Kiến Trúc Máy Thu Vô Tuyến và Hiệu Năng

Đề tài “Kiến Trúc Máy Thu Vô Tuyến và Hiệu Năng” có nội dung chính bao gồm 3 chương: Chương I Kiến Trúc Máy Thu Vô Tuyến Chương II Hiệu Năng Máy Thu Vô Tuyến Chương III Các Phần Tử Quan Trọng Máy Thu Vô Tuyến và chương cuối cùng là kết luận tổng hợp nội dung của toàn bộ đồ án.

LỜI CẢM ƠN

Đầu tiên em xin chân thành cảm ơn thầy giáo TS Nguyễn Phạm Anh Dũng, người

trực tiếp hướng dẫn, chỉ bảo em trong suốt quá trình làm đồ án

Em cũng muốn nói lời cảm ơn đến ban lãnh đạo và tất cả các thầy cô giáo tại Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông, những người đã ân cần chỉ bảo, dạy dỗ chúng em

trong suốt hơn bốn năm học qua

Cuối cùng, em xin gửi lời cảm ơn đến bố mẹ, người thân, và bạn bè, những người đãluôn bên cạnh, ủng hộ em trong quá trình học tập để có được như ngày hôm nay

Em xin chân thành cảm ơn!

Hà Nội, tháng 12 năm 2012

Nguyễn Trọng Tiến

MỤC LỤC

LỜI CẢM ƠN I MỤC LỤC II DANH MỤC HÌNH VẼ V DANH MỤC BẢNG VIII THUẬT NGỮ VIẾT TẮT IX

LỜI NÓI ĐẦU 1

CHƯƠNG 1: KIẾN TRÚC MÁY THU VÔ TUYẾN 2

1.1 Super heterodyne 2

1.1.1 Lọc IF 3

1.1.2 Bộ lọc tần số ảnh 4

1.1.3 Bộ trộn đáp ứng giả 7

1.1.4 Các bộ trộn loại bỏ tần số ảnh 7

1.1.4.1 Hartley 8

1.1.4.2 Weaver 9

1.2 Máy thu Zero IF 10

1.3 Máy thu IF thấp 15

1.4 So sánh kiến trúc 20

CHƯƠNG 2: HIỆU NĂNG MÁY THU VÔ TUYẾN 24

2.1 Chọn lọc tần số trong đồ mẫu thực tế 24

2.1.1 DVB – T broadcast 24

2.1.2 Máy thu đề xuất 24

2.1.3 Hiệu năng máy thu 24

2.1.3.1 Chọn lọc kênh lân cận 8 MHz 25

2.1.3.2 Chọn lọc kênh xen kẽ 16 MHz 29

2.1.3.3 Chọn lọc dải dịch tần 80 MHz 30

2.2 Các đồ mẫu cho sự cần thiết của việc chọn lọc kênh tốt hơn 31

2.2.1 Sử dụng phổ sạch bằng Digital Switch Over (DSO) 31

2.2.2 Quảng bá trong vùng cục bộ hiệu quả kế cận với các mạng SFN 32

2.2.3 Sử dụng của các mạng TDD 32

2.3 Các yếu tố ảnh hưởng tới yêu cầu chọn lọc vô tuyến 33

2.3.1 Yêu cầu chọn lọc với các mức nhiễu cao 35

2.3.2 Yêu cầu chọn lọc với tín hiệu mong muốn yếu 35

2.4 Các yêu cầu với máy thu để chọn lọc tốt 36

2.4.1 Bộ lọc kênh thu 36

2.4.2 Độ tuyến tính máy thu 37

2.4.3 Đáp ứng giả 40

2.4.4 Lấy mẫu và chuyển đổi tương tự sang số 41

2.4.4.1 Tự động điều khiển độ khuếch đại 43

2.4.4.2 Yêu cầu dải động ADC 44

2.4.4.3 ADC oversampling 45

2.4.5 Tạp âm pha và trộn tương hỗ 46

2.4.6 Độ nhạy máy thu 48

2.4.7 Dải động máy thu 49

2.4.8 Rò rỉ công suất truyền tải kênh lân cận 51

2.4.9 Tóm tắt 51

2.4.9.1 Hiệu năng máy thu điển hình 52

2.5 Các hiệu ứng nhiễu lên và bởi các dạng điều chế khác nhau 53

2.5.1 Các ảnh hưởng băng tần 54

2.5.2 Điều chế biên độ AM 54

2.5.3 Điều chế tần số FM 54

2.5.4 GMSK được sử dụng trong GSM 55

2.5.5 WCDMA 56

2.5.6 OFDM 58

2.5.6.1 DVB – T, DAB 61

2.5.6.2 LTE 62

CHƯƠNG 3: CÁC PHẦN TỬ QUAN TRỌNG MÁY THU VÔ TUYẾN 63

3.1 Bộ lọc chọn dải 63

3.1.1 Các bộ lọc SAW 63

3.1.2 Các bộ lọc BAW 66

3.1.3 Các bộ lọc LC và các bộ lọc đa tầng 67

3.1.4 Các bộ lọc diode điện dung bám vết 67

3.2 Bộ khuếch đại tạp âm nhỏ 68

3.3 Bộ trộn 69

3.3.1 Lọc loại bỏ hài 72

3.4 Các bộ dao động và tạo cầu phương 73

3.4.1 Tạo cầu phương 74

3.4.2 Các vòng khóa pha 75

3.5 Các bộ lọc IF rời 76

3.5.1 Các bộ lọc tinh thể thạch anh 76

3.5.2 Các bộ lọc IF SAW 76

3.6 Các bộ lọc chủ động và các bộ khuếch đại tích hợp 77

3.6.1 Các bộ khuếch đại 78

3.6.1.1 Bộ khuếch đại thuật toán 78

3.6.1.2 Bộ tích hợp Gm-C 79

3.6.2 Các topo mạch 81

3.6.2.1 Các bộ hồi chuyển 81

3.6.2.2 Bộ lọc biqaud 81

3.6.2.3 Tụ điện chuyển mạch 82

3.6.3 Sự hiệu chuẩn 82

3.6.3.1 Hiệu chuẩn độ lợi 83

3.6.3.2 Hiệu chuẩn tần số điểm gãy 83

3.6.3.3 Sự bù độ dịch DC 84

3.7 Bộ chuyển đổi tương tự thành số 85

3.7.1 Các kiến trúc ADC Nyquist 86

3.7.2 ADC Sigma-Delta (Σ- ∆)) 87

3.8 Decimation 89

KẾT LUẬN 91

TÀI LIỆU THAM KHẢO 92

DANH MỤC HÌNH VẼ

Hình 1.1: Kiến trúc superhet 3

Hình 1.2: Đáp ứng bộ lọc lý tưởng 3

Hình 1.3: Yêu cầu dải thông bộ lọc với một bộ lọc tần số ảnh cố định 5

Hình 1.4: Dải thông bộ lọc yêu cầu với một bộ lọc ảnh bám vết 6

Hình 1.5: Máy thu superhet với bộ lọc tần số ảnh bám vết 6

Hình 1.6: Vị trí của các tần số giả nửa IF 7

Hình 1.7: Kiến trúc loại bỏ ảnh Hartley 8

Hình 1.8: Kiến trúc loại bỏ ảnh Weaver 9

Hình 1.9: Kiến trúc loại bỏ ảnh Weaver cầu phương 10

Hình 1.10: Máy thu biến đổi trực tiếp 10

Hình 1.11: Biến đổi hạ tần tần số ảnh Zero IF với nén ảnh 11

Hình 1.12: Lọc và khuếch đại phân tán 12

Hình 1.13: Các đường rò LO 13

Hình 1.14: Biến đổi hạ tần IF thấp 16

Hình 1.15: Kiến trúc số Weaver IF thấp 16

Hình 1.16: Bộ tạo cầu phương hai giai đoạn băng rộng 17

Hình 1.17: Bộ lọc Hilbert 18

Hình 1.18: Đáp ứng lý tưởng của bộ lọc loại bỏ tần số ảnh polyphase đơn bước 18

Hình 1.19: Máy thu IF thấp với bộ lọc polyphase 19

Hình 1.20: Bộ trộn cầu phương kép 20

Hình 2.1: Máy thu đề xuất 24

Hình 2.2: Lọc tương tự 25

Hình 2.3: Dải động ADC 26

Hình 2.4: Trộn tương hỗ 26

Hình 2.5: Loe OFDM của DVB-T 27

Hình 2.6: Nhiễu trong tín hiệu thu 28

Hình 2.7: Phổ tín hiệu chịu ảnh hưởng của kênh lân cận 28

Hình 2.8: Chọn lọc kênh xen kẽ 29

Hình 2.9: Chọn lọc dải dịch tần 80 MHz 30

Hình 2.10: Tạo xuyên nhiễu lên kênh mong muốn 31

Hình 2.11: Ghép kênh DAB địa phương phát đi từ một hoặc hai tháp 32

Hình 2.12: So sánh tín hiệu đầu vào máy thu TV và di động GSM sử dụng cùng vị trí 34

Hình 2.13: Ảnh hưởng của lọc kênh 36

Hình 2.14: Phân bố của các sản phẩm xuyên điều chế bậc 2 và 3 38

Hình 2.15: Điểm chặn bậc 3 39

Hình 2.16: Các sản phẩm tần số sau hạ tần 41

Hình 2.17: Băng thông Nyquist của ADC và các tần số xuyên nhiễu 42

Hình 2.18: Băng cơ bản và subsampling 42

Hình 2.19: Vòng AGC 44

Hình 2.20: Vòng AGC kép 44

Hình 2.21: Hạ mật độ công suất tạp âm lượng tử bằng cách tăng tốc độ lấy mẫu 46

Hình 2.22: Các bộ lọc loại bỏ xuyên nhiễu với các tốc độ lấy mẫu khác nhau 46

Hình 2.23: Tạp âm pha dao động nội 47

Hình 2.24: Trộn tương hỗ 48

Hình 2.25: LNA với suy hao bậc và P1dB của VGA và hiệu năng NF cùng với tăng ích 49

Hình 2.26: Hiệu năng RX với LNA MAX2371được nối tới một máy thu vô danh 50

Hình 2.27: Các chỉ số chọn lọc với nhiễu DVB-T vào một máy thu DTT ở các mức công suất thu khác nhau 53

Hình 2.28: Băng thông méo dạng xuyên điều chế với nhiễu CW và điều chế 54

Hình 2.29: Đường bao công suất liên tục và không liên tục 55

Hình 2.30: Tín hiệu WCDMA với méo dạng bậc 3 57

Hình 2.31: Tín hiệu WCDMA với méo dạng bậc 5 58

Hình 2.32: Phổ OFDM 59

Hình 2.33: Chuỗi máy thu với giải điều chế OFDM 60

Hình 3.1: Đáp ứng bộ lọc SAW UMTS 66

Hình 3.2: Bộ trộn diode cân bằng kép 70

Hình 3.3: Tế bào Gilbert 70

Hình 3.4: Tế bào Gilbert suy biến 71

Hình 3.5: Các dao động nội polyphase loại bỏ hài bậc 3 và bậc 5 72

Hình 3.6: VCO vi sai đơn giản hóa 74

Hình 3.7: Bộ lọc RC-CR 74

Hình 3.8: Sơ đồ khối bộ dao động cầu phương 75

Hình 3.9: Tạp âm pha PLL điển hình 76

Hình 3.10: Đáp ứng tần số bộ lọc SAW IF 77

Hình 3.11: Các phương pháp tuyến tính hóa 79

Hình 3.12: Hỗ dẫn với hồi tiếp dương 80

Hình 3.13: Bộ hồi chuyển 81

Hình 3.14: Bộ lọc LC bậc thang 81

Hình 3.15: Hiệu chuẩn số 84

Hình 3.16: Bộ khuếch đại auto zero 84

Hình 3.17: Nối AC thực 85

Hình 3.18: Vòng servo 85

Hình 3.19: Định hình tạp âm bậc một 87

Hình 3.20: Tạp âm lượng tử sigma delta 88

Hình 3.21: Tạp âm lượng tử sigma delta 89

DANH MỤC BẢNG

Bảng 1.1: Các hạn chế chọn lọc của các kiến trúc máy thu 20

Bảng 2.1: Các khiếm khuyết chọn lọc máy thu 51

Bảng 3.1: So sánh topo bộ lọc SAW 65

Bảng 3.2: Hiệu năng bộ trộn tuyến tính hóa SiGe 72

THUẬT NGỮ VIẾT TẮT

Thuật ngữ

viết tắt

Events

Các thiết bị sử dụng để tổ chức sựkiện (vô tuyến)

Superhet Super heterodyne

DVB-T Digital Video Broadcasting –

Terrestrial

Quảng bá video số mặt đất

VCO Voltage controled oscilator Bộ dao động nội điều khiển điện áp

oscilator

Bộ dao động nội tinh thể điều khiểnđiện áp

ADC Analogue to digital convertor Bộ chuyển đổi tương tự sang số

semiconductor

Bán dẫn bổ sung oxit kim loại

Telecommunications System

Hệ thống thông tin di động toàn cầu

FDMA Frequency division multiple

access

Đa truy nhập phân chia theo tần số

Field Effect Transistor

Transior bán dẫn oxit kim loại hiệuứng trường

Communications

Hệ thống thông tin di động toàn cầu

ACPL Adjacent channel power leakage Rò rỉ kênh lân cận

Power

Công suất phát xạ đẳng hướng tươngđương

SQNR Signal to quantization noise ratio Tỷ số tín hiệu trên tạp âm lượng tử

GMSK Gaussian minimum shift keying Khóa dịch pha tối thiểu Gausian

Frequency-Shift Keying

Khóa dịch tần pha liên tiếp

sóng mang đơn

trực giao

ceramic

LỜI NÓI ĐẦU

Trong những năm gần đây các hệ thống vô tuyến trở nên không thể thiếu với cuộcsống hàng ngày Từ công việc, học tập cho đến giải trí, tất cả các quá trình trao đổithông tin sử dụng đến vô tuyến đều có được những sự tiện lợi và những lợi điểm màcác phương thức truyền dẫn khác không thể có được Từ các thiết bị quen thuộc như

TV, radio, điện thoại di động, máy tính cho đến các thiết bị phục vụ công việc, quân sựnhư bộ đàm, radar…tất cả chúng đều sử dụng môi trường truyền dẫn vô tuyến và các

kỹ thuật phù hợp để tiếp nhận hay trao đổi thông tin Các thiết bị vô tuyến có nhiều lợiđiểm nhưng cũng có những yếu điểm nhất định, trong quá trình sản xuất, nghiên cứu

và phát triển đã có nhiều kỹ thuật được sáng tạo hay cải tiến để khắc phục, giảm nhẹcác bất lợi này

Các thiết bị vô tuyến nhìn theo chiều thông tin đi thì có hai loại là máy phát và máythu Ở cả hai loại thiết bị này đều có những kỹ thuật và công nghệ mới áp dụng vào để

có thể tối thiểu những bất lợi do môi trường vô tuyến và cả do các tác nhân khác gây

ra Cho đến nay, đã có rất nhiều kỹ thuật công nghệ mới được áp dụng, và cả những kỹthuật đang được nghiên cứu thử nghiệm cũng cho những kết quả rất khả quan Bảnthân em rất hứng thú với lĩnh vực này, lại được thầy giáo TS Nguyễn Phạm Anh Dũnggợi ý nên em đã chọn một đề tài nghiên cứu trong lĩnh vực này làm đề tài cho đồ án tốtnghiệp

Đề tài “Kiến Trúc Máy Thu Vô Tuyến và Hiệu Năng” có nội dung chính bao gồm 3chương:

Chương I Kiến Trúc Máy Thu Vô Tuyến

Chương II Hiệu Năng Máy Thu Vô Tuyến

Chương III Các Phần Tử Quan Trọng Máy Thu Vô Tuyến

và chương cuối cùng là kết luận tổng hợp nội dung của toàn bộ đồ án

Do còn nhiều hạn chế về kiến thức cũng như kinh nghiệm nên đồ án hoàn thành khôngtránh khỏi những thiếu sót, em rất mong được sự góp ý của thầy cô và các bạn

Hà Nội, tháng 12 năm 2012

CHƯƠNG 1: KIẾN TRÚC MÁY THU VÔ TUYẾN

Chương này xem xét các kiến trúc máy thu phổ biến hiện đang được sử dụng trong cácmáy thu bắt đầu với máy thu super heterodyne, hiệu năng rất tốt cần nhiều các phần tửrời rạc như các bộ lọc, trước khi chuyển qua các kiến trúc tốt cho các hướng tiếp cậntích hợp hơn với số ít các phần tử mở rộng Các hướng tiếp cận tích hợp hơn này chophép hầu như toàn bộ máy thu được chế tạo bằng silicon, để khi sản xuất với số lượnglớn các sản phẩm sẽ có chi phí rất thấp, và hiệu năng giữa các máy thu là rất nhất quán.Giá thành thấp do chi phí vật liệu thấp, và kiểm tự lắp ráp nhanh tự động hóa cao Hướng tiếp cận này trở nên rất tốt với các ứng dụng phổ biến như di động hay quảng

bá, số lượng các sản phẩm trên toàn thế giớn lớn hơn 1 tỷ Tuy nhiên chi phí triển khairất lớn; đặc biệt khi dùng các thành phần có kích thước nhỏ, từng các mặt nạ IC có thể

có giá lên tới vài triệu đô, vì vậy cản trở hướng tiếp cận này với các ứng dụng số lượngnhỏ, như PMSE

1.1 Super heterodyne

Superhet được sử dụng trong hầu hết các loại máy thu từ khi Armstong lần đầu tiênphổ biến hướng tiếp cận này năm 1917 cho đến tận khoảng năm 2000 Ở thời điểm nàycác kiến trúc máy thu khác phù hợp hơn cho việc tích hợp hoàn toàn vào một IC, nhưZero IF trở nên phổ biến

Một giai đoạn Superhet đơn được chỉ trong hình 1.1 Bộ trộn trộn tín hiệu RF nhậnđược với tín hiệu dao động nội chuyển tín hiệu RF nhận được thành trung tần (IF) Tínhiệu LO có thể cao hơn tần số RF(LO bên cao) hoặc đổi lại thấp hơn tần số RF(LObên thấp)

Bộ lọc tần số ảnh được yêu cầu để ngăn máy thu đáp ứng lại các thành phần tần sốảnh Chọn lọc của máy thu có được bằng bộ lọc IF lọc thông dải tín hiệu mong muốn,nén công suất của các kênh lân cận lên tín hiệu mong muốn Sau bộ lọc IF tín hiệu cóthể được lấy mẫu sử dụng hướng tiếp cận subsampling Với hướng tiếp cận này bộ lọc

IF hoạt động như một bộ lọc xuyên nhiễu của ADC Bằng cách khác nó có thể đượcchuyển đổi bằng một bộ trộn thứ 2 về băng cơ bản cho lấy mẫu số hay tách tín hiệutương tự

ở cả hai phía dải thông để có thể loại bỏ kênh lân cận tốt.

Hình 1.2: Đáp ứng bộ lọc lý tưởng

Tổn thất bộ lọc trong dải thông không nghiêm trọng miễn là một lượng xấp xỉ đượckhuếch đại thêm vào trước bộ lọc mà không đưa vào quá nhiều méo Thông thườngloại bỏ kênh lân cận có thể đạt được với bộ lọc IF dải từ 30dB tới ít nhất 90dB Điểnhình, một bộ lọc tinh thể thông thường được sử dụng trọng hệ thống phân kênh PMR

12,5KHz có thể có dải thông khoảng 7,5KHz ở 21,4MHz và loại bỏ ngoài băng 90dBdải cách 8,75KHz Bộ lọc phải có dung sai tần số tốt và ổn định với nhiệt độ để nóluôn lọc đúng kênh Để đảm bảo rằng kênh mong muốn vẫn luôn được thông qua khitính hết tất cả dung sai vào, bộ lọc có thể cần được sản xuất với băng rộng hơn kênhtần số nhận Điều này sẽ làm xuống cấp loại bỏ kênh lân cận Các lỗi dung sai có thểphát sinh từ cả bộ lọc IF và độ chính xác của bộ dao động nội Khả năng loại bỏ kênhlân cận và các kênh khác của máy thu có thể bị ảnh hưởng bởi việc chuyển từ dảithông sang dải chặn nhanh thế nào của bộ lọc và chỉ số loại bỏ ngoài băng cuối cùngcủa nó.

Một số các công nghệ thụ động thường được sử dụng để thực hiện các bộ lọc IF baogồm các bộ lọc thạch anh, gốm, SAW Do các bộ lọc này có xu hướng khả dụng chomột dải của hệ thống các tần số IF chuẩn bao gồm 455KHz – AM, 10,7MHz - quảng

bá FM, 36MHz – TV Do độ ổn định và chỉ số Q cao ở tần số cao được yêu cầu, bộ lọc

IF hầu như không được tích hợp vào một IC

Giả sử các bộ khuếch đại và bộ trộn trước bộ lọc IF có đáp ứng giống với ωc+ωif và ωc

- ωif thì tất cả loại bỏ tần số ảnh cần được cung cấp bởi đáp ứng kết hợp của dải vào vàcác bộ lọc tần số ảnh Các bộ lọc này cần hoạt động trực tiếp ở tần số RF nên chỉ số Qcao được yêu cầu Bất kỳ bộ lọc nào đặt trực tiếp ở đầu vào máy thu đều sẽ trực tiếpảnh hưởng và có thể chiếm ưu thế, chỉ số tạp âm của máy thu và do đó độ chọn lọc củamáy thu để nhận các tín hiệu yếu Bộ lọc dải vào phải do đó có tổn thất nhỏ Tổn thấtchèn của bộ lọc sau LNA ít nghiêm trọng Tuy nhiên LNA phải có đủ độ tuyến tính đểkhông làm méo bất cứ tín hiệu nào qua bộ lọc dải vào

Giả sử một tần số trung tần cố định được sử dụng và máy thu được thiết kế để nhậnmột dải các tần số, bộ lọc tần số ảnh phải có đủ loại bỏ tần số ảnh Chọn lọc được yêucầu ở khoảng 40dB với DAB tới ít nhất là 70dB trong các hệ thông PMR Điều nàycần đạt được bất kể tần số bộ dao động nội được chỉnh tới đâu Một hướng tiếp cận là

sử dụng bộ lọc tần số ảnh cố định như trong 1.3 Với hướng tiếp cận này dải thông của

bộ lọc cần rộng bằng dải có thể điều chỉnh của máy thu Cùng lúc bộ lọc cần có khảnăng loại bỏ tần số ảnh khi máy thu được chỉnh tới tần số thu cao nhất Do dải điềuchỉnh của máy thu tăng, tần số nhận thấp nhất và tần số ảnh cao nhất trở nên gần nhau

hơn làm cho khó có thể đạt được loại bỏ mong muốn, thậm chí tần số mong muốn caonhất và tần số ảnh thấp nhất có thể chồng lên nhau Ở điểm này không thể thực hiệnlọc tần số ảnh bằng hướng tiếp cận này Ví dụ này sử dụng một LO bên dưới.

Hình 1.3: Yêu cầu dải thông bộ lọc với một bộ lọc tần số ảnh cố định

Các bộ lọc tần số ảnh có thể được làm từ nhiều vật liệu khác nhau, chủ yếu phụ thuộcvào tần số hoạt động và dải thông yêu cầu Ở các tần số thấp hơn các cuộn cảm và tụgốm thường được sử dụng ví dụ như các bộ lọc đi động SAW nhỏ khắc trên nhiều loạichất nền được sử dụng

Do khoảng cách từ tần số ảnh tới tần số mong muốn là 2ωif; cần thiết phải tách biệt tần

số mong muốn và tần số ảnh có thể được trợ giúp bằng cách chọn tần số cao hơn.Hướng tiếp cận này có thể được mở rộng sao cho tần số trung tần thực sự ở trên bộ lọc

RF Điều này cho phép bộ lọc tần số ảnh chỉ số Q thấp có thể được sử dụng nhưng đểthực hiện một bộ lọc kênh băng hẹp ở tần số IF cao là rất khó Thường với hướng tiếpcận này một bộ lọc IF băng rộng hơn được sử dụng ở tần số cao và một bướcheterodyne thứ hai được sử dụng để trộn tín hiệu với một tần số thấp hơn ở đó lọckênh có thể được thực hiện Với hướng tiếp cận này chú ý rằng các yêu cầu cần đượcthực hiện để đảm bảo rằng tất cả máy thu trước bộ lọc kênh tuyến tính một cách hợp lý

và rằng bất kỳ thành phần tần số ảnh nào hình thành trong bước trộn bổ sung đều đượclọc một cách hợp lý Các modem cáp cần nhận các tín hiệu trong băng rất rộng từkhoảng 108MHz đến 862MHz thường sử dụng hướng tiếp cận này

Một hướng tiếp cận khác là một bộ lọc băng rất hẹp và có thể chỉnh được dải thông.Thường phức tạp hơn nhiều để có thể xây dựng một bộ lọc điều chỉnh dải thông Tuynhiên giả thiết bộ lọc có thể theo dấu tần số thu thì một máy thu với dải dò rộng có thểđược phát triển

Hình 1.4: Dải thông bộ lọc yêu cầu với một bộ lọc ảnh bám vết

Các bộ lọc bám vết thường được thực hiện bằng cách sử dụng bộ dao động nội điềukhiển bằng điện áp (VCO) để cho phép bộ dao động có thể thay đổi được theo dải điềuchỉnh của máy thu Chúng không có dung sai riêng tốt và điện dung của chúng thayđổi theo nhiệt độ Để có thể khắc phục các dung sai này các bộ dao động LC hầu nhưluôn luôn sử dụng trong vòng khóa pha Vòng hồi tiếp khóa tần số các dao động vớimột dao động thạch anh với độ ổn định tần số cực tốt trong khoảng vài phần triệu.Trong một PLL điện áp điều khiển DC đặt vào diode điện dung liên tục được điềuchỉnh làm thay đổi điện dung của diode để tần số của bộ dao động LC luôn chính xác

Hình 1.5: Máy thu superhet với bộ lọc tần số ảnh bám vết

Hướng tiếp cận này cho phép máy thu có thể được thực hiện với một dải điều chỉnh vàhứa hẹn hiệu năng loại bỏ tần số ảnh tốt Dung sai của các phần được sử dụng trongmáy thu có thể ảnh hướng tới đáp ứng của bộ lọc tần số ảnh Trong một máy thu TVđiều này được khắc phục bằng cách điều chỉnh hình dạng cuộn cảm nhẹ bằng tay trongquá trình kiểm tra sản phẩm để điều chỉnh hệ số tự cảm của chúng Điều này có xuhướng là một hoạt động rất thủ công

1.1.3 Bộ trộn đáp ứng giả

Cũng như một đáp ứng tần số ảnh, các máy thu super heterodyne dễ bị nhiễu từ các tần

số giả khác Một đáp ứng giả bậc 2 đặc biệt phổ biến, gọi là đáp ứng giả half-IF, xuất

hiện ở tần số 2fRF-2fLO với bộ dao động nội bên dưới Một nhiễu ở fLO+1/2fIF sẽ gây rađáp ứng này, ví dụ khi:

2f(RF-1/2IF) – 2fLO = fIF = fRF - fLO

Hình 1.6: Vị trí của các tần số giả nửa IF

Một đáp ứng tương tự ở f(RF+1/2IF) với bộ LO bên trên Để bảo vệ lại đáp ứng nửa IF, cóthể sử dụng một tổ hợp của hai hướng tiếp cận giảm thiểu Đó là:

Sử dụng một bộ trộn với mức loại bỏ rất tốt ở 2fRF-2fLO Độ loại bỏ có thể được dựđoán bằng các đáp ứng trộn bậc hai

Lọc tín hiệu đầu vào trước khi trộn giảm bất kỳ tín hiệu nào ở f(RF-1/2IF) có thể gây ra tínhiệu giả tới máy thu

Để lọc đáp ứng nửa IF, bộ lọc cần có vài loại bỏ gần hơn tới dải thông của bộ lọc sovới mức cần thiết để loại bỏ tần số ảnh Điều này dẫn đến yêu cầu lọc băng hẹp hơntrước khi trộn hơn là cần thiết chỉ để loại bỏ tần số ảnh Nó đặt thêm nhiều ràng buộclên việc sử dụng trong một máy thu băng dò rộng

Một đáp ứng giả trộn khác là do rò rỉ, hay tiếp xuyên của năng lượng giữa các cổng bộtrộn Các bộ trộn lý tưởng biến đổi tất cả các năng lượng RF đầu vào của nó sang tần

số IF Trong thực tế, do cách ly không hoàn hảo giữa các cổng bộ trộn, một ít nănglượng RF và IF có thể rò rỉ qua tới IF gây ra đáp ứng giả

1.1.4 Các bộ trộn loại bỏ tần số ảnh

Máy thu superhet sử dụng đáp ứng biên độ của các bộ lọc để loại bỏ tần số ảnh Hướngtiếp cận khác là sử dụng các bộ trộn hoạt động trong chế độ cầu phương để triệt tiêutín hiệu tần số ảnh Hai kiến trúc thường được sử dụng để thực hiện hướng tiếp cậnnày là Hartley và Weaver Với cả hai bộ trộn loại bỏ tần số ảnh Hartley và Weaver đềucần tạo ra các tín hiệu vuông pha với nhau Để loại bỏ tần số ảnh hoàn hảo các tín hiệucầu phương này cần được định pha và đạt được sự phù hợp trên toàn dải mong muốn

1.1.4.1 Hartley

Kiến trúc loại bỏ tần số ảnh Hartley được chỉ ra trong hình 1.7 Tín hiệu RF được hạtần bằng các tín hiệu LO vuông pha Tín hiệu IF kết quả sau đó được lọc thông dảithấp và sau đó một tín hiệu được dịch pha 900, các tín hiệu IF này được kết hợp Kếtquả là, tùy thuộc vào kênh nào là kênh bị dịch pha 900, hoặc là tần số ảnh hoặc là kênhmong muốn bị loại bỏ

Hình 1.7: Kiến trúc loại bỏ ảnh Hartley

Loại bỏ tần số ảnh có thể đạt được tùy thuộc vào việc gần 900 tới mức nào của bộ daođộng nội, và nó giống tới mức nào so với đáp ứng biên độ của hai nhóm của bộ trộn vàdịch pha cuối cùng gần đúng 900 tới mức nào Tỷ số loại bỏ tần số ảnh (IRR) của bộtrộn loại bỏ tần số ảnh có thể được mô tả bằng hàm của bất kỳ sự mất cân bằng nào vềpha hay biên độ như sau:

IRR = ¼ x [(ΔA/A)A/A)2 + θ2]Trong đó

ΔA/A)A/A là độ lệch tăng ích tương đối

θ là độ lệch pha tương đối theo radian

Có thể chỉ ra rằng độ lệch biên độ 0,1dB và lệch pha 10 tạo ra khoảng 41dB IRR Đểthực hiện được IRR này yêu cầu thiết kế cẩn thận và có thể là vài dạng hiệu chỉnh nữa.Không có hiệu chỉnh IRR thường tụt xuống 25dB, tương đương với mức mất cân bằngbiên độ 0,5-0,75 dB và lệch pha 3 tới 50

Thay vì chi bộ dao động nội thành các thành phần vuông góc, một kết quả tương tự cóthể đạt được bằng cách chia RF thành cầu phương và sử dụng một LO Trong phươngdiện toán học nó có thể cho kết quả tương tự, dễ dang chia tín hiệu LO công suất cao,không thay đổi với biên độ và pha tốt hơn so với chia tín hiệu RF thành các thành phầncầu phương với công suất biến đổi và nhỏ.

1.1.4.2 Weaver

Kiến trúc loại bỏ tần số ảnh Weaver được chỉ ra trong hình 1.8

Hình 1.8: Kiến trúc loại bỏ ảnh Weaver

Hướng tiếp cận Weaver khắc phục được vấn đề lệch biên độ gây ra bằng việc cần phảithêm dịch pha 900 vào một đường của bộ trộn cầu phương bằng cách thêm mộ cặp bộtrộn thứ cấp để thực hiện dịch pha Trộn thứ cấp này tạo ra một tập các tần số ảnhkhác cần được chú ý Một hướng tiếp cận là sử dụng IF thứ hai ở DC(0Hz) với với lấymẫu tín hiệu cầu phương như trong hình 1.9

Hình 1.9: Kiến trúc loại bỏ ảnh Weaver cầu phương

1.2 Máy thu Zero IF

Một máy thu Zero IF khắc phục được vấn đề đáp ứng tần số ảnh IF bằng cách chuyểntrực tiếp tín hiệu về băng tần cơ bản tập trung ở 0Hz sử dụng hai bộ trộn hoạt độngvuông pha nhau Cấu trúc được chỉ ra trong hình 1.10

Hình 1.10: Máy thu biến đổi trực tiếp

Với bộ dao động nội ở tần số RF tín hiệu ảnh được biến đổi hạ tần lại rơi vào dải tầntín hiệu nhận Cả tín hiệu mong muốn và tần số ảnh là các ảnh phản chiều nhau quatrục tần số.

Hình 1.11: Biến đổi hạ tần tần số ảnh Zero IF với nén ảnh

Độ nén tín hiệu ảnh phụ thuộc vào cân bằng pha và biên độ của bộ trộn cầu phương

Độ nén tần số ảnh kết hợp với các yếu tố khác như chỉ số tạp âm máy thu và mức tạp

âm lượng tử ADC xác định tạp âm nền của máy thu và cả chọn lọc nữa

Không đủ độ nén tần số ảnh gây ra méo dạng do tín hiệu tần số ảnh rơi trực tiếp vàotín hiệu hạ tần mong muốn Nó giúp xác định chỉ số C/N0 tối đa có thể đạt được củamáy thu

Hướng tiếp cận Zero IF đối phó với đáp ứng tần số ảnh, nhưng nó vẫn bị ảnh hươngnghiêm trọng bởi các đáp ứng giả ở các hài lẻ của LO như 3fLO, 5 fLO, 7fLO, Trongmột máy thu Zero IF, do bộ dao động nội ở tần số RF, bất kỳ tín hiệu nào nhận được ởcác tần số này đều sẽ gây ra nhiễu Trong các máy thu băng hẹp, ở các tần số 3fRF, không cần phải thu, nên có thể sử dụng các bộ lọc tần số cố định Trong các máy thubăng rất rộng, như máy thu truyền hình cáp cần bao phủ dải 48 tới 860 MHz, điều này

có thể trở thành bài toán khó

Các bộ lọc thông thấp sau bộ trộn giúp máy thu chọn lọc và hoạt động như các bộ lọcxuyên nhiễu đối với ADC Nếu tất cả chọn lọc được cung cấp bởi các bộ lọc này,chúng có thể có tần số cut off ở nửa độ rộng kênh và phải loại bỏ kênh lân cận và cáckênh khác khỏi tần số mong muốn bằng độ chọn lọc đã yêu cầu

Do các bộ lọc thông thấp hoạt động ở tần số thấp nên chúng có thể được thực hiện vớicác bộ lọc tương tự chủ động Các bộ lọc này không cần khớp biên độ tốt để có thể đạt

được loại bỏ tần số ảnh yêu cầu Các giai đoạn lọc chủ động này thường hạn chế dảiđộng so với các bộ lọc thụ động được sử dụng phổ biến trong các máy superhet Điềunày thường do các bước lọc có mức loại bỏ xa nhất giới hạn Để khắc phục hạn chếnày các bộ lọc thường được chia thành một số bước và được chèn vào giữa các bước là

bộ khuếch đại khả trình như trong hình 1.12 Điều này cho phép một hệ thống AGC cóthể được thực hiện Hướng tiếp cận lọc-khuếch đại này rất khả dụng để tích hợp vàocác IC máy thu Phù hợp độ tăng ích, ví dụ như trong một IC có thể được điều khiểntốt hơn so với việc cố gắng đạt được sự phù hợp độ khuếch đại thông qua một số cácphần tử rời rạc

Hình 1.12: Lọc và khuếch đại phân tán

Thường thường một vài yêu cầu chọn lọc của các máy thu được thực hiện với các bộlọc số sau ADC Các bộ lọc số không bị nhiều hạn chế của các bộ lọc tương tự do hiệunăng của chúng bị ảnh hưởng bởi thành phần và dung sai xử lý silicon, xuyên âm vàtạp âm Điều này cho phép hiệu năng của chúng xác định chặt và có khả năng lặp lại.Hơn nữa chúng có thể được thực hiện trong các CMOS số giá thành thấp làm nên việc

sử dụng hoặc các DSP hoặc các mạch số tự thiết kế Với hướng tiếp cận này ADC phải

có đủ số bit phân giải để lấy mẫu tất mức nhiễu lân cận và kênh khác mà không gây raxén bớt, trong khi không làm giảm mức tín hiệu mong muốn thấp do nhiễu lượng tử.Trong khi hướng tiếp cận Zero IF ra đời để tối thiểu vấn đề tần số ảnh, thì kiến trúcnày lại đưa ra vấn đề khác Các vấn đề này chủ yếu tập trung vào việc cần thiết mộtlượng khuếch đại lớn để khuếch đại các tín hiệu gần hoặc ở DC Bao gồm:

Độ tuyến tính bậc hai của máy thu

Rò rỉ dao động nội

Các sai lệch DC

Tạp âm chập chờn

Trong máy thu superhet các biến dạng bậc 3 ảnh hưởng nghiêm trọng nhất IP3 của tất

cả các phần tử trước bộ lọc chọn kênh đóng góp vào chỉ số IP3 của toàn bộ máy thu

IP3 toàn bộ trong trường hợp xấu nhất có thể được xác định bằng tổng tất cả các sảnphẩm của mỗi giai đoạn, được tạo ra gần tần số thu được đưa vào tính toán và các sảnphẩm méo dạng này đã được khuếch đại bao nhiêu trong máy thu Một khi các sảnphẩm bậc 3 được tạo ra rơi vào kênh mà máy thu dò tới chúng sẽ không thể được lọc

ra IP3 của bộ trộn thường là phần tử quan trọng nhất trong một chuỗi của máy thu.Trong các máy thu Zero IF các sản phẩm giả mạo bậc 2 ở DC rơi trực tiếp vào tần số

hạ tần mong muốn làm hỏng tín hiệu mong muốn và có khả năng làm bão hòa máythu Máy thu do đó mà cần phải có điểm chặn bậc hai cao Do LNA được kết nối ACtới bộ trộn, IP2 của nó không cần phải xem xét vì nó có thể được lọc bởi khớp nối AC

từ LNA tới bộ trộn Bộ trộn và bộ khuếch đại băng cơ bản kế tiếp và các giai đoạn lọcthương được nối DC Do đó của cả bộ trộn và các bước kế tiếp cần phải rất tốt Ví dụ,

để đối phó với nhiễu từ máy phát cầm tay một IIP2 48dBm cần được sử dụng với hệthống UMTS, và để đối phó với nhiễu kênh lân cận GSM cần 40dBm Các mạch viphân gần như thiết yếu do méo dạng bậc hai giảm đối xứng của chúng

Bất kỳ tín hiệu dao động nội nào ở cùng tần số với tín hiệu nhận rò rỉ tới đầu vào của

bộ trộn đều có thể được hạ tần xuống DC gây ra dịch DC giống với nhiễu tạo ra bởiméo dạng bậc 2 trong bộ trộn Các đường đi tiềm tàng của nhiễu này được chỉ ra tronghình 1.13 Trong một máy thu superhet tín hiệu dao động nội ở tần số khác với tín hiệuthu và thường bị suy hao bởi bộ lọc tần số ảnh của máy thu, tuy nhiên trong máy thuZero IF tín hiệu LO có cùng tần số với tín hiệu thu Điều này có thể là một vấn đềnghiêm trọng Bất kỳ tín hiệu LO nào rò rỉ ra ngoài qua LNA tới anten sẽ được pháttrở lại tiềm tàng gây nhiễu cho các người dùng khác

Hình 1.13: Các đường rò LO

Các đường đi tiềm tàng rò rỉ LO trong máy thu hạ tần trực tiếp bao gồm:

Từ LO tới cổng RF của bộ trộn gây ra một dịch DC

Từ LO tới đầu vào của LNA LNA sẽ khuếch đại tín hiệu này gây ra dịch DC lớn hơn.Mức dịch phụ thuộc vào độ khuếch đại của LNA.

Nếu một phần của nhiễu lớn thu được rò vào bộ dao động nội, nhiễu sẽ được trộn vớichính nó, gây ra dịch biến đổi

LO rò ra ngoài qua LNA Sẽ trực tiếp gây ra nhiễu tới các thiết bị khác và tới chínhmáy thu đó bị phản xạ bởi các bề mặt bên ngoài trở lại và được thu lại

Đường rò 1 và 2 là liên tục và tạo ra một mức dịch DC không biến đổi Đường rò 3phụ thuộc vào mức nhiễu và biến đổi theo thời gian Mức của các tín hiệu phản xạ trởlại máy thu rò ra qua đường 4 cũng biến đổi theo thời gian tùy thuộc vào vị trí của máythu Dịch DC không biến đổi theo thời gian dễ xử lý hơn nhiều so với dịch DC biếnđổi

Các dịch DC do rò rỉ có thể được tối thiểu qua sắp đặt và cân bằng RF tốt bằng cáchgiảm sự bất đối xứng trong thiết kế Các mạch cân bằng được sử dụng phổ biến Cácdịch DC cũng có thể được tạo ra bởi sự mất cân bằng trong các bộ khuếch đại và trongcác mạch tương tự ví dụ như các dịch áp của các bộ khuếch đại chức năng

Mặc dù các dịch DC có thể được tối thiểu bằng cách bố trí RF tốt, chọn lựa cẩn thậncác bộ khuếch đại băng cơ bản…Thường vẫn cần có các bù đắp một cách chủ độngcho chúng Các phương thức bù đắp có thể bao gồm :

Nối AC, hoặc lọc thông cao tín hiệu sau trộn Điều này sẽ gây ra một lỗ ở trung tâmdải thông tiềm tàng gây ra các hư hại với tín hiệu Các hư hại này có thể được tối thiểubằng cách đặt vị trí tần số góc của bộ lọc thông cao tới gần DC nhất có thể Tuy vậytần số góc quá thấp sẽ dẫn đến đáp ứng chuyển tiếp chậm Vấn đề này có thể được yêucầu để đối phó với khuếch đại AGC hoặc mức đầu vào thay đổi Nối AC có thể được

sử dụng trong UMTS nhưng không thể áp dụng với các tín hiệu TDD theo khối trongGSM Các hệ thống OFDM như WiFi bỏ sóng mang trung tâm cho mục đích này.Loại bỏ hầu hết hoặc toàn bộ dịch DC sử dụng bù đắp

Do hầu hết độ khuếch đại máy thu ở băng tần cơ bản, nên 1/f hay tạp âm chập chờnđóng góp vào tạp âm nền của máy thu làm giảm độ chọn lọc của thiết bị Các thiết bịMOS, sử dụng trong nhiều IC RF hiện đại giá thành thấp có tần số góc 1/f cao, thường

là vài MHz, làm điều này thành một vấn đề quan trọng Có thể thấy rằng với một gm

cho trước, MOSFET lớn hơn thì tạp âm 1/f thấp hơn Tuy nhiên các MOSFET lớn hơnchiếm nhiều diện tích silicon hơn và diện tích silicon liên quan chặt chẽ tới giá thànhthiết bị Các hệ thống băng rộng hơn như UMTS và DVB-T, bị ảnh hưởng ít hơn bởitạp âm chập chờn so với các hệ thống băng hẹp như GSM, do một phần lớn hơn trongbăng tần của chúng rất có thể sẽ lớn hơn tần số góc 1/f

Để giảm nhạy cảm thiết kế với tạp âm 1/f, máy thu cần phải có đủ độ khuếch đại ở RF

để tạp âm nền của các bước sau có thể ít đi đáng kể

số IF tạo ít tần số ảnh rơi vào một kênh lân cận

Sử dụng một máy thu IF thấp cho phép bộ lọc kênh IF có thể được tích hợp vào miếngsilicon Hình 1.14 chỉ ra rằng ở các kênh lân cận và xen kẽ đáp ứng tần số ảnh khi một

LO bên dưới được sử dụng tại biên của kênh tần số mong muốn của máy thu kênh lâncận rơi vào kênh nhận và các tín hiệu trong kênh xen kẽ rơi vào kênh lân cận

Có thể thấy rằng máy thu phải có được đủ độ loại bỏ để đạt được yêu cầu kênh lân cậnđặc tả Hơn nữa, có thể thấy rằng kênh xen kẽ thấp hơn, sau biến đổi hạ tần nằm gầnkênh tần số mong muốn Bất kỳ rò rỉ công suất kênh lân cận nào(ACPL) từ kênh xen

kẽ thấp hơn đầu tiên được truyền từ phía cao của kênh truyền tải, sau khi biến đổi hạtần sẽ rơi vào kênh mong muốn Năng lượng này không nén được bằng lọc sau hạ tần

và do đó máy thu phải có đủ độ loại bỏ tần số ảnh để có thể ngăn chặn tín hiệu này Cóthể tìm thấy trong các hệ thống như GSM với hiệu năng ACPL nghèo nàn, rằng ACPLđặt các yêu cầu loại bỏ tần số ảnh vào một máy thu IF thấp

Do tần số ảnh khá gần với tần số mong muốn, một bộ lọc tần số ảnh ở đầu vào máy thukhông thể sử dụng được, tuy nhiên các kỹ thuật loại bỏ tần số ảnh vẫn có thể sử dụng.Một hướng tiếp cận là bằng cách sử dụng bộ trộn cầu phương kép kiến trúc Weaverđược chỉ ra trong hình 1.15 Các bộ trộn thứ hai được thực hiện số, và bộ dao động nội

số thứ hai được đặt sao cho đầu ra có trung tâm là DC

Các tín hiệu được hạ tần tới tần số IF thấp bởi tập các bộ trộn thứ nhất Các tín hiệu I

và Q được lọc thông thấp (loại bỏ xuyên nhiễu) và lấy mẫu Do sai pha và độ khuếchđại giữa hai đường của bộ trộn loại bỏ tần số ảnh tương tự nên rất khó để có được độloại bỏ lớn hơn 40dB Thường chỉ đạt được 25-35dB nếu không có hiệu chỉnh Bằngcách sử dụng các bộ tổng, bộ trộn, bộ khuếch đại số mà có thể đạt được độ loại bỏ tần

số ảnh tốt hơn rất nhiều Tiêu biểu, IC TI CC1021 được thiết kế để nhận dải tần ISM880-915MHz đạt được độ loại bỏ tần số ảnh 25dB không có hiệu chỉnh Với hiệuchỉnh nó có thể tăng lên tới 25dB

Hình 1.14: Biến đổi hạ tần IF thấp

Hình 1.15: Kiến trúc số Weaver IF thấp

Trên một đường độ tăng ích của bộ khuếch đại α được đặt là 1 và độ tăng ích của bộkhuếch đại nối chéo β được đặt là 0 bất kỳ sai số tăng ích và pha tương tự nào từ các

bộ trộn thứ nhất đều được truyền qua hệ thống Bằng cách thay đổi độ tăng ích của α

và β có thể chỉ ra rằng các sai pha và biên độ này có thể được giảm đi đáng kể Có thểlàm được bằng cách điều chỉnh các bộ cộng đầu ra tới các dấu trong ngoặc và nhồi mộtxung CW kiểm tra và đầu vào của bộ trộn trong mode hiệu chỉnh để xác định giá trị

của α và β Với α và β xác định, khi các bộ cộng đầu ra khởi động lại cài đặt bìnhthường của chúng thì các sai số, dịch tương tự được hiệu chỉnh loại bỏ.

Một bộ lọc thông dải chuỗi pha có thể được sử dụng thay cho bộ biến đổi hạ tần số đểđạt được độ loại bỏ tần số ảnh phù hợp hơn Hướng tiếp cận mạch RC có thể được mởrộng để cho một độ cân bằng biên độ hợp lý qua một dải tần rộng hơn Ví dụ, bằngcách thay đổi hai hằng số thời gian mỗi bên của tần số trung tâm, mạch trong hình 1.16

có độ tăng ích nhất quán tới 0,2dB trong khoảng 20% băng thông Tuy nhiên mộtnhược điểm đáng kể là nó có suy hao lớn và do đó dễ bị tạp âm Có thể thêm nhiềubước để làm rộng dải băng thông hữu ích

Hình 1.16: Bộ tạo cầu phương hai giai đoạn băng rộng

Trong khi bộ lọc thông cao có khe đối xứng tại DC thì đáp ứng của bộ lọc Hilbert cóđược bằng cách dịch đáp ứng của bộ lọc thông cao dọc theo trục tần số lại không đốixứng qua tần số 0

Loại mạch trong hình 1.16 cho một đáp ứng Hilbert và được gọi là bộ lọc polyphase.Thuộc tính then chốt của bộ lọc này là nó cho các đáp ứng khác nhau với các tần số âm

và tần số dương không giống như hầu hết các bộ lọc khác chỉ đáp ứng lại trị tuyệt đốitần số của tín hiệu mà không phải là dấu của tín hiệu Sử dụng hướng tiếp cận này một

bộ lọc loại bỏ tần số ảnh có thể được xây dựng Với một bước lọc đơn Zero được tìmthấy ở tần số 1/RC do đó tạo nên một bộ lọc chặn dải như hình 1.18

Hình 1.17: Bộ lọc Hilbert

Nhiều bước lọc có thể được nối tiếp với nhau cho phép độ loại bỏ tốt trong một băngtần rộng Trong thực tế trên chip RC hằng số thời gian có thể thay đổi rất nhiều dohiệu chỉnh tần số góc của bộ lọc là cần thiết Nói cách khác băng tần của bộ lọc đểkhắc phục các dung sai này

Hình 1.18: Đáp ứng lý tưởng của bộ lọc loại bỏ tần số ảnh polyphase đơn bước

Để loại bỏ tần số ảnh tốt mỗi một đoạn RC của bộ lọc cần phải được kết hợp tốt Đểloại bỏ tần số ảnh 60dB với độ biến dạng 3σ, các điện trở và các tụ điện của bộ lọc

phải đúng với σ 0,094% giả thiết là phân bố Gaussian Do sai số của tụ và điện trở trênchip tỷ lệ với nghịch đảo diện tích bề mặt khuôn yêu cầu Các bước bị động cũng cóthể được kết hợp với các op-amp giúp khác phục các hạn chế về suy hao và tạp âm củahướng tiếp cận thụ động Các bộ khuếch đại này cần được khớp chính xác với cácphần tử của bộ lọc polyphase.

Hình 1.19 cho thấy một bộ lọc loại bỏ tần số ảnh polyphase được tích hợp với một bộtrộn cầu phương để thực hiện một máy thu IF thấp Trong khi hướng tiếp cận này thểhiện bộ lọc polyphase loại bỏ tần số ảnh thì nó lại không cho thấy bộ lọc kênh Bộ lọckênh có thể được thực hiện ở miền tương tự trước khi ADC Cách khác bộ lọc kênh cóthể được thực hiện số Trong cả hai trường hợp đều cần lọc đủ trước ADC để tránh vấn

đề xuyên nhiễu

Các phương sai pha và biên độ trong bộ trộn cầu phương và các sự bất cân bằng trong

bộ lọc polyphase, tất cả đóng góp vào việc giới hạn loại bỏ tần số ảnh của máy thu.Bằng cách sử dụng bộ trộn cầu phương đôi thay vì bộ trộn cầu phương đơn, ở đó cả

RF và LO đều được chia cầu phương Có thể thấy rằng độ loại bỏ tần số ảnh chỉ phụthuộc vào một thành phần bậc 2 trong sai số cầu phương của LO và RF Tiêu biểu, loại

bỏ tần số ảnh 60dB ở một bộ trộn cầu phương đơn yêu cầu 0.1% chính xác pha trongkhi ở bộ trộn cầu phương đôi chỉ yêu cầu độ chính xác 3%

Hình 1.19: Máy thu IF thấp với bộ lọc polyphase

Hình 1.20: Bộ trộn cầu phương kép

Trong vài thiết kế, ví dụ như nhiều các máy thu DAB, ở đó chỉ một ADC đơn có mặttrong IC băng gốc, các tín hiệu I và Q sau lọc được kết nối tới một bộ điều biến cầuphương để biến đổi thành cái còn lại lớn hơn một chút so với IF và để lấy mẫu bằngmột ADC đơn

Trong khi máy thu IF thấp khắc phục nhiều vấn đề liên quan đến máy thu Zero IF nhưdịch DC, tạp âm chập chờn và méo dạng bậc 2 thì chúng lại yêu cầu gấp đôi như bộlọc kênh rộng, dải động rộng hơn, và gấp đôi tốc độ lấy mẫu so với một máy thu Zero

IF Bộ lọc kênh tần số cao hơn nghĩa là cần nhiều cực hơn Tất cả các yếu tố này dẫnđến một dòng tiêu thụ lớn hơn

Tạp âm chập chờn vàLNA quan trọng hơn

trọngLoại bỏ

Hướng tiếp cận số

-đủ dải động ADC vàbăng thông cho bộbiến đổi hạ tần số képHướng tiếp cận tương

tự - độ loại bỏ của bộlọc polyphase

Đủ độ loại bỏ ảnh cầnthiết cho việc cungcấp đủ độ chọn lọc và

tỷ số C/N ở các tần sốgần với tần số mongmuốn

ACPL từ kênh xen kẽtrộn vào tín hiệumong muốn và có thểảnh hưởng tới yêu cầuloại bỏ tần số ảnh

Không là một vấn đềcủa chọn lọc

Đủ độ loại bỏ ảnh cầncho việc cung cấp đủ

tỷ số C/N để giải mãtín hiệu

và LO tới IF của bộtrộn

Có khả năng tất cảcác tần số giả sẽ ởtrong các kênh tần sốcách xa với kênhmong muốn và do

đó có thể phải chịunhiễu cao hơn nhiều

so với mức cao của

Bị hạn chế bởi:

Độ loại bỏ của lọcđầu vào

Đáp ứng mFRF±nFLO

của bộ trộn Cách ly từ RF tới IF

và LO tới IF của bộtrộn

Một số của hầu hếtcác tần số giả đáng kể

do các yếu tố như đápứng trộn nửa IF sẽ ởtrong kênh tần sốmong muốn hoặc lâncận và do đó khôngphải chịu nhiễu cao

Bị hạn chế bởi:

Độ loại bỏ của lọcđầu vào

Đáp ứng mFRF±nFLO

của bộ trộn Cách ly từ RF tới IF

và LO tới IF của bộtrộn

Một số của hầu hếtcác tần số giả đáng kể

do các yếu tố như đápứng trộn nửa IF sẽ ởtrong kênh tần sốmong muốn và do đókhông phải chịu cáctín hiệu cao hơn tín

tín hiệu mong muốn.

hơn kênh lân cận hiệu mong muốn

Dải động ADC

Độ loại bỏ ảnh củatrộn

Tạp âm pha LOHướng tiếp cận tương

tự bị hạn chế bởi:

Bộ lọc tương tự tíchhợp

Độ loại bỏ ảnh củatrộn

Độ loại bỏ của bộ lọcpolyphase

Tạp âm pha LOCần các bộ lọc có chỉ

số Q trung bình, hoặc

là số hoặc là các bộlọc tương tự tích hợp

Bị hạn chế bởi:

Bộ lọc tương tự tíchhợp

Dải động ADCTạp âm pha LOCần các bộ lọc có chỉ

số Q thấp nhất, hoặc

là số hoặc là các bộlọc tương tự tích hợp

Các điểm mấu chốt trong bảng này là:

Bộ lọc ảnh của máy thu superhet có thể được loại bỏ trong các kiến trúc Zero IF và IFthấp Tuy nhiên trong một máy superhet, bộ lọc loại bỏ ảnh đồng thời cũng đóng vaitrò như một bộ lọc RF đầu vào có thể cho độ loại bỏ đáp ứng giả rất đáng kể, lọc kênh

và nâng cao độ tuyến tính với các nhiễu ở một vài kênh xa kênh tín hiệu Lọc kênh lâncận của máy superhet được cung cấp bởi các bộ lọc cố định rời rạc với với chỉ số Q cókhả năng là rất cao và lọc số sau ADC

Độ chọn lọc kênh xen kẽ và kênh lân cận của máy thu IF thấp được cung cấp bởi một

tổ hợp của lọc kênh và loại bỏ ảnh của máy thu Độ chọn lọc của một trong các kênhlân cận chỉ được cung cấp bởi độ loại bỏ ảnh của máy thu Lọc đầu vào tối thiểu sẽ hạnchế độ chọn lọc và tuyến tính máy thu với các nhiễu cách vài kênh so với kênh mongmuốn

Chọn lọc kênh lân cận của máy thu Zero IF được cung cấp bởi lọc số và lọc tương tựtích hợp của máy thu Hiệu năng của máy thu Zero IF có thể bị hạn chế bởi độ tuyếntính bậc chẵn Lọc đầu vào tối thiểu sẽ hạn chế độ tuyến tính và chọn lọc máy thu vớinhiễu cách vài kênh từ kênh mong muốn.

3.1.1 DVB – T broadcast

3.1.2 Máy thu đề xuất

Hình 2.21: Máy thu đề xuất

C/N cần để giải mã tín hiệu 64QAM 2/3code 18dB

3.1.3 Hiệu năng máy thu

Tạp âm nhiệt nền máy thu:

Mỗi tham số ảnh hưởng tới chọn lọc tần số của máy thu được nói đến tách biệt

Giả định là khối tín hiệu khác DVB-T ở kênh lân cận với khoảng cách kênh 8MHz

Ảnh hưởng của bộ lọc đầu vào – không

khác của máy thu thì sự chọn lọc kênh lân cận của máy thu cũng không thể tốt hơn31dB.

ADC dải động

Hình 2.23: Dải động ADC

Với một thiết kế lại của ADC, ADC dải động có thể lên tới 12bit (72dB dải động) Vớicách phân dải ADC và bộ lọc tương tự như trên, và bộ lọc số hoàn hảo, có thể đạt đượctới 49dB chọn lọc kênh lân cận

= -79dBc dưới mức tín hiệu không mong muốn

Chỉ riêng trộn tương hỗ hạn chế nhiễu kênh lân cận tới:

79dB - C/N = 61dBc trên tín hiệu mong muốn

Có thể thấy rằng cho tới nay lọc kênh đóng vai trò lớn nhất trong hạn chế của chọn lọckênh lân cận máy thu trước xét đến sự biến dạng Thậm chí với ADC 12bit, cũng nhưảnh hưởng của việc trộn tương hỗ, có thể làm giảm chọn lọc kênh lân cận tới 1dB.

Biến dạng xuyên điều chế

Các ảnh hưởng đã xem xét độc lập với mức công suất vào; tuy nhiên méo tín hiệu liênquan tới mức công suất vào Méo dạng do mở rộng phổ của loe OFDM như hình dưới

Hình 2.25: Loe OFDM của DVB-T

Mức độ của sự mở rộng phổ phụ thuộc vào biên độ của mỗi sóng mang trong 6817sóng mang con tạo nên tín hiệu OFDM (giả thiết là mode 8k) Công suất tín hiệu tứcthời phụ thuộc vào dữ liệu điều chế trên mỗi sóng mang, thường là ngẫu nhiên Điềunày làm phát sinh một tạp âm Gause giống phổ với tỷ số công suất đỉnh trên công suấttrung bình tương tự khoảng 9dB Mỗi sóng mang xuyên điều chế với sóng mang khác

và mức độ mở rộng phổ trong thực tế không thể tính toán một cách trực tiếp

Với mục đích của đồ mẫu này, mức độ của xuyên điều chế bậc 3 có thể được tính toánnhư khi tín hiệu chỉ có 2 sóng mang tại mỗi nửa công suất đỉnh của toàn bộ tín hiệu.Kết quả của xuyên điều chế được sinh ra trong kênh mong muốn thêm nhiễu vào tínhiệu thu mong muốn Như máy thu có bộ loại bỏ kênh lân cận 31dB và yêu cầu tỷ sốC/N 18dB, tạp âm nền, chủ yếu sinh ra bởi tạp âm lượng tử của bộ ADC, phải thấphơn sóng mang không mong muốn tối thiểu 49dB Với tín hiệu không mong muốn -43dBm biến dạng xuyên điều chế cũng phải dưới mức không mong muốn 43dB Tạp

âm và biến dạng ở các mức công suất bằng nhau sẽ kết hợp rời rạc với nhau giảm toàn

bộ loại bỏ kênh lân cận 3dB

Hình 2.26: Nhiễu trong tín hiệu thu

Hình 2.27: Phổ tín hiệu chịu ảnh hưởng của kênh lân cận

Với mức công suất kênh lân cận nhỏ hơn thì ảnh hưởng của biến dạng cũng sẽ ít hơn

Ở mức công suất cao ảnh hưởng của biến dạng sẽ tăng lên nhanh chóng Trong thực tếAGC có thể được sử dụng để hạn chế các ảnh hưởng của dải tín hiệu rộng bằng cáchgiảm khuếch đại máy thu Tuy nhiên, máy thu IP3 cải thiện các sự suy giảm chỉ số tập

âm máy thu

Với hồi tiếp âm lý tưởng, máy thu sẽ không sinh ra một xuyên điều chế nào cho tới khivượt quá dải điện thế của bộ khuếch đại Coi rằng đây là 1V peak to peak, và máy thu

có trở kháng vào 50, các tín hiệu tới 4dBm có thể được xử lý mà không có biến

dạng nào Với các tín hiệu trên 1V biến dạng có thể tăng lên nhanh chóng do nhiễubăng rộng.

Nếu máy thu lý tưởng như vậy thì đã không có chỉ số tạp âm nền, và do đó đã có độnhạy thu -87dBm, đã không bị hạn chế bởi bộ lọc loại bỏ hay trộn tương hỗ, có thể đạtđược một dải động 88dB Do đó không với AGC hay hồi tiếp âm, một block ở -43dBm có thể có các ảnh hưởng riêng biệt như là lượng tử hóa ADC với 9bit ENOB.Kết hợp cả hai, chọn lọc kênh lân cận có thể tới 28dB ở mức đầu vào này Với mứcđầu vào cao hơn thì xuyên điều chế sẽ chi phối

3.1.3.2 Chọn lọc kênh xen kẽ 16 MHz

Một lần nữa bộ lọc đầu vào không gây ra ảnh hưởng Với block dịch tần 16MHz, nhưmột tín hiệu kênh xen kẽ, bộ lọc tương tự của máy thu sẽ có hiệu quả chấp nhận được,cho một mức loại bỏ công suất trung bình 33dB

= -150 + 10 log (7.6M)

= -150 + 69

= -81dB dưới mức tín hiệu mong muốn

Nó hạn chế nhiễu tới bộ trộn bằng