy mẫu là hết sức quan trọng Nội dung của dạng sóng tín hiệu nhận được sau lấy mẫu phụ thuộc rất lớn vào quan hệ giữa tần số lấy mẫu và các thành phần tần số cực đại của tín hiệu đầu vào tương tự Tồn tại một số kỹ thuật lấy mẫu sử dụng khoảng các đồng đều giữa các mẫu như:

 Lấy mẫu với tần số lấy mẫu bằng hai lần tần số cực đại của tín hiệu cần lấy mẫu

 Lấy mẫu trên tần (oversampling)

 Lấy mẫu vuông góc

 Lấy mẫu băng thông (hay biến đổi hạ tần trực tiếp) Mặc dù cũng có các kỹ thuật lấy mẫu với khoảng cách không đều giữa các mẫu nhưng vì chúng không được sử dụng rộng rãi nên ta sẽ không xét

1.2.1.1 Lấy mẫu tại tần số bằng hai lần tần số cực đại của tín hiệu tương tự

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 5

Lấy mẫu được thực hiện dựa trên hai định lý quan trọng sau đây:

 Định lý lấy mẫu Shannon:

- Một tín hiệu tương tự có độ rộng băng f a phải được lấy mẫu tại tốc độ lấy mẫu

f s >2f a để không bị mất thông tin

- Độ rộng băng tín hiệu có thể trải rộng từ một chiều (DC) đến f a (lấy mẫu băng

lấy mẫu hài, siêu Nyquist)

 Định lý Nyquist:

- Nếu f s <2f a , thì sẽ xẩy ra hiện tượng được gọi là xuyên băng (TA: Aliasing)

- Xuyên băng được sử dụng để đạt được lợi ích trong các ứng dụng lấy mẫu

Trong đó k là một số nguyên và fs là tốc độ lấy mẫu

Định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng gốc

Định lý lấy mẫu tổng quát cho một tín hiệu băng gốc có băng tần hạn chế (tín hiệu có băng thông từ DC đến tần số fmax nào đó) đòi hỏi tần số lấy mẫu phải bằng hoặc cao hơn hai lần tần số cực đại của tín hiệu tương tự (2fmax) Điều này đảm bảo khôi phục chính xác tín hiệu gốc từ các mẫu Từ phương trình ( ) ta thấy, khi một tín hiệu tương tự liên tục theo thời gian được lất mẫu đều, phổ tín hiệu gốc F(t) được lặp lại tại các tần số là bội số nguyên của tần số lấy mẫu (F(f) trở nên tuần hoàn) Đây

là hiệu ứng cố hữu không thể tránh khỏi của lấy mẫu Hiện tượng này được thể hiện trên hình 1.2 Hình 1.2a cho thấy phổ của tín hiệu tương tự gốc F(f) Hình 1.2b cho thấy phổ của tín hiệu sau lấy mẫu Fs(f) với sử dụng tần số lấy mẫy fs=2fmax Lưu ý rằng khi này các bản sao của Fs(f) không chồng lấn lên nhau Khi tần số lấy mẫu cao hơn fmax các bản sao của F(f) xuất hiện tại Fs(f) còn cách xa nhau hơn nữa (hình 1.2c) Lấy mẫu tín hiệu băng tần hạn chế tại tần số lấy mẫu bằng hoặc lớn hơn 2fmaxđảm bảo rằng không xẩy ra chồng lấn phổ và có thể khôi phục chính xác tín hiệu tương tự gốc Hình 1.2d cho thấy chồng lấn phổ xấy ra khi tần số lấy mẫu thấp hơn 2fmax

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 6

Hình 1.2 Phổ của: (a) tín hiệu tương tự liên tục theo thời gian băng thông hạn chế,

hiệu được lấy mẫu tại fs<2f max

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 7

Định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng thông

Trong trường hợp này tín hiệu có độ rộng băng B giới hại giữa một tần số thấp nhất (f1) và một tần số cao nhất (f2) Hình 1.3 cho thấy thí dụ về các tần số lấy mẫu cần chọn để không xẩy ra chồng lấn phổ

Hình 1.3 Lựa chọn tốc độ lấy mẫu các tín hiệu băng thông phổ khác nhau

Trong trường hợp thứ nhất, băng nằm từ DC đến MHz, vì thế phải chọn tần

số lấy mẫu lớn hơn Msps ( Mêga ký hiệu trên giây) Trong trường hợp thứ hai băng nằm từ f1= , MHz đến f2=1,5MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu phải bằng 3Mbps

để tránh chồng lấn Trong trường hợp thứ ba, tín hiệu chiếm băng từ f1= MHz đến

f2=2MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu để không chồng lấn giảm xuống bằng 2Msps Trường hơp thứ tư tín hiệu chiếm băng từ , MHz đến 2,5 MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu phải bằng , MHz để tránh chồng lấn Từ các thí dụ trên ta có thể kết luận là tốc độ lấy mẫu tối thiểu (fs) là một hàm phụ thuộc vào tỷ số giữa tần số cao nhất (fmax) và tổng băng tín hiệu (B) như thấy trên hình 1.4

Ta xét trường hợp tín hiệu chiếm băng từ 6MHz đến 7MHz như trên hình 1.5 Theo định lý Shannon, tín hiệu này với băng thông MHz phải được lấy mẫu tại tốc

độ thấp nhất là Msps để có thể phục hồi lại thông tin Giả thiết là tốc độ lấy mẫu của ADC (fs) là Msps, các tần số lấy mẫu bổ sung được tạo ra tại các bội số nguyên của

fs: MHz, 6MHz, 8MHz,… Tín hiệu thực sự giữa 6MHz và 7MHz bị xuyên băng xung quanh các hài của tần số lấy mẫu: fs, 2fs, 3fs, 4fs… vì thế thuật ngữ lấy mẫu hài được sử dụng Lưu ý rằng một trong số các thành phần xuyên băng thể hiện chính xác tín hiệu gốc (có thể loại bỏ đảo tần xẩy ra đối với một nửa thành phần xuyên băng bằng phần mềm) Chẳng hạn có thể tính toán vùng băng gốc nằm giữa DC và

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 8

MHz băng cách sử dụng biến đổi Fourier nhanh (vùng này thể hiện chính xác tín hiệu gốc)

Hình 1.4 Tốc độ lấy mẫu tối thiểu là hàm của tỷ số thành phần tần số cao nhất trên

tổng độ rộng băng tín hiệu

Hình 1.5 Thí dụ về tín hiệu trung tần (IF) giữa 6MHz và 7MHz bị xuyên băng bởi

lấy mẫu tại tốc độ 2Msps

1.2.1.2 Năng lƣợng ngoài băng

Khi lấy mẫu tại 2fmax, nẩy sinh hai vấn đề: ( ) định nghĩa tín hiệu băng thông hạn chế là tín hiệu gì đối với các hệ thống thực tế và (2) lọc tương tự trước tầng ADC Về lý thuyết tín hiệu băng thông hạn chế được coi là một tín hiệu không có các thành phần tần số cao hơn một tần số nào đó Truy nhiên khi xét các tín hiệu thực tế như tín hiệu RF tại đầu vào của một máy thu vô tuyến, luôn luôn có mặt các tín hiệu với tất cả các tần số Khi luôn luôn có mặt tất cả các tần số, thì biên độ của các tần số này sẽ đóng vai trò quan trọng Nhất là, biên độ tương đối của tín hiệu không mong muốn so với tín hiệu mong muốn là nhân tố quan trọng Khi số hóa tín hiệu RF hoặc

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 9

IF tại 2fmax trong một máy thu vô tuyến, các tín hiệu không mong muốn (cao hơn ½ tần số lấy mẫu) với biên độ đủ lớn có thể tạo ra chồng lần phổ và làm méo tín hiệu mong muốn Hiện tượng này được mô tả trên hình 1.6 Hình 1.6a cho thấy phổ của tín hiệu đầu vào tương tự gồm các thành phần mong muốn và không mong nuốn Nếu tín hiệu này được lấy mẫu tại tần số gấp hai lần tần số cao nhất trong tín hiệu mong muốn fd, thì phổ nhận được của tín hiệu sau lấy mẫu Fs(f) được thể hiện trên hình 1.6b Lưu ý rằng ở đây xẩy ra chồng lấn phổ (phổ của tín hiệu không mong muốn xẩy

ra bên trong phổ của tín hiệu mong muốn)

Hình 1.6 Phổ của: a) tín hiệu tương tự gồm các thành phần mong muốn và không

Điều này gây ra méo trong tín mong muốn sau khi được cấu trúc lại Hiệu ứng này dẫn đến một câu hỏi quan trọng: “Tín hiệu xẩy ra tại tần số cao hơn fs/2 phải lớn bao nhiêu để gây ra méo tín hiệu mong muốn do chồng lấn phổ vượt trội méo phi tuyến ADC?” Méo phi tuyến trong ADC gây ra các đáp ứng giả tại phổ đầu ra ADC

Có thể nói méo do chồng lấn phổ trội hơn hẳn méo do phi tuyến của ADC khi các tín hiệu không mong muốn xuất hiện tại băng tần từ đến fs/2 do chồng lấn phổ vượt đáp ứng giả lớn nhất do phi tuyến Vì thế tín hiệu không mong muốn xuất hiện trong dải tần từ đến fs/2 do chồng lấn phổ phải có công suất thấp hơn đáp ứng giả lớn nhất của ADC Nói một cách khác, méo tín hiệu mong muốn do phi tuyến ADC sẽ vượt trội méo do chồng lần phổ, nếu các tín hiệu có tần số cao hơn fs/ có công suất thấp hơn đáp ứng giả lớn nhất của ADC Đây có thể là một yêu cầu khá khắt khe Phụ thuộc vào các hệ thống vô tuyến cụ thể có thể giảm nhẹ yêu cầu này Để xác định

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 10

cách „giảm nhẹ‟, cần đặt ra các câu hỏi sau: “Có thể cho phép méo tín hiệu mong muốn đến mức độ nào”, “Băng thông và nội dung tần số của cả hai tín hiệu mong muốn trong dải tần từ đến fs/ và các tín hiệu không mong muốn nằm trên băng tần

từ đến fs/ có ảnh hưởng lên méo tín hiệu mong muốn hay không” Để trả lời các câu hỏi này cần xem xét chi tiết các hệ thống bộ tuyến đặc thù như: kiểu nguồn tin (thoại, video,…), băng thông tín hiệu mong muốn, các kỹ thuật điều chế và giải điều chế, các đặc tính của ín hiệu không mong muốn (băng thông, công suất và kiểu tín hiệu) và tiêu chuẩn hiệu năng được sử dụng để đánh giá chất lượng thu tín hiệu không mong muốn Mô phỏng hệ thống là công cụ tốt để trả lời các câu hỏi nêu trên cho các hệ thống vô tuyến đặc thù và các môi trường công tác

1.2.1.3 Các bộ lọc chống xuyên băng khả thi

Lọc tương tự trước tầng ADC liên quan chặt chẽ đến định nghĩa giới hạn băng thông Trong khi định nghĩa giới hạn băng thông liên quan đến nội dung của các tín hiệu có thể xuất hiện, thì lọc tương tự trước ADC thể hiện quá trình xử lý tín hiệu trong đó có thể làm suy giảm các tần số nào đó Cần biết cả các tín hiệu có thể xuất hiện trước lọc và đại lượng suy giảm tín hiệu mà bộ lọc gây ra đối với các tần số khác nhau Biết được cả hai điều này, ta có thể xác định phổ thực sự của tín hiệu cần số hóa Lấy mẫu tại tần số gấp đôi tần số tín hiệu mong muốn cực đại đặt ra một yêu cầu lớn và thường không thực tế đối với bộ lọc được sử dụng trước số hóa (bộ lọc chống xuyên băng) Lý tưởng, bộ lọc chống xuyên băng trước ADC cần cho phép tất cả các tần số mong muốn đến một tần số cắt nào đó và cung cấp suy hao vô tận đối với tất

cả các tần số cao hơn tần số cắt Khi này lấy mẫu tại fs=2fmax sẽ cao hơn hai lần tần số cắt và không xẩy ra chồng lấn phổ Tiếc rằng trong thực tế các bộ lọc khả thi không thể có đáp ứng dạng “viên gạch” Suy hao của các bộ lọc thực tế tăng dần từ tần số cắt đến băng chặn (stopband) Chuyển đổi từ băng thông đến băng chặn càng dốc và suy hao trong băng chặn càng lớn thì tín hiệu được lấy mẫu càng ít bị méo do chồng lấn băng Một cách tổng quát, để đạt được các chuyển đổi dốc hơn và suy hao trong băng chặn lớn hơn cần có các bộ lọc phức tạp hơn Vì thế đòi hỏi các bộ lọc phức tạp hơn để giảm méo trong tín hiệu được lấy mẫu đối với một tốc độ lấy mẫu cho trước Các hạn chế đối với việc thực hiện các bộ lọc tương tự làm cho việc thực hiện các bộ lọc độ dốc cao bậc cao khó khăn Ngoài ra khi độ dốc tăng, đáp ứng pha trở nên không tuyến tính hơn Điều này tạo ra méo tín hiệu thu mong muốn vì các tần số khác nhau trong tín hiệu sẽ bị trễ thời gian khác nhau

1.2.1.4 Lấy mẫu trên tần

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 11

Tốc độ lấy mẫu cao hơn fmax được gọi là lấy mẫu trên tần (Oversampling) Một trong các lợi ích của lấy mẫu trên tần là các bản sao của F(t) xuất hiện trong

Fs(f) trở nên cách xa nhau hơn khi tần số lấy mẫu tăng cao hơn fmax Đối với tín hiệu tương tự có một nội dung tần số cho trước và một bộ lọc chống xuyên băng cho trước

có tần số cắt fc, lấy mẫu tại hai lần tần số cắt gây ra một lượng méo nào đó do chồng lấn phổ Khi lấy mẫu tại tần số cao hơn, có thể sử dụng bộ lọc chống xuyên băng đơn giản hơn với chuyển đổi từ từ hơn từ băng thông đến băng chặn và suy hao băng chặn thấp hơn mà không tăng méo do chồng lấn phổ Vì thế lấy mẫu trên tần có thể giảm thiểu các yêu cầu đối với bộ lọc chống xuyên băng Tất nhiên cần cân nhắc rằng khi này cần các bộ lọc nhanh hơn để số hóa các tín hiệu tần số khá thấp

1.2.1.5 Lấy mẫu vuông góc

Trong lấy mẫu vuông góc tín hiệu được chia thanh hai tín hiệu Một trong số các tín hiệu này được nhân với cos để biến đổi hạ tần xuống tần số trung tâm không

và tạo nên thành phần đồng pha của tín hiệu gốc Tín hiệu còn lại nhân với cos dịch pha 900 để biến đổi hạ tần xuống tần số trung tâm không và tạo nên thành phần pha vuông góc của tín hiệu gốc Mỗi thành phần này chỉ chiếm một nửa băng thông của tín gốc và có thể được lấy mẫu tại một nửa tần số lấy mẫu yêu cầu đối với tín hiệu gốc Vì thế lấy mẫu vuông góc giảm tần số lấy mẫu yêu cầu một thừa số bằng hai với trả giá phải sử dụng hai bộ ADC thay vì một

1.2.1.6 Lấy mẫu băng thông cho biến đổi hạ tần trực tiếp

Lấy mẫu tại các tốc độ thấp hơn fmax vẫn có thể cho phép khôi phục lại nội dung thông tin của tín hiệu mong muốn, nếu tín hiệu là tín hiệu băng thông Tín hiệu băng thông lý tưởng là tín hiệu không có thành phần tần số thấp hơn một tần số nào

đó fL và cao hơn một tần số nào đó fH Đối với tín hiệu băng thông, yêu cầu tần số lấy mẫu tối thiểu cho phép khôi phục chính xác là tần số phải ít nhất bằng hai lần băng thông fH-fL của tín hiệu này Lấy mẫu tại tốc độ bằng hai lần băng thông của một tín hiệu được gọi là tốc độ lấy mẫy Nyquist Khi tín hiệu là một tín hiệu băng gốc (một tín có nội dung tần số từ DC đến fmax) tốc độ lấy mẫu Nyquist là fmax Tuy nhiên đối với các tín hiệu băng thông, tần số lấy mẫu Nyquist là (fH-fL) Để đảm bảo không xẩy ra chồng lấn phổ khi các tốc độ lấy mẫu nằm giữa hai lần băng thông của tín hiệu băng thông và hai lần tần số cao nhất trong băng thông, tần số lấy mẫu fs phải thỏa mãn điều kiện:

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 12

Về lý thyết, lấy mẫu băng thông cho phép các tốc độ lấy mẫu thấp hơn nhiều so với các tốc độ lấy mẫu yêu cầu bằng cách lấy mẫu tại hai hay nhiều lần hơn nội dung tần

số cao nhất của tín hiệu băng thông Nghĩa là các ADC với các tốc độ lấy mẫu chậm hơn (vì thế hiệu năng cao hơn, tiêu thu công suất thấp hơn hay giá thành thấp hơn) có thể được sử dụng Hạn chế quan trọng trong thực tế khi sử dụng lấy mẫu băng thông

là ADC vẫn phải có thể hoạt động tại thành phần tần số cao nhất trong tín hiệu Đặc

tả này thường được đưa ra như là băng thông đầu vào đối với bộ ADC Các ADC thông thường được thiết kế tại các tín hiệu có các tần số cực đại cao nhất có thể đạt đến một nửa tần số lấy mẫu Nói một cách khác, các ADC thông thường thường không phù hợp cho các ứng dụng lấy mẫu băng thông trong đó các tần số đầu vào cực đại lớn hơn tốc độ lấy mẫu Ngoài ra đối với các ADC thông thường, nhiều nhà sản xuất đảm bảo đặc tả chỉ tại các tần số khá thấp: một nửa tốc độ lấy mẫu Nói chung hiệu năng của các ADC thường giảm cấp khi tăng tần số đầu vào Vì thế khi

sử dụng ADC cho các tần số nằm gần ½ tốc độ lấy mẫu hay cho các ứng dụng lấy mẫu băng thông, các đặc tả của bộ biến đổi phải được xác định và phải được xem xét cẩn thận tại các tần số đầu vào mong muốn Ngoài ra, khi lấy mẫu băng thông, cần có các yêu cầu chặt chẽ đối với các bộ lọc băng thông (độ dốc cao hơn) để tránh méo tín hiệu mong muốn do các tín hiệu kênh lân cận mạnh

1.2.1.7 Các hiệu ứng tạp âm lƣợng tử, méo và tạp âm máy thu

Phần này sẽ xét quan hệ giữa tạp âm lượng tử, méo hài và tạp âm máy thu Các bộ ADC phù hợp nhất cho xử lý RF và IF sử dụng lượng tử đồng đều Trong

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 13

lượng tử đồng đều, hiệu số điện áp giữa các mức đều như nhau Trong lượng tử đồng đều, không thể trình bày tín hiệu tương tự một cách chính xác chỉ bằng một số lượng hữu hạn các mức biên độ Vì thế, một lượng lỗi nhất định sẽ xẩy ra trong tín hiệu sau lượng tử Tín hiệu i lỗi là hiệu số giữa tín hiệu tương tự và tín hiệu được lượng tử Về mặt thống kê, tín hiệu lỗi được giả thiết là phân bố đồng đều trong một mức lượng tử Với giả thiết này, công suất lượng tử trung bình bình phương Pqn được xác định như sau:

2

12

qn

q P

Méo hài xầy ra trong quá trình lấy mẫu này là hoàn toàn không mong muốn trong các ứng dụng máy thu vô tuyến Nó trở nên khó khăn nếu ta không thể phân biệt các hài do lượng tử gây ra và các thành phần nhiễu giả và các hài của chính tín hiệu đầu vào

Dithering là phương pháp ngẫu nhiên hóa tạp âm lượng tử bằng cách cộng một tín hiệu tạp âm bổ sung vào tín hiệu đầu vào bộ ADC Một số kiểu kỹ thuật được sử dụng cho dithering Kỹ thuật cơ sở nhất là cộng một tạp âm nhiệt băng rộng vào đầu vào ADC Điều này được thực hiện bằng cách cộng đầu ra của đi-ốt tạp âm với tín hiệu đầu vào ADC trước khi số hóa Cũng có thể đạt được điều này chỉ đơn giản bằng cách đặt trước ADC một bộ khuếch đai và cung cấp khuếch đại đủ để kích hoạt tạp âm máy thu đến một mức mà ở đó giảm thiểu các đáp ứng nhiễu giả của ADC Các kỹ thuật này giảm các đáp ứng nhiễu giả bằng cách ngẫu nhiên hóa tạp âm lượng

tử Nói một cách khác, đối với các tín hiệu đầu vào tuần hoàn thường gây ra hài trong đầu ra ADC, việc công thêm một tín hiệu dithering sẽ trải rộng năng lượng các thành phần hài vào tạp âm ngẫu nhiên, và nhờ vậy giảm biên độ các thành phần nhiễu giả

Nhược điểm của cộng tạp âm băng rộng vào đầu vào ADC là tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) bị giảm Lượng giảm này phụ thuộc vào lượng tạp âm được cộng vào đầu vào ADC Cộng công suất tạp âm vào công suất tạp âm lượng tử giảm tỷ số SNR khoảng dB Có hai kỹ thuật thường được sử dụng để tránh giảm SNR khi

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 14

dithering Kỹ thuật thứ nhất lọc bỏ tạp âm từ nguồn tạp âm băng rộng trước khi cộng tạp âm vào đầu vào ADC Quá trình lọc giới hạn công suất tạp âm chỉ nằm dải tần số nằm ngoài băng thông máy thu Vì thế trong băng thông máy thu, SNR không bị giảm

Kỹ thuật thứ hai được sử dụng để tránh giảm cấp SNR được gọi là dithering trừ (hình 1.7) Bộ tạo mã tạp âm giả ngẫu nhiên (PN - Pseudorandom Noise) để tạo ra tín hiệu dithering Đầu ra số của bộ tạo mã PN được chuyển đổi vào tín hiệu tạp âm tương tự bằng cách sử dụng bộ biến đổi số vào tương tự (DAC) Tín hiệu tạp âm này được cộng với tín hiệu vào ADC Sau đó tín hiệu số đầu ra bộ tạo mã PN sẽ trừ đi tín hiệu ra bộ ADC, và SNR của ADC được bảo toàn

Hình 1.7 Sơ đồ của dithering trừ

Các phần tử trong các máy thu vô tuyến thường có trở kháng vào và ra là

Ôm Trở kháng vào ADC thương cao hơn Ôm và không được đặc tả rõ Vì thế khi kết nối phần tử RF với ADC cần xét đến sự mất phối kháng này Cách phối kháng đơn giản nhất là đặt một tải điện trở ÔM tại đầu vào ADC Vì thế trở kháng vào ACD gần bằng Ôm Khi này có thể tính công suất tạp âm lương tử Giả thiết trở kháng vào ADC R= Ω, nấc lượng tử q=9,77mv, công suất tạp âm lượng tử sẽ bằng

- 8dBm Đối với máy thu bị giới hạn bởi tạp âm, công suất tạp âm máy thu Prn tính theo dBm có thể được tính bằng tổng tạp âm nhiệt trong băng thông cho trước (B) cộng với hệ số số tạp âm (NF) như sau:

Prn = -174dBm + 10lgB[dBHz] + NF[dB] (1.5) Đối với máy thu có băng thông B= MHz và hệ số tạp âm NF=6dB, công suất tạp âm máy thu là -98dBm Vì thể cần khuếch đại 6 dB để kích hoạt tạp âm máy thu đến mức tạp âm lượng tử Đối với ADC có độ phân giải cao hơn (nấc lượng

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 15

tử nhỏ hơn), chỉ cần khuếch đại thấp hơn Ngoài ra băng thông máy thu càng cao và

hệ số tạp âm càng lớn thì chỉ cần khuếch đại thấp hơn Tuy nhiên đối với hầu hết các kết hợp máy thu và ADC thực tế, cần có bộ khuếch đại với tự động điều chỉnh khuếch đại trước ADC Điều khiển khuếch đại tự động được thiết kế sao cho tạp âm máy thu gần bằng công suất tạp âm lượng tử đối với các tín hiệu mức thấp và công suất tín hiệu vào không vượt quá FSR (Full Scale Range: dải toàn thang: là hiệu số giữa điện áp vào cực đại và điện áp vào cực tiểu của ADC)

1.2.2 Một vài thông số quan trọng

1.2.2.1 Tỷ số tín hiệu trên tạp âm lý thuyết

Đối với các ứng dụng máy thu trong đó biên độ của tín hiệu mong muốn rơi vào FSR và băng thông của tín hiệu mong muốn bằng fs/2, tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) của ADC là một thông số hữu ích Nói chung SNR cực đại lý thuyết được coi

là bằng 6B (dB) trong đó B là số bít của phân giải ADC Biểu thức chính xác hơn cho SNR lý thuyết có thể được rút ra từ một số giả thiết về tạp âm và tín hiệu đầu vào Trước tiên, ta giả thiết là chỉ có tạp âm do lỗi lượng tử Giả thiết là biên độ của tạp

âm lượng tử này là một biến ngẫu nhiên phân bố đều trên một bước lượng từ Ta cũng giả thiết là đầu vào dạng sin có biên độ bằng FSR của ADC Khi này SNR cực đại được xác định như sau:

âm lượng tử rơi vào băng từ đến fs/2 Hình 1.8 cho thấy hiện tượng này, Vì thế lấy mẫu trên tần sẽ tăng SNR cực đại Vì thế đôi khi lấy mẫu trên tần được sử dụng để đạt được SNR cực đại cao hơn Chẳng hạn một ADC 8 bit với tốc độ lấy mẫu 20 samples/s (20 mẫu trên giây) có thể cho SNR cực đại bằng 68 dB thay vì 8 dB đối với các tín hiệu có băng thông kHz, nếu sử dụng lọc số phù hợp để khôi phục tín hiệu 100 kHz

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 16

Hình 1.8 Trải phổ công suất tạp âm lượng tử do lấy mẫu trên tần

1.2.2.2 Thông số thực tế

Trong các ADC thực tế, SNR có thể được xác định bằng cách đo lỗi dư Lỗi

dư là kết hợp của tạp âm lượng tử, tạp âm ngẫu nhiên và méo phi tuyến (nghĩa là tất

cả các thành phần không mong muốn của tín hiệu đầu ra ADC) Lỗi dư của ADC được xác định bằng cách sử dụng một đầu vào dạng sin cho ADC, sau đó lấy đầu ra ADC trừ đi ước tính tín hiệu đầu vào, tín hiệu còn lại là lỗi dư Sau đó tính công suất bình phương trung bình của lỗi dư SNR tìm được bằng cách chia công suất bình phương trung bình của tín hiệu đầu vào cho công suất trung bình bình phương của lỗi

SFDR (Spurious Free Dymamic Range: dải động không có nhiễu giả) là một thông số hữu ích để đặc tả các ADC Để định nghĩa SFDR ta giả thiết đầu vào ADC

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 17

là một tone hàm sin SFDR được thực hiện bằng cách lấy FFT (Fast Fourier Transforrm: biến đổi Fourier nhanh) đầu ra của ADC Sau biến đổi phổ đầu ra ADC được thể hiện ở dạng công suất đầu ra dB phụ thuộc tần số Khi này SFDR sẽ là hiệu

số giữa tín hiệu đầu vào hàm sin và công suất đỉnh của tín hiệu nhiễu giả lớn nhất trong phổ đầu ra của ADC Hình 1.9 cho thấy thí dụ xác định SFDR từ phổ đầu ra ADC Trong phổ đầu ra của ADC được lý tưởng hóa này, tín hiệu đầu vào là một hàm sin MHz Các đáp ứng nhiễu giả được thể hiện trên hình vẽ và SFDR bằng 50dB

Hình 1.9 Thí dụ tính SFDR theo phổ đầu ra của ADC

Thông số SFDR hữu ích cho các ứng dụng khi băng thông của tín hiệu mong muốn nhỏ hơn fs/ Trong trường hợp này, một băng rộng các tần số được số hóa dẫn đến một tỷ số SNR cho trước Tín hiệu mong muốn được bộ lọc băng thông số băng hẹp lọc ra từ toàn bộ băng tần nói trên SNR được cải thiện bằng quá trình lọc số vì công suất của lỗi dư giảm do lọc Tuy nhiên thành phần nhiễu giả vẫn có thể rơi vào băng thông của bộ lọc số và vì thế càn có đặc tả SFDR cho ADC

1.2.3 Các phương pháp biến đổi ADC

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 18

Biến đổi tương tự sang số đòi hỏi sự phức tạp cao hơn so với chuyển đổi số sang tín hiệu tương tự Dưới đây ta sẽ xét một số kỹ thuật biến đổi ADC phổ biến nhất

1.2.3.1 ADC đếm (Counter ADC)

ADC đếm sử dụng một xung clock, một bộ đếm, một bộ DAC (bộ chuyển đổi

số sang tương tự) và một bộ so sánh điện áp Tín hiệu start bên ngoài sẽ thiết đặt lại (reset) bộ đếm và kích hoạt mạch “sample and hold” - mạch lấy mẫu và giữ (tầng đầu trong bộ ADC) Đầu ra bộ DAC tăng mỗi lần một mức lượng tử bằng cách sử dụng

bộ đếm cho đến khi đầu ra đạt được biên độ tín hiệu tương tự tại một thời điểm cho trước Khi đầu ra DAC giống với điện áp đầu vào (Vin), xung clock sẽ dừng và ta thu được tín hiệu số ở Dout

Hình 1.10 Sơ đồ bộ ADC đếm

1.2.3.2 ADC bám (Tracking ADC)

Nhược điểm chủ yếu của phương pháp dùng ADC đếm là tốc độ biến đổi khá thấp Để cải thiện ADC đếm, ADC bám được sử dụng Kiểu biến đổi này giống như ADC đếm ngoại trừ là bộ đếm tăng giảm được sử dụng thay cho bộ đếm thông thường Trong ADC này, đầu ra của DAC bên trong được so sánh với tín hiệu vào tương tự Nếu biên độ của tín hiệu vào tương tự lớn hơn đầu ra của DAC, bộ đếm đếm tăng, nếu thấp hơn bộ đếm đếm giảm

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 19

Hình 1.11 Sơ đồ ADC bám

ADC bám nhanh hơn nhiều so với ADC đếm khi chỉ có các thay đổi nhỏ của biên độ tín hiệu vào Đối với các thay đổi biên độ vào lớn, kiểu ADC này khá chậm

1.2.3.3 ADC xấp xỉ hóa liên tiếp (Successive Approximation ADC)

Phương pháp chuyển đổi xấp xỉ liên tiếp là phương pháp phổ biến nhất cho các kiểu ADC do tính năng tốc độ, độ chính xác và tính dễ thiết kế của nó Nó hoạt động nhờ việc so sánh điện thế được sinh ra với điện thế nối vào Cấu tạo của nó gồm một mạch dãy và một mạch chuyển đổi số-tương tự DAC, một đồng hồ xung nhịp và

một thanh ghi xấp xỉ liên tiếp SAR (Successive Approximation Register)

Hình 1.12 Sơ đồ ADC xấp xỉ hóa liên tiếp

ADC xấp xỉ hóa liên tiếp thuộc loại ADC phản hồi (giống ADC đếm và ADC bám) Thanh ghi trong ADC này được sử dụng để thiết lập bit có nghĩa nhất (MSB: Most Significant Bit) trong DAC bằng Đầu ra của ADC được so sánh với biên độ

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 20

tương tự vào Nếu đẩu DAC lớn hơn đầu vào tương tự, MSB của DAC bị xoá, ngược lại nó giữ nguyên bằng Bit có nghĩa tiếp theo của DAC được đặt bằng và đầu ra của DAC lại được so sánh với biên độ đầu vào tương tự Nếu đầu ra DAC lớn hơn đầu vào tương tự bit này lại bị xóa Quá trình này tiếp diễn cho đến khi đạt được tất

cả B bit của DAC Đầu vào DAC cung cấp đầu ra cho ADC

1.2.3.4 ADC nhanh (Flash ADC)

ADC nhanh hay ADC chớp được sử cho các ứng dụng đòi hỏi số hóa nhanh nhất Hiện nay, tốc độ lấy mẫu vào khoảng 500-1000 Msamples/s (Mega mẫu trên giây) đối với ADC 8 bit, và tất cả ADC này đều là flash ADC Kiểu bộ biến đổi này

sử dụng đồng thời một tập 2B- các bộ so sánh điện áp, trong đó B là số bit của ADC Tín hiệu tương tự được đưa vào một đầu vào của tất cả các bộ so sánh điện áp, còn đầu vào thứ hai của mỗi bộ so sánh là điện áp tham chuẩn tương ứng với từng mức của 2B-1 mức lượng tử Các điện áp tham chuẩn này thường được tạo ra bởi một mạng chia áp Tất cả các bộ so sánh có mức điệm áp tham chuẩn thấp hơn tín hiệu đầu vào tương tự tạo ra đầu ra mức logic Các bộ so sánh còn lại (có các điện áp tham chuẩn bằng hoặc cao hơn tín hiệu tương tự đầu vào) tạo ra đầu ra mức logic không Các đầu ra của bộ so sánh sau đó được kết hợp trong một mạch giải mã nhanh

để tạo ra từ đầu ra số của ADC Vì thế biến đổi chỉ mất hai bước (so sánh điện áp và giải mã), dẫn đến đây là kỹ thuật ADC nhanh nhất trong số các kỹ thật phổ biến hiện

có

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 21

Hình 1.13 Sơ đồ Flash ADC

Hạn chế chính của kỹ thuật này là số lượng các bộ so sánh cần thiết thực hiện lớn Đối với flash ADC B bit, cần 2B- bô so sánh, như vây: ADC 8 bit cần 255 bộ so sánh, 9 bit cần 511 bộ so sánh Tuyến tính cũng là một vấn đề trong Flash ADC

1.2.3.5 ADC phân dải con (Subranging ADC)

Một trong số các kỹ thuật được sử dụng cho ADC tốc độ cao là kết hợp hai ADC B bit (thường là flash ADC) để tạo ra một ADC có độ phân giải 2B bit Chẳng hạn hai bộ biến đổi bit có thể được kết hợp để tạo ra một bộ biến đổi 8 bit Trong

kỹ thuật này, ADC bit thứ nhất số hóa đầu vào tương tự Sau đó đầu ra của ADC này được biến đổi ngựơc vào tín hiệu tương tự bằng bộ DAC Sau đó tín hiệu này được trừ với tín hiệu đầu vào tương tự để tạo ra tín hiệu hiệu số Tín hiệu hiệu số được khuếch đại, được số hóa bằng cách sử dụng bộ ADC 4 bit thứ hai Hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại được thiết lập để đảm bảo toàn thang tín hiệu đầu vào bộ ADC thứ hai Sau đó đầu ra của cả hai bộ ADC bốn bit được kết hợp bằng cách sử dụng

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 22

mạch logic hiệu chỉnh lỗi số để tạo ra đầu ra 8 bit thể hiện tín hiệu vào tương tự Kiểu ADC này được gọi là ADC phân dải con (Subranging) hai tầng

Hình 1.14 Sơ đồ Flash ADC phân giải con

ADC phân dải con rất phổ biến vì chúng có thể đạt được tốc độ cao cùng với

độ phân giải cao Chúng đòi hỏi so sánh ít hơn so với flash ADC có cùng độ phân giải Cấu trúc bên trong ADC phân dải con có thể là flash ADC hoặc kiểu ADC khác

1.2.3.6 ADC khuếch đại độ lớn (MA - Magnitude Amplifier ADC)

ADC khuếch đại độ lớn nối tầng là dạng phát triển của ADC phân dải con, nó cho tốc độ cao và giảm đáng kể bộ so sánh

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 23

Hình 1.15 Hoạt động của MA ADC nối tầng

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 24

MA thứ nhất so sánh tín hiệu đầu vào với mức điện áp Vs/ trong đó Vs là điện

áp toàn thang của ADC Nếu tín hiệu đầu vào cao hơn Vs/2, bit thể hiện MA này bằng 1 Nếu đầu vào thấp hơn Vs/2, bit thể hiện MA này bằng Vì thế MA thứ nhất chia điện áp toàn thang thành hai vùng và bit thể hiện MA này được thiết lập theo vùng mà điện áp đầu vào rơi vào

MA tiếp theo (thứ hai) sử dụng đầu ra của MA thứ nhất làm đầu vào của mình Như thấy trên hình vẽ, MA thứ hai chia từng vùng trong hai vùng theo quy định của

MA thứ nhất thành hai vùng bổ sung Nếu điện áp vào MA thứ nhất nằm trong khoảng Vs đến Vs/ , thì MA thứ hai sẽ xác định tín hiệu vào nằm giữa Vs và Vs/ hay giữa 3Vs/ và Vs/2 Bit thể hiện MA này khi này được đặt vào hay tùy thuộc

và tín hiệu đầu vào rơi vào vùng trên hay vùng dưới Đối với điện áp của MA thứ nhất nằm trong khoàng từ đến Vs/2, MA thứ hai lại chia thành hai vùng: vùng thứ nhất nằm trong khoảng từ Vs/ đến Vs/ và vùng thứ hai nằm trong khoảng từ đến

Vs/4 Bit thể hiện MA thứ hai sẽ được đặt bằng 1 nếu điện áp đầu vào rơi vào vùng thứ nhất, trái lại nếu điện áp đầu vào rơi vào vùng thứ hai thì bit này sẽ bằng 0 Kết quả đầu ra ta được mã GRAY thể hiện mức điện áp đầu vào (trong mã GRAY thay đổi một mức lượng tử chỉ dẫn đến thay đổi một bit) Do thời gian hưởng ứng của từng MA rất nhỏ nên MA ADC nối tầng có tốc độ rất cao

1.2.3.7 ADC tích phân (Integrating ADC)

Hình 1.16 Sơ đồ ADC tích phân cơ bản

Các ADC tích phân cơ bản bao gồm một bộ tích phân (integrator), một switch

để lựa chọn giữa hai loại điện áp vào Vin và điện áp tham chiếu Vref, một bộ đếm, một

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 25

bộ so sánh và một bộ điều khiển Chúng chuyển đổi biên độ tín hiệu đầu vào tương tự vào một khoảng thời gian, sau đó đánh giá

Mặc dù các kiểu ADC này tuyến tính cao và loại bỏ tạp âm đầu vào tốt, nhưng nhược điểm của chúng là tốc độ khá chậm

1.2.3.8 Bộ biến đổi A/D ∑∆

Một kiểu ADC khá mới là bộ biến đổi ∑∆ Bộ biến đổi ∑∆ bậc một là bộ biến đổi ∑∆ cơ bản (hình 1.17) ADC này gổm một bộ điều chế ∑∆, một bộ lọc số và một decimator (giảm bớt Để hiểu được hoạt động của bộ biến đổi này, ta cần hiểu được quá trình lấy mẫu trên tần (Oversampling), tạo dạng tạp âm, lọc số và decimation (giảm tốc)

Hình 1.17 ∑∆ ADC bậc một

Hoạt động của bộ biến đổi ∑∆ dựa trên hiệu ứng lấy mẫu trên tần Các bộ biến đổi ∑∆ sử dụng một bộ lượng tử phân giải thấp (thường là bộ lượng tử bit) và lấy mẫu tại tốc độ lớn hơn nhiều so với 2fmax Như đã xét ở trên, lấy mẫu tại tốc độ nhanh hơn fmax đảm bảo cải thiện SNR của ADC Lý do vì tạp âm lượng từ có giá trị cố đinh sẽ được trải rộng trên một băng thông lớn hơn do fs tăng cao hơn fmax Cải thiện SNR nhờ lấy mẫu trên tần dẫn làm cho bộ lượng tử phân giải thấp tỏ ra có độ phân giải cao hơn Độ phân giải biểu kiến cao hơn này có thể được định lượng bằng ENOB:

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 26

Phương trình trên cho thấy SNR phải tăng vào khoảng 6dB để tăng ENOD một bit Phương trình (1.6) cho thấy để tăng SNR thêm 6dB, tốc độ lấy mẫu fs phải tăng lên bốn lần so với 2fmax Cứ mỗi lần tăng tiếp theo 6dB cho SNR đòi hỏi tăng tốc

độ lấy mẫu bốn lần

Từ (1.5) và ( 6) ta thấy để đạt được một ENOD bằng 12 bit với sử dụng bộ lượng tử 1bit, cần tốc độ lấy mẫu nhanh hơn triệu lần so với 2fmax Rõ ràng rằng điều này không thực tế và các bộ ∑∆ phải sử dụng kỹ thuật khác bổ sung cho lấy mẫu trên tần

Phần tử then chốt khác trong các bộ biến đổi ∑∆ là bộ tích phân đặt ngay trước bộ ượng tử 1 bit Bộ tích phân này hoạt động như một bộ lọc thông thấp đối với các tín hiệu mong muốn xầy ra tai các tần số f ≤ fmax và như một bộ lọc thông cao đối với tạp âm lượng tử trong ADC Điều này sẽ tạo dạng tạp âm lượng tử (thường có dạng bằng phẳng trên toàn bộ băng từ đến fs/2), sao cho chỉ một phần nhỏ tạp âm này xẩy ra trong băng tín hiệu mong muốn (từ đến fmax) Hầu hết tạp âm lượng tử bị dịch đến các tần số cao hơn fmax Quá trình này được gọi là tạo dạng tạp âm và được thể hiện trên hình 1.18 Kết quả của tạo dạng tạp âm là có thể đạt được độ phân dải biểu kiến mong muốn (ENOD) bằng lấy mẫu trên tần thấp hơn so với được tính từ các phương trình ( ) và ( 6)

SVTH: Nguyễn Quang Huy – D08VT1 Trang 27

Hình 1.18 Tạo dạng tạp âm trong các ∑∆ ADC

Để tính được hiệu quả của bộ tích phân lên tạp âm lượng tử trong bộ biến đổi

∑∆, ta xét mô hình đã được tuyến tính hóa của phần điều chế ∑∆ Sơ đồ của mô hình này được thể hiện trên hình 1.19 Bộ lượng tử được mô hình như là một bộ khuếch đại với hệ số khuếch đại bằng có bổ sung thêm tạp âm lượng tử Xét mô hình này trong miền tần số, ta được đầu ra bộ điều chế ∑∆ Y(s) như sau:

1( ) [ ( ) ( )]

Trong đó X(s) là tín hiệu đầu vào, H(s)= /s là hàm truyền đạt của bộ tích phân

và Q là tạp âm lượng tử Ta có thể viết lại phương trình ( 6) như sau: