Các kiến trúc máy phát và các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát trong thông tin di động

Đề tài : Các kiến trúc máy phát và các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát trong thông tin di động ĐỒ ÁN TỐT NGHIỆP ĐẠI HỌC Phần tử quan trọng nhất trong các BTS và máy cầm tay là máy phát tuyến tính hay máy phát được tuyến tính hóa. Các hệ thống thu luôn luôn đòi hỏi mức độ tuyến tính cao vì chúng phải có khả năng xử lý tín hiệu thu khá lớn và đồng thời phải có hiệu năng tạp âm tốt. Các máy phát của các mạng thông tin di động cũng cần có mức độ tuyến tính cao.

MỤC LỤC

Digital signal processor iv Single-sideband modulation iv

Đa truy nhập phân mã băng rộng

VCO Voltage-controlled oscillator Bộ dao động điện áp điều khiển EVM Error Vector Magtitude Biên độ vector lỗi

NCO Numerically Controlled

Oscillatorr

Bộ dao động điều khiển bằng số

SSB Single-sideband modulation Điều chế đơn biên

RZ DAC Return-to-Zero DAC DAC trở về không

ISI Intersymbol interference Nhiễu giữa các ký hiệu

VCO Voltage Controlled Oscillator Bộ dao động điều khiển bằng điện

áp

ASSP Application Specific Standart

Product

Vi mạch chuẩn đặc thù ứng dụng

ĐẶT VẤN ĐỀ

Phần tử quan trọng nhất trong các BTS và máy cầm tay là máy phát tuyến tính hay máy phát được tuyến tính hóa Các hệ thống thu luôn luôn đòi hỏi mức độ tuyến tính cao vì chúng phải có khả năng xử lý tín hiệu thu khá lớn và đồng thời phải có hiệu năng tạp âm tốt Các máy phát của các mạng thông tin di động cũng cần có mức độ tuyến tính cao

Hiện tượng gần-xa trong các hệ thóng thông tin di động gây ra nhiễu cao đối với các người sử dụng kênh lân cận dẫn đến hạn chế dung lượng hệ thống Hạn chế này ảnh hưởng cả đường lên lẫn đường xuống, phụ thuộc vào máy phát nào có vấn

đề phi tuyến Nếu là máy phát của máy cầm tay, dung lượng đường lên của một ô gần sẽ không bị ảnh hưởng Nhưng nếu là một máy phát của BTS, dung lượng đường xuống cuả một ô gần sẽ bị ảnh hưởng Thậm chí với các máy phát tuyến tính cao hiện có, nhiều hệ thống trong trung tâm thành phố vẫn bị hạn chế bởi nhiễu (xét

về mặt dung lượng) lớn hơn hạn chế bởi tạp âm

Trong trường hợp hệ thống dựa trên SDR, máy phát máy phát tuyến tính cao

là rất quan trọng cho mọi thiết kế vì nó phải hoạt động trên khuôn dạng điều chế có đường bao thay đổi Sở dĩ như vậy vì hầu hết các khuôn dạng điều chế hiện đại nhất đều chứa đựng một mức độ thay đổi đường bao nào đó

Kiến trúc cơ sở của một máy phát trong hệ thống thông tin di động xoay quanh việc tạo lập một phiên bản băng gốc của phổ RF mong muốn và sau đó là một chuỗi tuyến tính chuyển đổi phổ này vào tín hiệu RF công suất cao Vì thế chuyển đổi tần số (biến đổi nâng tần) và quá trình khuếch đại công suất để đạt được tín hiệu RF công suất cao phải rơi vào một trong số các thể lọai sau:

- Xử lý tuyến tính Cơ chế chính để đảm bào tuyến tính là lùi điểm công tác của tất cả các tầng so với điểm các nén công suất 1dB của chúng Cách làm này tuy đơn giản nhưng giá thành cao vì phải tăng thêm các phần tử khuếch đại

- Tuyến tính hoá bộ khuếch đại công suất RF Cách làm này giảm đáng kể kích thước và giá thành máy phát nhưng đòi hỏi bộ biến đổi nâng tần phải tuyến tính hơn

- Tuyến tính hóa toàn bộ máy phát Giải pháp này cho phép xử lý biến đổi nâng tần phi tuyến hơn, vì thế đòi hỏi lùi ít hơn và rẻ tiền hơn

- Các kỹ thuật tổng hợp RF Giải pháp này dựa trên xử lý các dạng sóng có đường bao không đổi thông qua biến đổi nâng tần và phần cứng khuếch đại công suất bằng cách tổng hợp các phần dạng sóng RF có đường bao thay đổi dựa trên kết hợp các dạng sóng này tại đầu ra

CHƯƠNG 1: CÁC KIẾN TRÚC BIẾN ĐỔI NÂNG TẦN TUYẾN TÍNH

1.1 Biến đổi nâng tần vuông góc tương tự

Cấu hình cơ sở cho kỹ thuật này được cho trên hình 1.1 Tín hiệu vuông góc

I và Q được tạo ra bởi DSP Các tín hiệu kênh I và Q được đưa đến các bộ DAC Vì các tín hiệu I và Q có tốc độ bằng một nửa tốc độ đầu vào, nên các bộ DAC này chỉ cần hoạt động tại tốc độ lấy mẫu bằng một nửa tốc độ Nyquist của băng thông kênh

Hình 1.1: Bộ biến đổi nâng tần vuông góc tương tự trong máy phát tuyến tính

Các bộ trộn và bộ phân chia vuông góc của bộ dao động nội có thể được sản xuất ở dạng rời rạc Tuy nhiên, đối với hầu hết các ứng dụng SDR, các phần tử này được tích hợp vào một phần tử duy nhất, nên có thể đạt được khuếch đại, phối hợp pha tốt giữa hai đường và ổn định nhiệt độ tốt cho hai thông số này Ngoài ra có thể

sử dụng tín hiệu LO công suất thấp hơn, điều này đặc biệt hữu ích đối với máy cầm tay

Dao động nội đựơc tạo ra theo hai phương pháp chính Phương pháp thứ nhất là nhân tần sau đó chia tần, trong đó trước hết bộ dao động tạo ra tần số gấp hai lần LO sau đó chia hai tần số này Phương pháp thứ hai là sử dụng bộ lọc dịch

lý tuyến tính, vì thế hàm bậc hai của LO thấp hơn nhiều

Cũng như ở máy thu, các kênh I và Q có thể không phối hợp với nhau về biên và pha Trong trường hợp các thành phần tĩnh, có thể bù trừ sai lỗi này bằng cách làm méo trước các tín hiệu I và Q như trên hình 1.2.

Hình 1.2: Bù trừ lỗi mất cân bằng biên/pha của các kênh I và Q

Có thể tự động hóa quá trình bù trừ bằng mạch phản hồi tạo ra tín hiệu lỗi chỉnh sửa mất phối hợp như trên hình 1.3

Hình 1.3: Tự động hóa quá trình bù trừ lỗi vuông góc

ADC trên vòng phản hồi trên hình 1.3 phải có khả năng lấy mẫu đủ nhanh cho đầu vào IF Tốc độ lấy mẫu ít nhất phải gấp đôi tốc độ lấy mẫu của các bộ I/Q

Triệt tần số ảnh

Triệt tần số ảnh là khâu xung yếu nhất trong một hệ thống đa sóng mang, vì phân bố sóng mang có thể không đối xứng xung quanh tần số trung tâm băng Hình 1.4 cho thấy một thí dụ về hệ thống WCDMA bốn sóng mang

Hình 1.4: Các sản phẩm ảnh không mong muốn cho trường hợp băng thông ấn định

có bốn sóng mang được phân bố không đối xứng

Trong trường hợp trên ảnh xuất hiện trong kênh không bị chiếm sẽ gây nhiễu như một kênh lân cận

Triệt rò kênh LO

Có 3 kiểu sóng mang:

- Cách ly giữa các cửa LO và RF không hoàn hảo

- DC không mong muốn được tạo ra trong bộ trộn xuất hiện trên cửa IF và gây ra rò

LO đến cửa RF DC không mong muốn được tạo ra do tự trộn phi tuyến của IF hay các tín hiệu LO Tự trộn sẽ dẫn đến các hài và thành phần băng gốc bao gồm DC Thành phần DC xuất hiện trong phần IF của bộ trộn dẫn đến rò LO không mong muốn

- Dịch DC xuất hiện tại đầu vào bộ trộn Được tạo ra do mạch vào IF của vi mạch biến đổi nâng tần vuông góc (các dịch DC từ bộ khếch đại đầu vào) hay do các dịch

DC tại đầu ra của các DAC I/Q hay các bộ lọc nối đến các đầu vào IF

Ảnh hưởng của ba nguồn rò sóng mang là như nhau vì thế có thể sử dụng một phương pháp duy nhất để loại bỏ chúng Vì rò DC từ các bộ DAC vào các đầu

một lượng (và dấu) phù hợp DC để lọai bỏ nó Điều này sẽ loại bỏ tất cả các nguồn

rò vì có thể xem chúng là tổng vectơ và DC tiêm vào được thiết kế để loại bỏ tổng này

Kiến trúc phần cứng cần thiết để đạt đựơc điều này cũng giống như phần cứng yêu cầu để loại bỏ lỗi khuếch đại và pha (hình 1.3) Vì rò LO là lỗi của đường

đi thẳng của hệ thống phản hồi (bộ giải điều chế của hệ thống phản hồi được thực hiện bằng số), nên có thể loại bỏ nó bằng cách tiêm vào các bộ trộn từ các DAC của tuyến đi thẳng Nếu không chấp thuận được tổn thất dải động từ các DAC này, có thể sử dụng các ADC hiệu năng thấp riêng biệt như trên hình 1.5

Hình 1.5: Sử dụng các DAC riêng biệt để triệt rò LO Sàn tạp âm của DAC và của bộ biến đổi nâng tần ngoài kênh/băng

Rất nhiều đặc tả kỹ thuật đưa ra các yêu cầu về phát xạ ngoài băng kênh và phát xạ ngoài băng Trong rất nhiều hệ thống, các phát xạ gần với sóng mang chủ yếu là do méo trong bộ khuếch đại công suất phát; tuy nhiên tình trạng này thay đổi tại các tần số cách xa sóng mang (nhiều chục MHz) Điều này được minh họa trên hình 1.6

Hình 1.6: Các đóng góp của tạp âm và IMD vào phát xạ ngoài băng

Tại các tần số cách xa sóng mang mong muốn, tạp âm từ DAC và bộ biến đổi nâng tần trở thành chủ yếu và điều này dẫn đến phổ tạp âm khá phẳng (không giống như IMD) Tình trạng trên hình 1.6 là minh họa cho trường hợp sóng mang đơn băng rộng có đường bao thay đổi (WCDMA chẳng hạn) hay một số sóng mang

đặt gần nhau (băng hẹp hoặc băng rộng)

Thông thường các bộ biến đổi nâng tần thụ động rời rạc (xây dựng dựa trên

bộ trộn xuyên diot) có hiệu năng tạp âm tốt hơn so với trường hợp mạch tích hợp Ngoài ra các thông số như cân bằng khuếch đại và pha kém, tổn hao chèn đều cần phải xem xét khi thiết kế

Tạp âm pha LO

Lượng tạp âm pha xuất hiện tại LO biến đổi nâng tần cũng qua trọng để đạt được hiệu năng kênh lân cận tốt và hiệu năng EVM (Error Vector Magtitude: biên độ vectơ lỗi) tốt

Có hai giải pháp chính cho vấn đề này:

- Cải thiện che chắn đầu ra máy phát đối với VCO và các đường nguồn

- Thực hiện LO trên kênh bằng cách trộn hai LO khác nhau Các này đảm bảo rằng hoặc không VCO nào xuất hiện trên kênh và nhờ vậy giảm đáng kể khả năng nhiễu

từ tín hiệu đầu ra máy phát

Hiệu năng EVM

Hiệu năng EVM của máy phát được xác định bởi một số yếu tố:

- Rò LO

- Triệt ảnh và lỗi I.Q

- Tạp âm pha

1.2 Biến đổi nâng tầng nội suy

Sơ đồ biến đổi nâng tần bằng nội suy được cho trên hình 1.7

Hình 1.7: Biến đổi nâng tần trong máy phát tuyến tính sử dụng bộ biến đổi nâng tần

tuyến tính và lọc số nội suy

Nội suy đảm bảo rằng các sản phẩm xuyên băng do các DAC tạo ra được phân tách đủ xa khỏi kênh mong muốn và các sản phầm này được suy giảm đến mức chấp nhận được đối với bộ lọc chống xuyên băng thông thấp tương tự

Kỹ thuật nội suy hoạt động trên nguyên tắc tăng tốc độ lấy mẫu hiệu dụng đối với dạng sóng đầu vào bằng cách tổng hợp các mẫu bổ sung vào giữa các mẫu gốc Các mẫu mới này được xây dựng dựa trên giá trị trung bình được đánh trọng

số của các mẫu gốc Khi này DAC cần hoạt động tại tốc độ lấy mẫu mới này (thường là 4 hay 8 lần tốc độ lấy mẫu gốc) Điều này đặt ra yêu cầu cao hơn đối với DAC, nhưng nó cho phép khối lượng xử lý tín hiệu lớn (mọi thứ trước khi xử lý nội suy) hoạt động tại tốc độ lấy mẫu thấp nhất có thể

Hình 1.8 minh họa quá trình này trong miền thời gian đối với một tín hiệu hàm sin tại tốc độ lấy mẫu là 5 mẫu trên một chu kỳ (hình 1.8a) nghĩa là nằm trong giới hạn Nyquist và tốc độ quá tần bằng 4 (hình 1.8b) Ta có thể thấy rằng mỗi mẫu gốc được thay thế bằng 4 mẫu mới, vì thế thời gian lấy mẫu giảm bằng một phần bốn thời gian lấy mẫu của quá trình lấy mẫu gốc Hiệu ứng của điều này lên DAC

có thể thấy trên hình 1.8c,d đối với tốc độ gốc và tốc độ qúa tần Rõ ràng rằng trên hình 1.8d, bản sao hình sin dễ nhận biết hơn nhiều và vì thế phổ đầu ra sẽ ‘sạch hơn’

Hình 1.8: Minh họa hiệu ứng đầu ra của nội suy đối với hàm sin: (a) 5 mẫu trên một chu kỳ; (b) 20 mẫu trên một chu kỳ, (c) đầu ra DAC từ (a) chưa lọc; (d) đầu ra từ (d)

chưa lọc

Hình 1.9 minh họa hiệu ứng của các quá trình khác nhau trên hình 1.8 trong miền tần số Trên hình 1.9a có thể thấy toàn bộ phổ đầu ra DAC chưa được nội suy (đến miền Nyquist thứ tư) Bộ lọc chống xuyên băng yêu cầu trong trường hợp này phải có độ dốc phù hợp gần sản phẩm ảnh (quy định này khá chặt) Nếu nội suy được áp dụng, tình trạng này sẽ được cải thiện như thấy trên hình 1.8b; bây giờ bộ lọc có thể giảm đáng kể các ảnh xuất hiện trong các vùng Nyquist thứ nhất, thứ hai

và thứ ba Giả sử phân cách tần số giữa sản phầm này và thành phần cơ bản mong muốn là lớn, có thể dễ dàng thiết kế bộ lọc chống xuyên băng để lọai bỏ nó

Hình 1.9 Minh họa ảnh hưởng của nội suy tín hiệu đầu vào hàm sin trong miên tần số: phổ đầu ra được lấy mẫu trước nội suy (a), sau nội suy (b); đầu ra DAC (c) từ

(a) và (d) từ (b); (đáp ứng sinx/x).

Cấu trúc bên trong của một DAC nội suy được cho trên hình 1.10 Số liệu đầu vào được đưa đến một chốt có nhiệm vụ giữ số liệu cho quá trình nội suy và bộ lọc Xử lý nội suy được thực hiện theo đồng hồ có tốc độ bằng bội số của tốc độ số liệu đầu vào (bốn lần theo thí dụ trên) và đây cũng là tốc độ đồng hồ của chính DAC

Hình 1.10: Cấu trúc của một DAC nội suy

Các DAC nội suy thường đắt tiên hơn các DAC không nội suy vì thế sử dụng DAC không nội suy và thực hiện bộ lọc nội suy trên thiết bị DSP (nếu không gian cho phép) sẽ rẻ hơn.

1.3 Biến đổi nâng tần băng thông có nội suy

Sơ đồ biến đổi nâng tần băng thông có nội suy được cho trên hình 1.11 cũng giống như sơ đồ được xét ở trên chỉ khác là bộ lọc nội suy chọn một trong số các ảnh cao nhất Vì thế có thể xem nó như là biến đổi hạ tần xuyên băng khi sử dụng ADC

Kiến trúc trên có ưu điểm là rò dao động nội không còn là một bộ phận của phổ đầu ra mong muốn và vì thế có thể loại bỏ nó dễ dàng hơn (sử dụng bộ lọc thông cao tương tự) Tuy nhiên yêu cầu hiệu năng DAC cao hơn và đáp ứng sinx/x

có thể gây ra độ nghiêng biên độ không thể chấp nhận trên băng thông quan tâm

Hình 1.11: Biến đổi nâng tần vuông góc tương tự sử dụng lọc nội suy băng thông

1.4 Biến đổi IF số

Hiện nay có thể sử dụng các DAC hiện đại để nhận được đầu ra tại một tần

số IF khả dụng (nhiều chục MHz) Vì thế có thể xử lý biến đổi nâng tần vuông góc trong miền số và loại bỏ ảnh cũng như triệt rò LO hoàn hảo Kiến trúc để thực hiện biến đổi nâng tần trong trường hợp này được cho trên hình 1.12

Hình 1.12: Kiến trúc máy phát sử dụng đầu ra IF số

Các đầu ra của các xử lý nội suy bây giờ được cấp cho một bộ biến đổi nâng tần vuông góc sử dụng NCO (Numerically Controlled Oscillatorr: bộ dao động điều khiển bằng số) làm tín hiệu dao động nội

Đầu ra của bộ biến đổi nâng tần số được cấp cho một bộ DAC đầu ra IF và nếu DAC này được lấy mẫu quá tần thì tốc độ lấy mẫu có thể lên đến vài trăm MHz Đầu ra của DAC này chứa băng mong muốn cộng với các hài và các sản phẩm xuyên băng Các thành phần gây nhiễu này được lọc bởi bộ lọc băng thông (bộ lọc SAW) Sau đó IF đựơc chuyển vào RF bằng biến đổi nâng tần

1.5 Biến đổi nâng tần đa sóng mang

Hình 1.13 cho thấy kiến trúc biến đổi nâng tần đa sóng mang được xây dựng trên cơ sở mở rộng kiến trúc máy phát trung tần số nói trên Trong trường hợp này các sóng mang (ba sóng mang) được biến đổi nâng tần riêng rẽ bởi một NCO riêng Sau đó chúng cộng số với nhau trước khi đến biến đổi số vào tương tự Do tín hiệu

đa sóng mang nên tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu tăng nếu không có các biện pháp chống hiệu ứng này (xén bằng bộ tiền lọc hay hậu lọc, chỉnh pha sóng mang và giảm thừa số nhấp nhô) DAC phải có dải rộng đủ để để giải quyết vấn đề này và vì thế trong cấu trúc này hiệu năng DAC là yêu cầu quan trọng nhất

Hình 1.13 Kiến trúc máy phát đa sóng mang sử dụng đầu ra trung tần số (ba sóng

mang) 1.6 Biến đổi nâng tần Weaver

Ưu điểm của phương pháp Weaver là kênh ảnh rơi vào băng của kênh mong muốn vì thế giảm đáng kể yêu cầu triệt ảnh Bộ tạo SSB của phương pháp Weaver được cho trên hình 1.14 Đây là một kiến trúc biến đổi trực tiếp được đặt trước biến đổi nâng tần vào RF tương tự thông thường Ưu điểm chính của kỹ thuật này là khi

sử dụng SDR nó cho phép nhiều khía cạnh của hệ thống được thực hiện trong DSP nhất là các khía cạnh khó thực hiện trong phần cứng tương tự (chẳng hạn tạo ra các

Hình 1.14 Bộ tạo sóng SSB phương pháp Weaver

Giả sử tín hiệu đầu vào có băng thông B, tần số trung tâm f0, biên tần dưới fL

như trên hình 1.15a Ta có thể biểu diễn tín hiệu vào ở dạng tổng các hàm sin như sau:

(1.1)

Hình 1.15: Các dạng phổ của tín hiệu băng gốc đầu vào (a) và tín hiệu đầu ra của bộ

điều chế cân bằng thứ nhất (b)

Tín hiệu băng gốc đầu vào được trộn với dao động nội làm việc tại một nửa

(1.4)

(1.5)

Sau đó mỗi đường I và Q được biến đổi nâng lên tần số kênh cuối cùng bởi một bộ dao động nội vuông góc hoạt động tại tâm của kênh (có thể là tần số mang của kênh mong muốn) Tín hiệu RF đầu ra khi này có dạng:

(1.6)

(1.7)Sau đó hai tín hiệu được cộng với nhau để tạo ra một kênh SSB trong đó ảnh của quá trình biến đổi nâng tần cuối cùng xuất hiện trong băng và bị loại trừ nhờ sự tạo dao động vuông góc chính xác Tín hiệu đầu ra được biển diễn như sau:

(1.8)

1.7 Máy phát tuyến tính sử dụng RF DAC

Hiện nay các RF DAC đang được nghiên cứu trong đó các bộ biến đổi thông thường tốc độ cao độ phân giải thấp đã xuất hiện trong các ứng dụng biến đổi trực tiếp đến sóng mang (RF) Phần này sẽ xét một số giải pháp hứa hẹn đối với các DAC tốc độ cao thông thường cho các ứng dụng RF

1.7.1 Nhược điểm của các DAC hiện nay

Hiệu năng của các DAC hiện nay phụ bị giới hạn bởi méo xảy ra do quá độ của chuyển mạch số liệu (hình 1.16) và các méo này ảnh hưởng lên hiệu năng miền tần số của thiết bị

Ba nguyên nhân méo chính là:

- Nhiễu giữa các ký hiệu (ISI)

- Đồng bộ định thời không hoàn hảo

- Jitter đồng hồ

Có thể giải quyết ISI bằng các sử dụng RZ DAC (Return-to-Zero DAC: DAC trở về không) Kiểu DAC này cho phép loại bỏ bộ nhớ từng mẫu của bộ biến đổi, vì thế đảm bảo rằng các quá độ của chuyển mạch số liệu càng gần hơn với luồng số đầu vào Tuy nhiên đòi hỏi DAC tạo ra các bước lớn hơn đối với cùng một năng lượng đầu ra và vì thế tăng độ nhạy cảm với jitter đồng hồ

Hình 1.16: Đáp ứng xung kim của một DAC thông thường: méo tại biên chuyển

mạch

1.7.2 Cấu trúc và hoạt động của một RF DAC

Hình 1.17 cho thấy cấu trúc và hoạt động cơ sở của một RF DAC được xây dựng trên cơ sở sử dụng nhiều chu kỳ dao động hay nhiều xung trong từng mã đầu

ra của DAC

Hình 1.17: Cấu trúc và hoạt động của một RF DAC

Các ưu điểm chủ yếu của RF DAC so với phương pháp DAC thông thường cộng bộ trộn là:

- Các DAC không trở về không sử dụng trong kiến trúc DAC thông thường cộng bộ trộn dễ bị ISI và jitter

- Kiến trúc thông thường cũng dễ bị tạp âm pha tại bộ dao động nội biến đổi nâng tần

- RF DA cho phép tiết kiệm nguồn, giảm độ phức tạp phần cứng và cải thiện quỹ tạp âm vì nó không cần bộ dao động nội, bộ trộn và các phần tử lọc lẫn biến đổi dòng điện vào điện áp

Nhược điểm chủ yếu của DAC này là cần chuyển mạch đồng bộ dạng sóng của xung vì thế cần vòng khóa pha

1.7.3 Kiến trúc máy phát sử dụng RF DAC

Hình 1.18 cho thấy kiến trúc máy phát sử dụng RF DAC Biến đổi nâng tần được thực hiện để tạo ra tín hiệu đầu ra thực (để tránh cần hai RF DAC) với tín hiệu được cung cấp tại IF số thấp tần

Hình 1.18: Kiến trúc máy phát tuyến tính sử dụng RF DAC

Nếu giảm thiểu tốc độ lấy mẫu của DAC, có thể sử dụng kiến trúc RF DAC kép trên hình 1.19 Trong trường hợp này các RF DAC được tích hợp với quá trình

xử lý biến đổi nâng tần vuông góc và vì thế hoạt động cùng với các tín hiệu đầu vào

Hình 1.19: Máy phát tuyến tính sử dụng hai RF DAC

CHƯƠNG 2: CÁC KIẾN TRÚC BIẾN ĐỔI NÂNG TẦN ĐƯỜNG BAO

KHÔNG ĐỔI

Trong các phần trước ta đã xét các kiến trúc biến đổi nâng tần thích hợp cho mọi khuôn dạng điều chế Trong phần này ta sẽ xét các kiến trúc biến đổi nâng tần chỉ phù hợp cho các máy được điều pha hoặc điều tần với tín hiệu có đường bao không đổi

2.1 Máy phát được điều chế bởi tham chuẩn dựa trên vòng khóa pha

Cấu trúc của máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đựơc xây dựng trên cơ

sở vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) được cho trên hình 2.1

Hình 2.1: Cấu trúc của máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đựơc xây dựng trên

cơ sở vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop)

Nguyên tắc hoạt động ở sơ đồ trên hình 2.1 như sau Tín hiệu số liệu phát được đưa lên điều chế pha/tần đối với bộ dao động có tần số tham chuẩn tại trung tần Tín hiệu đầu ra VCO (Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp) tần số RF đựơc chia tần N lần (biến đổi hạ tần) xuống tần số trung tần tham chuẩn và đựơc so pha với tín hiệu được điều chế pha/tần Điện áp sai pha được đưa lên nạp bộ bơm (Charge Pump) để điều chế pha/tần cho VCO Điều chế thực hiện với bộ dao động tham chuẩn hoặc bằng cách dither (điều chế tỷ số chia N) bộ chia

Điều chế có thể thực hiện trực tiếp với bộ VCO (hình 2.2)

Hình 2.2: Máy phát với VCO dựa trên PLL và được điều chế trực tiếp

Hoạt động của sơ đồ trên hình 2.2 như sau: Trước hết khóa được đóng để khóa pha/tần cho VCO bằng tần số chuẩn Sau đó khóa mở để điều chế VCO bằng số liệu phát Nhược điểm của sơ đồ này là trong thời gian điều chế VCO không được khóa pha

2.2 Máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đầu vào dựa trên vòng khóa pha

Kiến trúc này được cho trên hình 2.3 Tham chuẩn cho vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) được tạo ra bằng cách biến đổi nâng tần các tín hiệu số liệu I/Q

Hình 2.3: Máy phát được điều chế bằng tham chuẩn đầu vào dựa trên PLL

Hoạt động của sơ đồ trên hình 2.3 như sau: Các kênh I và Q sau DAC được

hiệu từ VCO được biến đổi hạ tần và trung tần bằng bộ trộn làm việc tại tần số của

bộ dao động nội thứ hai và được đưa lên so pha với tín hiệu tham chuẩn của bộ dao động nội được điều chế Điện áp sai pha được nạp cho bơm để điều khiển pha của VCO

2.3 Sử dụng bộ tổng hợp số trực tiếp để điều chế máy phát dựa trên PLL

Kiến trúc này được cho trên hình 2.4

Hình 2.4: Máy phát dựa trên PLL với đầu vào tham chuẩn được tạo ra bởi tín hiệu

số trực tiếp

Hoạt động của sơ đồ trên hình 2.4 cũng giống như sơ đồ 2.3 Tuy nhiên trong trường hợp này tín hiệu tham chuẩn được tạo ra bằng cách tra cứu bảng hàm sin

2.4 Máy phát dựa trên PLL sử dụng tổng hợp một phần N được điều chế

Máy phát trong trường hợp này được cho trên hình 2.5

Hình 2.5: Máy phát dựa trên PLL sử dụng tổng hợp một phần N được điều chế

Trong máy phát này tỷ lệ chia được điều chế bởi số liệu cần phát để được điều tần Tần số đầu ra của nội tổng hợp PLL được xác định như sau:

(2.1)Nếu tỷ lệ chia N được chế thì (2.1) trở thành

(2.2)Trong đó D(t) là số liệu điều chế (sau lọc) Vì thế tần số được điều chế bởi dạng sóng số liệu Hoạt động của máy phát như sau Trước hết số liệu phát được lọc bởi bộ lọc số FIR Sau đó được cộng với tỷ số chia để chọn kênh (giá trị dịch tần sóng mang) Tín hiệu tổng tạo nên đầu vào của bộ điều chế delt-sigma, đầu ra của nó sẽ điều chế tỷ số chia của PLL Sự thay đổi của tỷ số chia sẽ điều chế song mang để được tín hiệu đièu chế đầu ra mong muốn Sử dụng bộ điều chế delta-signa cho phép tạp âm lượng tử (sinh ra trong quá trình điều chế) dịch chuyển đến dải tần cao hơn nhiều so với phổ số liệu băng gốc Vì thế có thể lọc tạp âm này bằng lọc thông thấp của PLL Kiến trúc này có ưu điểm là cho phép phát tốc độ số liệu cao hơn mà không cần tần số tham chuẩn thấp Sử dụng bộ điều chế delta-signa

và không đòi hỏi bộ trộn khiến kiến trúc này vừa đơn giản lại và có thể thực hiện được trong một thiết bị tích hợp công suất thấp

Nhược điểm duy nhất của kiến trúc này là yêu cầu băng thông PLL phải lớn hơn băng thông điều chế