Mô hình hóa và thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi Điện tử công suất( Modeling and Control of Power Electronic Converter)

Mô hình hóa và thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi Điện tử công suất( Modeling and Control of Power Electronic Converter) CONTENTS DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT............................................................................7 1 TỔNG QUAN VỀ CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT VÀ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂNEquation Chapter 1 Section 1 ...................................................................................................18 1.1 Sơ đồ hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất .............................................18 1.2 Mạch phát xung điều khiển đóng mở van bán dẫn .......................................................19 1.2.1 Điều khiển mở cho Tiristor ...................................................................................19 1.2.2 Điều khiển đóng cắt cho MOSFET.......................................................................21 1.2.3 Điều khiển đóng cắt cho IGBT .............................................................................23 1.2.4 Mạch driver cho MOSFET và IGBT ....................................................................25 1.3 Mục tiêu đặt ra trong thiết kế điều khiển các bộ biến đổi .............................................26 1.4 Các loại hệ thống điều khiển.........................................................................................29 2 CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG PWMEquation Chapter 2 Section 2 31

0

BỘ MÔN TỰ ĐỘNG HÓA CÔNG NGHIỆP – VIỆN ĐIỆN

Mô hình hóa và thiết kế điều khiển cho các bộ

biến đổi Điện tử công suất

Modeling and Control of Power Electronic Converter

Trần Trọng Minh, Vũ Hoàng Phương

7/25/2017

1

CONTENTS

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT 7

1 TỔNG QUAN VỀ CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT VÀ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂNEquation Chapter 1 Section 1 18

1.1 Sơ đồ hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 18

1.2 Mạch phát xung điều khiển đóng mở van bán dẫn 19

1.2.1 Điều khiển mở cho Tiristor 19

1.2.2 Điều khiển đóng cắt cho MOSFET 21

1.2.3 Điều khiển đóng cắt cho IGBT 23

1.2.4 Mạch driver cho MOSFET và IGBT 25

1.3 Mục tiêu đặt ra trong thiết kế điều khiển các bộ biến đổi 26

1.4 Các loại hệ thống điều khiển 29

2 CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG PWMEquation Chapter 2 Section 2 31 2.1 Các dạng sơ đồ điều chế 31

2.1.1 Điều chế trích mẫu tự nhiên 31

2.1.2 Phương pháp biến điệu độ rộng xung ứng dụng điều khiển số: PWM trích mẫu đều 34 2.2 Phân tích sóng hài dạng sóng điều chế PWM 36

2.2.1 Điều chế trích mẫu tự nhiên 36

2.2.2 Điều chế PWM trích mẫu đều 43

2.3 Mô hình tín hiệu nhỏ AC cho PWM với tần số sóng mang không đổi 45

2.3.1 Mô hình tín hiệu nhỏ AC cho PWM trích mẫu tự nhiên 45

2.4 Mô hình tín hiệu nhỏ AC cho PWM với tần số sóng mang thay đổi 48

2.5 Điều chế PWM cho các bộ nghịch lưu 50

2.5.1 Điều chế PWM cho nghịch lưu một pha nửa cầu 50

2.5.2 Điều chế PWM cho nghịch lưu cầu một pha 51

2.5.3 Thời gian chết trong chu kỳ điều chế 54

2.6 Điều chế PWM cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 54

2.6.1 Phương pháp sinPWM 54 2.6.2 Điều chế PWM cho nghịch lưu ba pha, có thêm vào thành phần thứ tự không

Lecture notes on modeling and design of control system for power electronic converter

2

2.7 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) 60

2.7.1 Khái niệm vector không gian 60

2.7.2 Trạng thái đóng cắt của van và vector trạng thái 61

2.7.3 Xác định hệ số điều chế 64

2.7.4 Mẫu xung tối ưu và thứ tự thực hiện các vector 67

2.7.5 Mẫu xung tối ưu sẵn sàng cho cài đặt trên vi điều khiển 68

2.7.6 Quá điều chế (Overmodulation) 70

2.7.7 Mô phỏng phương pháp SVM 71

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN VÒNG KÍN CHO CHỈNH LƯU TIRISTOR Equation Chapter 3 Section 3 77

3.1 Mạch tạo xung điều khiển các bộ biến đổi Tiristor 77

3.1.1 Nguyên lý tạo xung điều khiển cho bộ biến đổi Tiristor 77

3.1.2 Mạch tạo xung điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha 79

3.2 Mô hình hóa và tổng hợp mạch vòng dòng điện cho chỉnh lưu Tiristor 82

3.2.1 Mô hình hóa mạch vòng dòng điện sử dụng bộ biến đổi chỉnh lưu tiristor 82

3.2.2 Chỉnh lưu tiristor đóng vai trò như một bộ biến đổi nguồn dòng 86

4 MÔ HÌNH HÓA CÁC BỘ BIẾN ĐỔI Equation Chapter 4 Section 4 90

4.1 Các phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi bán dẫn công suất 90

4.2 Mô hình đóng cắt 91

4.2.1 Mô hình toán học 91

4.2.2 Mô hình đóng cắt cho các bộ biến đổi DC-DC 92

4.3 Mô hình trung bình cổ điển 96

4.3.1 Cơ sở toán học của mô hình trung bình 96

4.3.2 Tuyến tính hóa và mô hình trung bình tín hiệu nhỏ 97

4.4 Mô hình trung bình cho các bộ biến đổi DC-DC lý tưởng 98

4.4.1 Mô hình trung bình cho Buck converter 98

4.4.2 Mô hình trung bình cho Boost conveter 98

4.5 Mô hình trung bình cho các bộ biến đổi DC-DC có tính tới tổn hao 100

4.5.1 Mô hình trạng thái trung bình cho Bộ biến đổi kiểu boost có tổn hao 102

4.5.2 Mô hình trung bình cho Bộ biến đổi kiểu buck có tổn hao 103

4.5.3 Mô hình trung bình cho Bộ biến đổi kiểu Buck- boost có tổn hao 105

4.6 Mô phỏng kiểm chứng các mô hình 106

4.6.1 Mô hình mô phỏng bộ biến đổi kiểu buck 106

4.6.2 Mô hình mô phỏng boost converter 108

3

Equation Section (Next) 111

5.1 Phương pháp trung bình phần tử đóng cắt 111

5.1.1 Sơ đồ tương đương bất biến của phần tử đóng cắt 111

5.1.2 Mô hình trung bình phần tử đóng cắt cho Bộ biến đổi kiểu buck 115

5.2 Phương pháp trung bình hóa mạng đóng cắt 116

5.2.1 Trung bình hóa mạng đóng cắt cho sơ đồ Bộ biến đổi kiểu boost 116

5.2.2 Trung bình hóa mạch đóng cắt cho Buck, Buck-boost 120

5.2.3 Hàm truyền cho bộ biến đổi có tính tới điện trở cuộn cảm rL và điện trở rESR của tụ 121 5.2.4 Hàm truyền có tính tới tổn hao trên van bán dẫn và điôt 123

5.2.5 Mô hình trung bình tính tới tổn hao do quá trình đóng cắt 125

6 MÔ HÌNH TRUNG BÌNH TỔNG QUÁT Equation Section (Next) 127

6.1 Mô hình trạng thái trung bình tổng quát và vectơ động 127

6.1.1 Khái niệm về phazor động 127

6.1.2 Phương trình với các biến động tín hiệu nhỏ 129

6.1.3 Liên hệ giữa phazor động và dạng sóng thực 130

6.2 Mô hình trung bình tổng quát 131

6.3 Mô hình trung bình tổng quát cho nghịch lưu nguồn áp một pha 132

6.3.1 Mô hình nghịch lưu nguồn áp cầu một pha xung chữ nhật 132

6.3.2 Mô hình nghịch lưu nguồn áp cầu một pha điều chế PWM 135

6.4 Mô hình trung bình tổng quát cho nghịch lưu ba pha 137

6.4.1 Sơ đồ chỉnh lưu kiểu Boost ba pha 137

6.4.2 Sơ đồ nghịch lưu ba pha nguồn áp 141

7 MÔ HÌNH TRUNG BÌNH HẠ BẬC Equation Section (Next) 145

7.1 Phương pháp giảm bậc phương trình trạng thái 145

7.2 Mô hình giảm bậc cho Bộ biến đổi kiểu boost trong chế độ DCM 146

7.3 Mô hình trung bình giảm bậc của bộ biến đổi DC-AC nối lưới 148

8 THIẾT KẾ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI Equation Section (Next) DC/DC 152 8.1 Thiết kế điều khiển dựa trên đáp ứng tần số 152

8.1.1 Đáp ứng tần số của hệ tuyến tính 152

8.1.2 Đáp ứng thời gian của hệ thống điều khiển 153

8.1.3 Các bộ bù tiêu biểu 157

8.2 Điều khiển trực tiếp đầu ra 160

4

8.2.1 Cơ sở thiết kế cấu trúc điều khiển trực tiếp đầu ra 160

8.2.2 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck 163

8.2.3 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Boost 167

8.3 Điều khiển gián tiếp đầu ra – cấu trúc hai mạch vòng 175

8.3.1 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck 176

8.3.2 Ví dụ thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Boost 180

8.3.3 Ứng dụng cấu trúc điều khiển dòng trung bình cho bộ biến đổi Boost trong bộ biến đổi PFC 184 8.4 Điều khiển theo dòng điện lập trình được (Current-programmed Mode – CPM) 187

8.4.1 Sự mất ổn định khi D>0,5 189

8.4.2 Mô hình bộ biến đổi điều khiển theo dòng điện 192

8.4.3 Cấu trúc điều khiển dòng điện đỉnh cho bộ biến đổi Buck 194

8.4.4 Cấu trúc điều khiển dòng điện đỉnh cho bộ biến đổi Boost 196

8.5 Điều khiển bằng phương pháp phản hồi trạng thái áp đặt điểm cực 198

8.5.1 Khái niệm về phản hồi trạng thái áp đặt điểm cực 198

8.5.2 Bộ quan sát trạng thái 202

8.5.3 Thiết kế hệ thống điều khiển theo phương pháp phản hồi trạng thái áp đặt điểm cực cho Boost converter 203

8.6 Áp dụng cấu trúc điều khiển DC/DC trong thực tế 209

8.6.1 Kỹ thuật điều khiển tương tự 209

8.6.2 Kỹ thuật điều khiển số 210

9 ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI DC-AC VÀ AC-DC Equation Section (Next) 214

9.1 Đặc điểm và yêu cầu điều khiển cho các bộ biến đổi có khâu xoay chiều tần số thấp 214 9.2 Thiết kế điều khiển trên hệ tọa độ quay 0dq 215

9.2.1 Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu tích cực ba pha 215

9.2.2 Xác định thông số các bộ điều chỉnh PI cho chỉnh lưu tích cực ba pha 219

9.2.3 Mô phỏng hệ thống điều khiển chỉnh lưu tích cực ba pha trên hệ tọa độ 0dq 221

9.2.4 Thiết kế điều khiển chỉnh lưu tích cực một pha trên hệ tọa độ 0dq 224

9.2.5 Cấu trúc điều khiển nghịch lưu 3 pha làm việc độc lập 225

9.3 Các bộ điều chỉnh cộng hưởng 232

9.3.1 Khái niệm về các bộ điều chỉnh cộng hưởng 232

9.3.2 Phương pháp thiết kế bộ điều chỉnh PR 237

9.3.3 Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu tích cực 1 pha với bộ điều chỉnh PR 244

9.3.4 Cấu trúc điều khiển nghịch lưu nguồn áp độc lập 1 pha với bộ điều chỉnh PR 250

5

9.4 Thuật toán vòng khóa pha 255

9.4.1 Thuật toán vòng khóa pha PLL 3 pha 255

9.4.2 Thuật toán vòng khóa pha 1 pha 258

9.5 Triển khai hệ thống điều khiển bộ biến đổi DC/AC trong thực tế 261

10 CÁC PHƯƠNG PHÁP THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN CHO ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT Equation Section (Next) 269

10.1 Một số cơ sở toán học 269

10.2 Bậc tương đối và động học không 271

10.3 Tổng quan về các phương pháp điều khiển phi tuyến áp dụng cho Điện tử công suất 273 11 TUYẾN TÍNH HÓA BẰNG PHẢN HỒI CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT Equation Section (Next) 274

11.1 Khái niệm về tuyến tính hóa nhờ phản hồi 274

11.2 Khả năng vận dụng phương pháp thiết kế tuyến tính hóa chính xác cho bộ biến đổi DC/DC 277 11.2.1 Xét ví dụ cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck 277

11.2.2 Xét ví dụ bộ biến đổi DC/DC kiểu Boost 280

11.3 Khả năng vận dụng phương pháp thiết kế tuyến tính hóa chính xác cho bộ biến đổi AC/DC 284 12 ĐIỀU KHIỂN TỰA PHẲNG CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 285

12.1 Hệ phẳng và điều khiển tựa khiển phẳng 285

12.2 Phương pháp thiết kế hệ thống điều khiển tựa phẳng 287

12.3 Áp dụng điều khiển tựa phẳng cho bộ biến đổi DC/DC 289

12.3.1 Ví dụ cho bộ biến đổi Buck 289

12.3.2 Ví dụ cho bộ biến đổi Boost 292

12.4 Áp dụng điều khiển tựa phẳng cho nghịch lưu nguồn áp ba pha nối lưới 296

12.4.1 Xác định mô hình tựa phẳng 296

12.4.2 Thiết kế trực tiếp 298

12.4.3 Điều khiển nối cấp 298

12.4.4 Mô phỏng 300

13 ĐIỀU KHIỂN TỰA THỤ ĐỘNG CHO ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT Equation Section (Next) 301 13.1 Định nghĩa hệ thụ động 301

13.2 Biểu diễn Euler-Lagrange cho hệ động học 302

13.3 Mô hình tổng quát dạng thụ động cho các bộ biến đổi bán dẫn công suất 303

6

13.4 Ví dụ biểu diễn dạng Euler-Lagrange của các bộ biến đổi 305

13.5 Điều khiển ổn định cho các bộ biến đổi bán dẫn công suất 312

13.5.1 Cơ sở lý thuyết trong điều khiển ổn định 312

13.5.2 Tính toán biến điều khiển cho vấn đề ổn định hệ thống 313

13.5.3 Hệ điều khiển thụ động thích nghi ước lượng tham số 314

13.6 Ví dụ thiết kế điều khiển tựa thụ động cho Bộ biến đổi kiểu boost 315

13.6.1 Tính toán tín hiệu điều khiển 315

13.6.2 Tính chọn các hệ số cho ma trận cản dịu 317

13.6.3 Phân tích tính ổn định của hệ kín 318

13.6.4 Thích nghi ước lượng tham số 319

13.6.5 Mô hình mô phỏng hệ thống điều khiển tựa thụ động thích nghi ước lượng tham số cho Bộ biến đổi kiểu boost 320

14 ĐIỀU KHIỂN HỆ CÓ CẤU TRÚC THAY ĐỔI Equation Section (Next) 321

14.1 Hệ thống điều khiển kiểu rơ-le 321

14.2 Chế độ trượt trong VSS 322

14.2.1 Ví dụ một hệ VSS đơn giản 322

14.2.2 Chế độ trượt trong VSS 325

14.2.3 Tính ổn định của chế độ trượt 325

14.2.4 Điều khiển trượt cho Bộ biến đổi kiểu buck 326

14.2.5 Mô phỏng hệ điều khiển trượt cho Bộ biến đổi kiểu buck 328

14.3 Điều kiện tồn tại chế độ trượt 330

14.4 Điều khiển tương đương 331

14.4.1 Điều khiển tương đương đối với hệ tuyến tính điều khiển vô hướng 332

14.4.2 Điều khiển tương đương đối với hệ tuyến tính điều khiển vector 333

14.4.3 Điều khiển tương đương đối với hệ phi tuyến tính dạng affin 334

14.5 Phương pháp thiết kế điều khiển theo mode trượt 334

14.5.1 Thiết kế điều khiển trượt cho bộ biến đổi kiểu buck 335

14.5.2 Thiết kế điều khiển trượt cho bộ biến đổi kiểu boost 339

14.5.3 Thiết kế điều khiển trượt cho các BBĐ DC-DC 345

14.6 Thiết kế điều khiển trượt cho BBĐ DC-AC 347

15 Tài liệu tham khảo 349

7

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT

Các chữ viết tắt

PAF Bộ lọc tích cực (Power Active Filter)

CCM Chế độ dòng điện liên tục (Continuous-conduction mode)

DCM Chế độ dòng điện gián đoạn (Discontinuous-conduction mode)

SISO Một đầu vào – một đầu ra (Single Input Single Output)

CF PWM Bộ điều chế với tần số không đổi

MIMO Nhiều đầu vào – nhiều đầu ra (Multiple-Input-Multiple-Output)

PWM Điều chế độ rộng xung (Pulse-width modulation)

SWM Điều chế vector không gian (Space vector modulation)

ZOH Khâu trích mẫu và giữ bậc không (Zero-Order Hold)

PFC Hiệu chỉnh hệ số công suất (Power factor correction)

PM Dự trữ pha (Phase Margin)

GM Dự trữ biên độ (Gain Margin)

ADC Chuyển đổi tương tự sang số (Analog to Digital Converter)

DAC Chuyển đổi số sang tương tự (Digital to Analog Converter)

PLL Vòng khóa pha (Phase Locked Loop)

PI Bộ điều chỉnh tỷ lệ tích phân (Proportional Integral)

PR Bộ điều chỉnh cộng hưởng tần số (Proportional Resonant)

DSP Xử lý tín hiệu số (Digital Signal Processor)

VOC Điều khiển tựa điện áp lưới (Voltage Oriented Control)

EMI Nhiễu điện từ (Electromagnetic interference)

UPS Thiết bị cấp nguồn liên tục (Uninterruptible power supplier)

RHP Điểm zero nằm bên phải mặt phẳng phức (Right half plane)

ESR Nội trở nối tiếp tụ điện (Equivalent series resistance)

PV Pin mặt trời (Photovoltaics)

FPGA Field-programmable gate array

SMC Điều khiển trượt (Sliding mode control)

Các ký hiệu

8

Von V Điện áp giữa ca-tôt và a-nốt giảm xuống đến Von

trr s Thời gian dòng có giá trị âm,thời gian phục hồi

tq s Thời gian khóa van,lớn hơn thời gian phục hồi khoảng

2 lần

RGext Ω Điện trở mắc nối tiếp ở cực điều khiển

VP V Giá trị đỉnh xung điều khiển đưa ra từ Driver

UGS(th) V Giá trị ngưỡng của UGS khi tụ (CGS + CDSl) được nạp

td(on) = t1 s Thời gian trễ khi mở

t1,t2, t3, t4 s Các khoảng thời gian đặc trưng

A1 Đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + CGD)

A2 Đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng

t2 đến t4

td(off) s Thời gian trễ khi khóa

RDS(on) Ω Điện trở DS khi dẫn

9

Cgc, Cge F Thể hiện các tụ ký sinh giữa cực điều khiển và

collector, emitter

VGE(th) V Điện áp giữa cực điều khiển và emitter đạt đến giá trị

ngưỡng (khoảng 3 – 5V)

tr s Thời gian dòng điện giữa collector-emitter tăng theo

quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I0

VGE,Io V Điện áp giữa cực điều khiển và emitter

tfv1, tfv2 s Hai giai đoạn của quá trình mở

Ron Ω Điện trở giữa collector-emitter khi khóa bão hòa hoàn

toàn

VCE,on V Khi bão hòa hoàn toàn,VCE,on = I0Ron

VG V Điện áp giữa cực điều khiển và emittertăng đến giá trị

cuối cùng

tfi1,tfi2 s Hai giai đoạn giảm dòng qua collector

i1, i2 A Dòng của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT ở 2

giai đoạn tfi1 và tfi2

UCE(sat) A Điện áp khi IGBT dẫn

dUCE/dt

IG,max A Dòng điện được dòng điều khiển đầu cung cấp

c(t) tín hiệu sóng mang dạng răng cưa

vcontrol(t) V tín hiệu từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp

vr(t) V tín hiệu đặt dòng điện có dạng sin

10

H(s) hàm truyền của bộ điều chỉnh điện áp

r(t)

(u u u a, b, c) V Điện áp pha trong hệ tọa độ abc

Um V Điện áp 3 pha được biểu diễn trong hệ tọa độ αβ

fh Hz Tần số của các thành phần hài sau phép điều chế

 rad Góc chậm pha so với điểm chuyển mạch tự nhiên của

các tiristo được điều khiển mở bởi các xung tại các thời điểm

Vdα V điện áp trung bình của đầu ra chỉnh lưu Tiristor loại p

xung

2

m

V V giá trị đỉnh của điện áp dây đặt vào mạch chỉnh lưu

ak, bk biên độ của các thành phần sóng hài bậc k có trong

id,iq 2 thành của dòng điện trong hệ trục 0dq

14

u , uβ V tín hiệu điều khiển đến từ khâu điều chế

e , e V Sức điện động điện áp đầu ra xoay chiều

( )t

e

Pin_DC W Công suất đưa vào tụ DC-link

𝜃e tín hiệu sai lệch pha giữa góc pha thực và góc pha tính

toán của vector điện áp

Is_Max A giá trị dòng điện pha lớn nhất

cs

UC_max V Điện áp trên tụ lớn nhất

Kic, Kif

định tốc độ hội tụ của ước lượng tham số

γ1 , γ2 hai số dương, xác định tốc độ hội tụ của sai lệch ước

lượng tham số E, Y tới không

Rs Ω xác định độ nghiêng của đường thẳng trượt, có thể là

điện trở của mạch đo dòng điện



M

lệch đầu ra vˆo trong miền thời gian

V, tuy nhiên lại được điều khiển bởi những dòng điện, điện áp rất nhỏ, tạo ra bởi những mạch điện tử công suất nhỏ thông thường, gọi là các mạch phát xung

Các mạch phát xung phải tạo ra xung điều khiển trực tiếp đóng cắt các van bán dẫn, được xây dựng từ các phần tử rời rạc Các khâu điều chế có thể xây dựng từ các phần tử rời rạc, nghĩa là hoàn toàn bằng phần cứng, nhưng cũng có thể thực hiện bằng phần mềm Khi đó quy luật điều chế có thể thực hiện bằng chương trình trên các vi điều khiển hoặc bộ xử lý tín hiệu số DSP Cùng với khâu phát xung, khâu điều chế được coi là mức điều khiển thấp nhất

Để có được những thông số nguồn điện ở đầu ra mong muốn, như giá trị và dạng sóng của điện

áp, dòng điện, trong điều kiện các thông số của nguồn và các biến động của tải tác động, có thể phải áp dụng các hệ thống điều khiển có phản hồi Trong đa số trường hợp bộ biến đổi không thể làm việc được nếu thiếu các mạch vòng điều chỉnh kín Việc áp dụng các công cụ của Lý thuyết điều khiển tự động trong các ứng dụng của Điện tử công suất gọi là điều khiển Điện tử công suất

Các mạch vòng điều chỉnh bao gồm các mạch đo lường dòng điện, điện áp, bộ xử lý sai lệch, đưa

ra tín hiệu điều khiển tới mạch điều khiển ở mức thấp hơn Trước đây mạch vòng điều chỉnh chủ yếu được xây dựng bởi các phần tử tương tự rời rạc vì bản chất nó phải làm việc với các tín hiệu tương tự Tuy nhiên ngày nay do tiến bộ vượt bậc của vi điều khiển và DSP các hệ thống điều khiển hoàn toàn số

đã được áp dụng rộng rãi Do đó các hệ thống điều chỉnh chủ yếu được thực hiện bằng phần mềm

1.1 Sơ đồ hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

Trong xu hướng phát triển hiện nay phần lớn các bộ biến đổi Điện tử công suất là một hệ thống điều khiển số Về mặt cấu tạo hệ thống bao gồm phần cứng và phần mềm Phần cứng bao gồm mạch lực, các khâu phát xung được xây dựng từ các phần tử rời rạc Các khâu đo lường các tín hiệu điện như dòng điện, điện áp, cũng dùng những mạch tương tự để phối hợp trở kháng, chuẩn hóa, lọc nhiễu, trước khi đưa tín hiệu đến các khâu A/D để chuyển thành tín hiệu số Phần mềm sẽ chịu trách nhiệm xử lý các tín hiệu trong môi trường số Bản chất các hệ thống điều khiển số là các hệ trích mẫu, trong đó các tín hiệu vào ra được cập nhật ở đầu mỗi chu kỳ, quá trình tính toán phải hoàn thành trong chu kỳ trích mẫu và cập nhật trên đầu ra ở đầu chu kỳ tiếp theo Những quá trình nhanh như mạch vòng dòng điện phải được cập nhật với chu kỳ ngắn hơn nhiều so với các quá trình chậm, như mạch vòng điện áp hoặc các mạch vòng bên ngoài của bộ biến đổi Mối quan hệ giữa các khâu và quá trình xử lý trong hệ thống

điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất được minh họa như trên 0

100 ms

10 ms

.

Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu

Trên 0 thể hiện vị trí của các thành phần trong hệ thống điều khiển bộ biến đổi bán dẫn nói chung,

trong đó chỉ ra mối quan hệ giữa phần cứng và phần mềm thông qua khoảng thời gian trích mẫu tương ứng Phần cứng bao gồm mạch van bán dẫn và mạch phát xung với thời gian tác động ngắn nhất, cỡ 0,1

÷ 1 µs Mạch điều khiển ở cấp thấp nhất bao gồm khâu điều chế, mạch đo các đại lượng điện như điện

áp, dòng điện ở đầu vào, đầu ra bộ biến đổi hoạt động với chu kỳ trích mẫu cập nhật tín hiệu vào, ra cỡ

10 µs Mạch vòng tác động nhanh như mạch vòng dòng điện, mạch vòng mô men, cùng với khâu đo lường các biến quá trình (có thể là tốc độ, áp suất, nhiệt độ, ) thường cập nhật với chu kỳ cỡ 100 µs Mạch vòng ngoài cùng liên quan đến công nghệ như tốc độ, độ dịch chuyển, vị trí, cập nhật ở tần số thấp, chu kỳ cỡ 1 ms Các quá trình theo dõi, giám sát, trao đổi thông tin với hệ thống điều khiển cấp cao hơn được trích mẫu với thời gian cỡ 100 ms

0 thể hiện một hệ thống điều khiển số Tuy nhiên một hệ thống điều khiển tương tự cũng có thể

được hình dung với việc sắp đặt các mạch vòng tương tự như vậy, trong đó thời gian trích mẫu được hiểu là các hằng số thời gian nhanh chậm tương ứng

1.2 Mạch phát xung điều khiển đóng mở van bán dẫn

Tiristor là phần tử khóa bán dẫn cơ bản, mở dẫn dòng bằng tín hiệu điều khiển nhưng khóa lại

do tác dụng bên ngoài Tiristor khóa lại khi bị đặt điện áp ngược lên giữa ca-tốt và a-nốt hoặc do dòng qua nó về bằng không Nói cách khác thì tiristor là phần tử điều khiển không hoàn toàn Đặc tính đóng cắt của tiristor cho trên 0

Trên 0 tiristor được điều khiển mở bởi một xung dòng điện đưa vào giữa cực điều khiển và

ca-tốt iG Sau một khoảng thời gian trễ td dòng qua tiristor iT bắt đầu tăng lên đến giá trị I D và điện áp giữa ca-tôt, a-nốt vT giảm xuống đến giá trị V on là sụt áp nhỏ rơi trên van khi mở Khi tiristor đã dẫn dòng

xung điều khiển không còn cần thiết nữa Thời gian từ lúc có xung điều khiển đến khi van mở dẫn hoàn

toàn như trên đồ thị tgt là thời gian mở van

-Hình 1.2 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt

Giả sử tại thời điểm t1, điện áp trên van đảo cực tính, van bắt đầu khóa lại Dòng qua van giảm

về không với một tốc độ giảm diT /dt do mạch bên ngoài quyết định Dòng tiếp tục đảo chiều qua không

đến giá trị đỉnh Irr sau đó mới giảm dần về không Thời gian dòng có giá trị âm t rr là khoảng thời gian

phục hồi tính chất khóa của van, thiết lập giá trị điện áp âm cho tiếp giáp bán dẫn p-n Lượng điện tích

đi vào cấu trúc bán dẫn để xác lập điện áp trên các tiếp giáp phân cực ngược, bằng phần diện tích dưới

đường cong dòng điện, Qrr gọi là điện tích phục hồi Cho đến khi dòng ngược chưa đạt giá trị đỉnh I rr

van vẫn trong trạng thái phân cực thuận, điện áp giữa a-nốt, ca-tốt vẫn có giá trị dương nhỏ Von Từ thời

điểm dòng ngược bắt đầu giảm van mới thực sự bị phân cực ngược, điện áp trên van mới tăng lên đến

giá trị điện áp âm như từ ngoài đặt vào Trên đồ thị có thể thấy điện áp trên van có một giá trị đỉnh trong

một thời gian ngắn do dòng ngược biến động nhanh sinh ra trên các điện cảm ký sinh trong mạch Thời

gian van khóa lại coi là khoảng thời gian bắt đầu từ khi dòng qua không và lớn hơn thời gian phục hồi

khoảng 2 lần, tq Sau thời gian tq điện áp trên van có thể dương trở lại mà van không bị tự mở ra Đối

với tiristor thời gian khóa của van quyết định bởi thời gian phục hồi trr Với các tiristor nhanh trr cỡ từ

5 đến 30 µs, với các van chậm trr có thể đến 100 µs

G

K V

1500

2000V R1

R2

R3

V

Hình 1.3 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor; (a) Dùng biến áp xung, (b) Dùng IC cách ly

Ngoài thời gian đóng mở, các thông số quan trọng liên quan đến đặc tính động của van còn là

các giới hạn cho phép về tốc độ tăng dòng điện diT /dt và tốc độ tăng điện áp dv T /dt

21

Sơ đồ tiêu biểu của một mạch khuếch đại xung điều khiển tiristor được cho trên 0 Trên sơ đồ 0

(a) khóa transistor T được điều khiển bởi một xung có độ rộng nhất định, đóng cắt điện áp phía sơ cấp

biến áp xung Xung điều khiển đưa đến cực điều khiển của tiristor ở phía bên cuộn thứ cấp Mạch lực được cách ly hoàn toàn với mạch điều khiển bởi biến áp xung Điện trở R3 hạn chế dòng qua transistor

và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển Điôt D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến áp xung khi transistor T khóa lại để chống quá áp trên tranzito T Điôt D2 ngăn xung âm vào cực điều khiển Điôt D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi tiristor bị phân cực ngược Trên 0 (b) tiristor được điều khiển bởi mạch phát xung cách ly

nhờ optocoupler, trong đó cần có nguồn cách ly bên phía cực điều khiển

Quá trình điều khiển đóng cắt một khóa MOSFET được mô tả qua sơ đồ trên 0 Trên 0, MOSFET

được thay thế bằng mạch tương đương với các tụ ký sinh giữa các cực máng D, cực gốc S, và cực điều khiển G Van đóng cắt một phụ tải nguồn dòng giữa cực máng và cực gốc, song song với điôt D để ngắn mạch khi van bị khóa, dưới điện áp +Uco, được điều khiển bởi mạch phát xung DRIVER Đây là

loại phụ tải tiêu biểu cho van trong sơ đồ các bộ biến đổi bán dẫn Trên cực điều khiển ngoài điện trở

nội tại RGint ta xét đến ảnh hưởng của điện trở mắc thêm RGext

Hình 1.4 Mạch điều khiển mở MOSFET

Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVER ở đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ VP đưa đến trở RGext Điện áp UGS sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi T1 = (R dr + R Gext + R Gin ).(C GS + C GDl ), trong đó tụ CGD đang ở mức thấp CGDl do điện áp UDS đang ở mức cao Dạng sóng của quá trình mở van thể hiện trên 0 (a) Theo đồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 đến t1, tụ (CGS + C DSl) được nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng UGS(th) Trong khoảng này cả điện áp U DS lẫn dòng ID đều chưa thay đổi

t d(on) = t 1 gọi là thời gian trễ khi mở Bắt đầu từ thời điểm t1 khi UGS đã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng

cực máng ID bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp UDS vẫn giữ nguyên ở giá trị điện áp nguồn VDD Tới thời điểm t2 điện áp UDS bắt đầu giảm nên tụ CGD bắt đầu phóng điện, như vậy dòng đi vào RGin sẽ chủ yếu

là dòng của tụ CGD nên điện áp UGS bị găm ở một mức điện áp không đổi, gọi là mức Miller Cho đến thời điểm t3 điện áp UDS đã giảm xuống còn một giá trị nhỏ U DS on, =R DS on D, I , tụ CGD đã phóng hết nên dòng điều khiển sẽ đẩy điện áp UGS lên mức cao cuối cùng U GS =U P

Trên đồ thị 0 (a), A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + C GD ) trong khoảng t 1 đến t 2, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng t2 đến t4

22

Nếu coi điôt không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của điôt sẽ ảnh hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như được chỉ ra trong 0 (a), theo đó dòng ID có đỉnh nhô cao ở thời điểm t 2 tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi điôt D

Hình 1.5 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở, (b) Quá trình

điều khiển khóa

Dạng sóng của quá trình khóa thể hiện trên 0 (b) Khi đầu ra của vi mạch điều khiển DRIVER

xuống đến mức không VGS bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2 = (R dr + R Gext + RGin ).(C GS + C GDh ) từ 0 đến t 1, tuy nhiên sau thời điểm t3 thì hằng số thời gian lại là T 1 = (R dr + R Gext + RGin ).(C GS + C GDl) Từ 0 đến t1 là thời gian trễ khi khóa td(off), dòng điều khiển phóng điện cho tụ CGS và tụ CGD Sau thời điểm t1 điện áp VSD bắt đầu tăng từ ID R DS(on) đến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi đó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ Khoảng thời gian từ t2 đến t3 tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá trị không đổi Sau thời điểm t3 dòng ID bắt đầu giảm về đến không ở thời điểm t4 Từ t4 MOSFET bị khóa hẳn

Cả quá trình mở và khóa của MOSFET đều phụ thuộc vào hằng số thời gian phóng nạp tụ CGS

và CGD, với sự tham gia của điện trở RGext Thay đổi giá trị điện trở này có thể làm tăng, giảm thời gian

đóng mở của van, điều này là cần thiết để giảm bớt tốc độ thay đổi của dòng qua van, nhờ đó tránh được các dao động điện áp do các thành phần điện cảm ký sinh trong mạch gây ra

Khi dẫn MOSFET thể hiện bởi tham số RDS(on) (điện trở DS khi dẫn)

23

Xét quá trình mở và khóa một IGBT theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình 1.6 Trên sơ đồ IGBT

đóng cắt một tải cảm có điôt không D0 mắc song song IGBT được điều khiển bởi nguồn tín hiệu với biên độ VG, nối với cực điều khiển G qua điện trở RG Cgc, Cge thể hiện các tụ ký sinh giữa cực điều

khiển và collector, emitter

Hình 1.6 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT

Quá trình mở IGBT diễn ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều khiển đầu

vào tăng từ không đến giá trị VG Dạng sóng của quá trình mở IGBT cho trên 0 Trong thời gian trễ khi

mở td(on) tín hiều điều khiển nạp điện cho tụ Cge làm điện áp giữa cực điều khiển và emitter tăng theo quy luật hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng VGE(th) (khoảng 3 – 5V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET trong

cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra Dòng điện giữa collector-emitter tăng theo quy luật tuyến tính

từ không đến dòng tải I0 trong thời gian tr Trong thời gian tr điện áp gữa cực điều khiển và emitter tăng đến giá trị VGE,Io, xác định giá trị dòng I0 qua collector Do điôt D0 còn đang dẫn dòng tải I0 nên điện áp

V CE vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn một chiều V dc Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai đoạn,

t fv1 và tfv2 Trong suốt hai giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiển giữ nguyên ở mức V GE,Io (mức Miller), để duy trì dòng I0, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ Cgc, IGBT vẫn làm việc trong chế độ tuyến tính Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của điôt D0 Dòng phục hồi của điôt D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I0 của IGBT Điện áp VCE bắt đầu giảm IGBT chuyển

điểm làm việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang vùng bão hòa Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm

điện trở trong vùng thuần trở của collector, dẫn đến điện trở giữa collector-emitter về đến giá trị Ron khi khóa bão hòa hoàn toàn, VCE,on = I 0 R on

Sau thời gian mở ton , khi tụ C gc đã phóng điện xong điện áp giữa cực điều khiển và emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng Cge R G, đến giá trị cuối cùng VG

Dạng điện áp, dòng điện của quá trình khóa thể hiện trên 0 Quá trình khóa bắt đầu khi điện áp

điều khiển giảm từ VG xuống –VG Trong thời gian thời gian trễ khi khóa td(off), chỉ có tụ đầu vào Cge phóng điện qua dòng điều khiển đầu vào với hằng số thời gian bằng Cge R G, tới mức điện áp Miller Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và emitter bị giữ không đổi do điện áp Vce bắt đầu tăng lên và do đó tụ Cgc bắt đầu được nạp điện Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho tụ Cgc nên điện áp VGE được giữ không đổi

Lớp n - trong cấu trúc bán dẫn của IGBT giúp giảm điện áp rơi khi dẫn vì khi đó số lượng các điện tích thiểu số (các lỗ) tích tụ trong lớp này làm giảm điện trở đáng kể Tuy nhiên các điện tích tích

tụ này lại không có cách gì di tản ra ngoài một cách chủ động được, làm tăng thời gian khóa của phần

tử Ở đây công nghệ chế tạo bắt buộc phải thỏa hiệp So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương đương nhưng thời gian khóa thì dài hơn

Khi dẫn IGBT dẫn dùng tham số UCE(sat) tương tự như ở transitor Cũng có hãng chế tạo đưa ra

điện áp trên IGBT khi dẫn bão hòa, bao gồm cả hai thành phần cấu tạo transitor và MOS trong IGBT là:

25

Những khó khăn trong điều khiển IGBT và MOSFET chủ yếu là tạo được các xung điều khiển với sườn xung dựng đứng, thời gian tạo sườn xung chỉ cỡ vài ns hoặc nhỏ hơn Các tụ điện ký sinh giữa

cực điều khiển G với cực gốc S (hoặc E ở IGBT), giữa cực G với cực máng D (hoặc collectơ C), cản

trở tốc độ thay đổi của tín hiệu điều khiển Đã có nhiều vi mạch chuyên dụng, phục vụ cho khâu tạo xung điều khiển cuối cùng này, gọi là các driver Sơ đồ một mạch driver cho trên 0

i g

R g

v GE +

+

R G +V GE

Hình 1.9 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver cho MOSFET, IGBT

Điện trở RG mắc nối tiếp với cực điều khiển có một số tác dụng quan trọng RG giảm thời gian xác lập tín hiệu điều khiển, giảm ảnh hưởng của dUCE /dt, giảm tổn thất năng lượng trong quá trình điều

khiển nhưng lại làm mạch điều khiển nhạy cảm hơn với điện cảm ký sinh trong mạch

Dòng điều khiển đầu vào phải cung cấp được dòng điện có biên độ bằng:

,max

GE G

G

U I

Công suất tiêu tán lớn nhất trên điện trở RG là: I R GP2 G

Trong khi MOSFET có thể điều khiển khóa lại dễ dàng nhờ đưa tín hiệu điều khiển giữa G và S

về mức 0V thì ở IGBT thời gian khóa bị kéo dài hơn do cấu trúc bán dẫn giống như tranzito thường Ngoài ra việc khóa IGBT không thể chủ động như ở MOSFET, khi quá tải IGBT có thể ra khỏi chế độ bão hòa, tổn hao công suất trên phần tử có thể tăng vọt, phá hỏng phần tử Chính vì vậy driver cho IGBT thường có kết hợp một driver giống như ở MOSFET với các mạch bảo vệ chống quá tải khác nhau Sơ đồ điều khiển IGBT dùng IC driver HCPL-316J cho trên 0

26

Hình 1.10 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J

Hình 1.11 Sơ đồ mạch sử dụng driver HCPL 316J với bộ đệm khuếch đại dòng điện

Driver cho IGBT có tích hợp quá tải bằng cách theo dõi điện áp giữa collectơ và emitơ trong thời gian có tín hiệu mở, nếu điện áp này lớn hơn 5 đến 7V mạch sẽ tự động phát tín hiệu quá tải và thực hiện khóa IGBT lại với thời gian khóa được kéo dài ra gấp 10 lần (tới 10s) Như vậy IGBT sẽ khóa lại qua vùng tuyến tính, dòng tải không bị ngắt đột ngột, tránh được xung quá điện áp đánh thủng van Chức năng bảo vệ này gọi là desaturation, nghĩa là khoá qua vùng không bão hoà Sơ đồ cho trên 0 là

phương án điều khiển các IGBT dòng lớn hơn, đến 600 A, dùng Driver HCPL 310J, đầu ra có mạch

đệm dùng hai MOSFET công suất nhỏ để khuếch đại xung đầu ra

Hệ thống điều khiển các bộ biến đổi bán dẫn có mục đích đảm bảo quá trình biến đổi năng lượng diễn ra trong bộ biến đổi trong khi sự thay đổi của một số biến đầu ra tuân theo các yêu cầu đặt ra Các yêu cầu về điều khiển sẽ quyết định cấu trúc của hệ thống, gồm những mạch vòng nào, bộ điều khiển

ra sao, cũng như số tín hiệu cần phải đo về Với các tín hiệu đo về, thường là dòng điện, điện áp cũng phải xác định có cần mạch cách ly hay không

Ở mức thấp nhất trong hệ thống điều khiển là các bộ điều chế độ rộng xung PWM, sẽ được đề cập đến ở chương 2 sau đây, thực hiện chức năng chính là biến đổi các tín hiệu liên tục từ đầu ra của

xung d, đưa đến khâu điều chế PWM tạo các xung điều khiển đóng cắt khóa bán dẫn trong sơ đồ V

PWM Current

Controller

d

Voltage Controller

C D

V

i L L

Hình 1.12 Sơ đồ cấu trúc điều khiển điện áp đầu ra cho Bộ biến đổi kiểu boost

Trong một cấu trúc khác, như sơ đồ trên 0, bộ biến đổi DC-AC phải đảm bảo đưa được năng lượng từ phía nguồn phát DC, có thể là pin mặt trời, về phía nguồn lưới AC, với biên độ điện áp và tần

số tương đối ổn định Trong sơ đồ này để đảm bảo quá trình biến đổi diễn ra điện áp một chiều trên tụ

DC-link phải được giữ ổn định, cao hơn giá trị biên độ của điện áp lưới, dòng điện qua cuộn cảm liên kết nghịch lưu với lưới L phải có dạng hình sin Điều này có thể thực hiện được nhờ cấu trúc điều khiển

hai mạch vòng, mạch vòng điện áp bên ngoài và mạch vòng dòng điện bên trong Đầu ra của bộ điều

chỉnh điện áp là biên độ của dòng xoay chiều Is,m Tín hiệu cần đo là điện áp trên tụ DC, dòng xoay

chiều trên cuộn cảm L, điện áp nguồn lưới AC Điện áp nguồn AC cần đo để đưa đến khâu mạch vòng khóa pha PLL tạo ra tín hiệu góc pha  và sin( ), được dùng để định dạng lượng đặt cho dòng xoay

bù

Nhìn chung quá trình thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi bán dẫn công suất có mục tiêu đảm bảo các quá trình ở tần số thấp, thường thấp hơn nhiều so với tần số đóng cắt của các khóa bán dẫn Chính vì điều này mà các mô hình trung bình có ý nghĩa rất quan trọng trong mô tả đặc tính động học của các bộ biến đổi

ĐC dòng điện PR

Hình 1.13 Sơ đồ cấu trúc điều khiển cho hệ nguồn phát từ pin mặt trời kết nối với lưới điện một pha.

Các đặc tính của bộ biến đổi chỉ thể hiện trong mối quan hệ tương tác giữa chúng với toàn bộ hệ thống biến đổi năng lượng liên quan, vì vậy mô hình hóa phải bao gồm cả các khâu liên quan này Ví

dụ trong các hệ thống điều khiển truyền động mà bộ biến đổi tham gia, các tham số trong quá trình biến đổi năng lượng như điện áp, dòng điện liên quan mật thiết với các thông số điện cơ như mô men, tốc

độ, quán tính của hệ thống cơ học cũng như quá trình điều khiển gia tốc mong muốn Như vậy điều khiển truyền động điện là một lĩnh vực riêng với những yêu cầu về mô hình hóa và thiết kế điều khiển đặc thù của mình Trong các hệ thống cấp nguồn đặc điểm yêu cầu là điện áp phải ổn định trong toàn

bộ dải thay đổi của phụ tải, từ không tải đến định mức, một cách ngẫu nhiên, trong khi nguồn đầu vào

sơ cấp có thể biến động chậm trong một phạm vi nào đó Vì vậy trong các hệ thống cấp nguồn hệ thống điều khiển phải có khả năng loại bỏ gần như hoàn toàn tác động của những nhiễu ngẫu nhiên mà nhiễu này có thể không mô tả được Khi bộ biến đổi đảm bảo quá trình trao đổi năng lượng với một “lưới điện khỏe”, ví dụ như lưới điện quốc gia, thì có thể coi một phía nguồn là nguồn áp lý tưởng, bộ biến đổi sẽ làm việc trong điều kiện điện áp hình sin và yêu cầu chính là khả năng điều chỉnh dòng công suất tác dụng cũng như công suất phản kháng, nói cách khác là đảm bảo yêu cầu về cân bằng năng lượng tức thời Chính vì điều này lý thuyết về công suất tức thời có ý nghĩa quan trọng để có thể mô hình hóa các

biến liên quan đến năng lượng Trong các hệ thống nguồn phát phân tán (Distributed Generation – DG)

trong các hệ thống năng lượng tái tạo nguồn lưới thể hiện là một “lưới yếu”, đối lập với khái niệm lưới khỏe trên đây Việc mô hình hóa trở nên một bài toán phức tạp hơn vì phải mô tả hệ thống cân bằng năng lượng trong điều kiện các thông số như tần số, điện áp thay đổi trong một phạm vi rộng và phải chỉ ra đâu là bộ điều khiển tần số, đâu là bộ điều khiển điện áp (những thông số này là cố định trong hệ thống điện quốc gia)

Trong đa số trường hợp mô hình bộ biến đổi sử dụng những cặp nguồn phụ thuộc điều khiển bởi

cùng một đầu vào, hệ số lấp đầy xung d Chính điều này làm cho mô hình là phi tuyến (có tích của biến

trạng thái với biến điều khiển) và đặc tính của hệ thống phụ thuộc vào điểm làm việc cân bằng Các phần tử thụ động như cuộn cảm, tụ điện cũng có thể thay đổi tùy theo dòng điện, điện áp trên chúng, dẫn đến mô hình sẽ có các thông số thay đổi Tùy theo thiết kế các phần tử này cũng ảnh

hưởng đến chế độ làm việc của bộ biến đổi như chế độ dòng liên tục (CCM), dòng gián đoạn (DCM),

điều này có thể thay đổi cả cấu trúc của hệ thống điều khiển

Băng thông của mạch vòng kín là yêu cầu cơ bản đặt ra khi thiết kế điều khiển nên khi các thông

số thay đổi độ dự trữ ổn định về pha có thể ảnh hưởng rất mạnh Vì vậy ở đây người thiết kế phải biết

29

thỏa hiệp giữa chất lượng điều khiển và hiệu quả chung của sơ đồ Có thể nói rằng đảm bảo tính ổn định bền vững và độ nhạy cảm với sự thay đổi tham số vẫn luôn là các vấn đề mở đối với thiết kế điều khiển trong điện tử công suất

Các hệ thống điều khiển áp dụng cho Điện tử công suất bao gồm nhiều cấu trúc khác nhau, tuy nhiên cho đến nay có thể chia làm hai lớp chính: hệ tuyến tính và hệ phi tuyến Mỗi hệ thống điều khiển thông thường đều có thể thực hiện theo hệ liên tục hoặc hệ điều khiển số gián đoạn

Một trong những hệ thống điều khiển cơ bản nhất, cổ điển và được ứng dụng rộng rãi nhất trong

thực tế là hệ thống dựa trên bộ điều khiển PID thông số bất biến (cố định, không thay đổi theo thời

gian) Trong đó tham số bộ điều chỉnh chỉnh định dựa trên mô hình tuyến tính hóa quanh điểm làm việc

cân bằng, một đầu vào – một đầu ra (SISO – Single Input Single Output) Đầu ra của PID là tín hiệu điều khiển liên tục (Hệ số lấp đầy xung - Duty Ratio, d), sẽ qua khâu điều chế PWM, SVM hoặc sigma- delta biến đổi thành tín hiệu xung đưa đến đóng cắt các khóa bán dẫn Khi điều kiện làm việc xấu nhất

đã được xác định tham số bộ điều chỉnh được tính toán theo các phương pháp cổ điển như đặc tính tần

số chuẩn hay sắp đặt điểm cực – điểm zero

Cấu trúc điều khiển được ứng dụng rất hiệu quả là hệ thống hai mạch vòng, trong đó mạch vòng ngoài đảm nhiệm chức năng điều chỉnh hoặc bám theo lượng đặt trong khi các biến điều khiển mạch

vòng trong vẫn đảm bảo trong giới hạn của mình Ví dụ trong bộ biến đổi DC-DC có hai biến trạng thái,

điện áp trên tụ và dòng qua cuộn cảm, mạch vòng điện áp bên ngoài đảm bảo ổn định điện áp thay đổi chậm và mạch vòng dòng điện bên trong tác động nhanh hơn nhiều Bộ điều chỉnh điện áp tạo lượng đặt cho dòng điện, còn bản thân dòng điện chính là đầu vào điều khiển cho mạch vòng điện áp bên ngoài

Một cấu trúc điều khiển tuyến tính khác là hệ phản hồi trạng thái, trong đó biến điều khiển hệ số lấp đầy xung là tổ hợp tuyến tính của các biến trạng thái với các hệ số khuếch đại xác định từ các điểm cực và zero cho hệ kín được áp đặt Khi một số biến trạng thái không thể đo được có thể cần xây dựng các bộ quan sát Tuy nhiên vẫn cần có mạch vòng có khâu tích phân ngoài cùng để đưa đầu ra đến đúng giá trị đặt mong muốn Vì các biến bên trong không được điều khiển trực tiếp nên có thể cần có các biện pháp phụ để đảm bảo chúng chỉ thay đổi trong giới hạn cho phép

Đối với các sơ đồ ba pha AC-DC hay DC-AC có thể chuyển các đại lượng ba pha sang hệ trục tọa độ tĩnh 0αβ hay hệ tọa độ đồng bộ 0dq, nhờ đó bậc của mô hình trung bình giảm xuống Ngoài ra

có thể điều khiển riêng biệt cho các thành phần tác dụng và thành phần phản kháng bằng các bộ điều

chỉnh PI trên mỗi kênh Trên hệ tọa độ 0dq có mối liên hệ chéo giữa hai kênh và cần có mạch bù tách

kênh

Các mô hình tuyến tính trung bình cũng có thể sử dụng các bộ điều chỉnh cộng hưởng cho các

bộ biến đổi có làm việc với thành phần xoay chiều AC Các bộ điều chỉnh cộng hưởng sử dụng khâu

tích phân tổng quát, có hệ số khuếch đại bằng vô cùng tại một số tần số Điều này cho phép điều khiển bám theo một số sóng hài (ví dụ tại tần số điện áp lưới) và loại bỏ được tất cả những sóng hài không mong muốn

Trong khi các mô hình tuyến tính đều phụ thuộc vào các điều kiện tại điểm làm việc cân bằng thì các mô hình phi tuyến sẽ không có hạn chế này Các mô hình trung bình tín hiệu lớn, phi tuyến, bilinear

có thể được sử dụng hiệu quả để xây dựng hệ điều khiển phi tuyến trong toàn bộ dải làm việc của sơ

đồ Một số phương pháp thiết kế phi tuyến như tuyến tính hóa bằng phản hồi (Linearization by Feedback), điều khiển ổn định Liapunov, tựa phẳng (Flatness Control), tựa thụ động (Passivity-Based Control) cho phép thiết kế mạch vòng điều chỉnh gồm các khâu tích phân nối tiếp Trong nhiều trường

State-30

hợp thuật toán điều khiển có thể yêu cầu mức độ tính toán khá phức tạp với độ chính xác cao, phụ thuộc nhiều vào độ tin cậy ước lượng tham số, là nhược điểm chính của những phương pháp này

Cuối cùng, bản chất của các bộ biến đổi bán dẫn là một hệ thống với cấu trúc thay đổi (mỗi trạng

thái cho phép của khóa bán dẫn ứng với một trạng thái) thì điều khiển trượt (Sliding-Mode Control) có

thể là một giải pháp tốt Bộ điều khiển trượt rất đơn giản, chỉ là đóng cắt để thay đổi quỹ đạo trạng thái

của hệ thống hướng về mặt trượt, và không cần khâu điều chế PWM, bền vững, có thể áp dụng vào hệ

liên tục hay điều khiển số là ưu điểm lớn của phương pháp này Mặt trượt có phương trình rất đơn giản,

có bậc thấp, thường là một quỹ đạo trạng thái mong muốn do người thiết kế chỉ ra, không phụ thuộc vào độ phức tạp của hệ thống Nhược điểm của điều khiển trượt là yêu cầu tần số đóng cắt cao và thay

đổi, có hiện tượng rung (Chattering), nghĩa là yêu cầu tần số đóng cắt rất cao và không sớm tắt dần

31

2 CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG PWM 2.1 Các dạng sơ đồ điều chế

Điều chế độ rộng xung PWM là cơ sở cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi DC và

DC-AC Mục tiêu của khâu điều chế là tạo ra một chuỗi xung, thường là có biên độ không đổi, với độ rộng

thay đổi ở đầu ra, sao cho giá trị sóng hài cơ bản theo thời gian vôn-giây (tức là tích phân của dạng sóng điện áp ra theo thời gian hay là phần diện tích giữa trục thời gian và dạng sóng điện áp ra) có giá trị bằng với dạng sóng mong muốn ở mọi thời điểm Vấn đề đặt ra là ở chỗ đối với chuỗi xung ở đầu ra ngoài thành phần sóng hài cơ bản mong muốn còn có những thành phần sóng hài bậc cao Vì vậy các

sơ đồ điều chế PWM có mục tiêu đầu tiên là xác định được thời gian đóng các khóa bán dẫn ton trong

bộ biến đổi để dạng sóng điện áp ra có thành phần sóng hài cơ bản mong muốn, mục tiêu thứ hai là sắp xếp các xung điện áp này một cách hợp lý để giảm thiểu các sóng hài không mong muốn, giảm tổn hao

do đóng cắt khóa bán dẫn và một số yếu tố khác [1]

Mặc dù có nhiều nghiên cứu cũng như các sơ đồ PWM được ứng dụng nhưng tùy theo cách thức

xác định thời gian ton (thời gian điều khiển đóng khóa bán dẫn) có thể phân ra ba loại sơ đồ như sau:

1 Chuyển mạch xác định tại thời điểm giao nhau giữa dạng sóng mong muốn m(t) và sóng mang tần số cao c(t) (Naturally sampled PWM – Điều chế trích mẫu tự nhiên)

2 Chuyển mạch xác định tại thời điểm giao nhau giữa giá trị trích mẫu đều của dạng sóng ra

mong muốn m(k.Ts) với sóng mang tần số cao c(t) (Regular sampled PWM – Điều chế trích

mẫu đều)

3 Chuyển mạch sao cho tích phân của dạng sóng ra mong muốn trong mỗi chu kỳ sóng mang bằng với tích phân của dạng sóng điện áp trên đầu ra bộ biến đổi (direct PWM – Điều chế trực tiếp)

Phương pháp điều chế PWM được sử dụng phổ biến nhất là điều chế theo sóng mang, trong đó

tần số của sóng mang là một thông số quan trọng, có thể cố định và có thể thay đổi Bộ điều chế với tần

số không đổi (CF PWM - Constant Frequency PWM) được thực hiện bởi sơ đồ như trên Hình 2.1(a), trong đó tín hiệu đặt mong muốn m(t) so sánh với tín hiệu sóng mang dạng răng cưa c(t), đầu ra của khâu so sánh là tín hiệu logic bpwm(t) có dạng:

( ) ( ) – ( )

pwm

b t =sign r t c t  (2.1) Trong đó sign là hàm dấu Tín hiệu bpwm(t) được đưa đến điều khiển mở khóa bán dẫn tạo ra

xung điện áp ở đầu ra bộ biến đổi

Có ba dạng sóng mang được sử dụng là:

1 Sóng mang dạng răng cưa có sườn đi lên, như trên Hình 2.1 (b) Trong sơ đồ này sườn trước

của xung bpwm(t) cố định ở đầu mỗi chu kỳ sóng mang còn sườn sau sẽ thay đổi, tùy theo giá trị của tín hiệu đặt r(t) Vì vậy sơ đồ này còn gọi là điều chế sườn sau

2 Sóng mang dạng răng cưa có sườn đi xuống, như trên Hình 2.1 (c) Trong sơ đồ này sườn sau

của xung bpwm(t) cố định ở đầu mỗi chu kỳ sóng mang còn sườn trước sẽ thay đổi, tùy theo giá trị của tín hiệu đặt r(t) Vì vậy sơ đồ này còn gọi là điều chế sườn trước

32

3 Sóng mang dạng răng cưa tam giác cân, như trên Hình 2.1 (d) Trong sơ đồ này cả sườn trước

và sườn sau của xung bpwm(t) đều thay đổi, tùy theo giá trị của tín hiệu đặt r(t) Sơ đồ này còn gọi là

điều chế xung tam giác

Trong các bộ biến đổi DC-DC thì điều chế sườn sau được dùng phổ biến hơn cả Điều chế xung

tam giác cho phép loại bỏ một số sóng hài ở tần số điều chế, vì vậy hay được sử dụng trong các bộ biến

đổi DC-AC hoặc AC-DC cho các bộ nghịch lưu, trong đó tín hiệu mong muốn r(t) có dạng là sóng hình

sin

r(t) c(t)

+ -

Hình 2.1 Các dạng bộ điều chế PWM tần số không đổi (CF Constant Frequency), trích mẫu tự nhiên; (a) Bộ

so sánh lượng đặt mong muốn r(t) và tín hiệu sóng mang c(t); (b) PWM điều chế xung sườn sau; (b) PWM điều chế

xung sườn trước; (c) PWM điều chế xung tam giác.

Tín hiệu điều chế bpwm(t) được dùng để điều khiển bộ biến đổi DC-DC trong chế độ điều khiển theo điện áp vì điện áp đầu ra của các sơ đồ đều phụ thuộc trực tiếp vào tỷ số d = ton /T pwm, nói cách khác

là tín hiệu đầu ra của bộ điều chế bpwm(t)

Các sơ đồ điều chế với tần số thay đổi (VF PWM - Variable Frequency) được sử dụng trong các chế độ điều khiển bộ biến đổi DC-DC theo dòng điện Có ba dạng của VF PWM là: 1 Thời gian ton không đổi, toff thay đổi; 2 Thời gian ton thay đổi, toff không đổi; 3 Điều chế bằng bộ so sánh có ngưỡng Điều chế bằng bộ so sánh có ngưỡng là loại PWM không dùng sóng mang Trên Hình 2.2(a) là

bộ điều chỉnh nhờ bộ so sánh có ngưỡng, trong đó dòng điện qua cuộn cảm đo về được so sánh với dạng

điện áp hình sin, như trong sơ đồ trên Hình 2.3 Khóa bán dẫn được đóng vào trong thời gian ton cho đến khi dòng qua cuộn cảm còn nhỏ hơn dòng đặt ir (t) + i r Khi dòng vượt qua giá trị này van lập tức khóa lại, bắt đầu thời gian toff, dòng sẽ chạy qua điôt và giảm xuống Đến khi dòng giảm đến giá trị ir (t)

- i r van lại được đóng lại, bắt đầu khoảng ton mới Giá trị i r không đổi và là ngưỡng so sánh Có thể thấy cả thời gian ton lẫn toff đều thay đổi, phụ thuộc vào giá trị của lượng đặt ir (t), nghĩa là tần số điều

chế thay đổi

Bộ điều khiển theo dòng điện cũng có thể hoạt động trong chế độ tới hạn, như thể hiện trên Hình 2.2 (b) Giống như điều khiển theo ngưỡng nhưng ngưỡng dưới luôn là không, dẫn đến dòng điện ở trong chế độ tới hạn, là chế độ chuyển giao giữa dòng liên tục và dòng gián đoạn

được chọn để biên độ dòng đặt lớn nhất ứng với 10 V Tín hiệu dòng đặt so sánh với dòng phản hồi về

đo trên cực gốc của MOSFET trong mạch lực, với hệ số Rs, chính là giá trị của điện trở shunt của khâu

đo dòng Khâu phát hiện dòng về không (Zero current detector) sẽ phát xung lật trạng thái của tri-gơ Q

về một, mở MOSFET Q1 Mỗi khi dòng đo về va (t) vượt quá dòng đặt v r (t) bộ so sánh phát tín hiệu reset R lật trạng thái tri-gơ Q về không, khóa transistor Q1 lại, dòng qua cuộn cảm L sẽ chuyển năng lượng ra tải qua điôt D1 Như vậy cả thời gian ton và toff đều thay đổi, nghĩa là đây là quá trình điều chế với tần số thay đổi VF PWM

Nguyên lý hoạt động giống như trên Hình 2.3 có thể thực hiện đơn giản hơn bằng cách điều

khiển mở van trong thời gian ton không đổi Ở cuối thời gian ton dòng đạt giá trị đỉnh nào đó, sao đó van

khóa lại, dòng bắt đầu giảm và chạy qua điôt Cho đến khi dòng về đúng đến không thì van lại đóng lại,

bắt đầu chu kỳ mới với ton không đổi Trong cả hai phương án VF PWM trên đây giá trị trung bình của

dòng điện trong một chu kỳ điều chế bao giờ cũng bằng một nửa giá trị đỉnh đạt được sau mỗi khoảng

thời gian ton, vì vậy đây còn gọi là phương pháp điều khiển theo dòng trung bình trong chế độ tới hạn

Zero current

R +

-Controller Multiplier

v g (t)

v s (t)

Hình 2.3 Sơ đồ bộ chỉnh lưu PFC điều khiển theo dòng trung bình trong chế độ tới hạn

số, khâu tạo răng cưa được thay bởi bộ đếm cơ số hai, khâu so sánh analog được thay bởi khâu so sánh

số Cấu trúc tiêu biểu của khâu PWM số cho trên Hình 2.4 có thể thấy trong nhiều vi điều khiển hiện đại Nguyên lý hoạt động của PWM số mô tả trên đồ thị Hình 2.5

Theo Hình 2.4 và Hình 2.5 sau mỗi nhịp xung đồng hồ Clock nội dung của thanh ghi bộ đếm

tăng lên một đơn vị Chu kỳ của bộ đếm bằng Ts, xác định bởi số bít của bộ đếm và chu kỳ xung đồng

hồ Clock Ở đầu mỗi chu kỳ trích mẫu Ts giá trị của hệ số điều chế được cập nhật vào thanh ghi hệ số điều chế (duty cycles) và giữ nguyên không đổi trong suốt chu kỳ Ts Nội dung thanh ghi hệ số điều chế

sẽ liên tục được so sánh với nội dung của thanh ghi bộ đếm Hai thanh ghi này có cùng số bit, 16 hoặc

32 trong vi điều khiển hiện đại Khi có sự bằng nhau của hai thanh ghi một tín hiệu logic sẽ phát ra Tín

hiệu ra của PWM gồm hai tín hiệu Một tín hiệu bộ đếm đã đầy sau mỗi chu kỳ trích mẫu Ts phát động một ngắt gọi một chương trình con tiến hành cập nhật tín hiệu hệ số điều chế hoặc khởi động bộ ADC

cập nhật các tín hiệu đo lường điện áp hay dòng điện Tín hiệu gọi ngắt này cũng xác lập tín hiệu logic

ở đầu ra bộ so sánh ở mức 0 hoặc mức 1 Tùy theo xác lập đầu mỗi chu kỳ Ts tín hiệu thứ hai PWM phát

ra khi bộ so sánh phát hiện hai thanh ghi bằng nhau sẽ lật ngược lại tín hiệu này

Clock Binary Counter

Timer interrupt request

35

Đặc điểm của PWM số là tín hiệu điều chế được trích mẫu tại đầu mỗi chu kỳ Ts và giữ nguyên

không đổi trong suốt chu kỳ này Hiệu ứng này có thể được mô tả bởi khâu trích mẫu và giữ bậc không (zero-order hold – ZOH) đối với tín hiệu điều khiển, như thể hiện trên Hình 2.6

ZOH m(t)

Ts

c(t)

MO (t) +

-Hình 2.6 Tín hiệu điều chế được mô tả bởi khâu trích mẫu và giữ bậc không (Zero-Order Hold – ZOH)

Nếu tín hiệu điều khiển chỉ cập nhật một lần trong mỗi chu kỳ Ts thì tùy theo bộ đếm tạo tín hiệu

như răng cưa là bộ đếm tăng, giảm hay vừa tăng vừa giảm sẽ có các phương pháp điều chế khác nhau: điều chế sườn sau của xung, điều chế sườn trước của xung hoặc cả hai sườn xung Điều này được minh họa trên Hình 2.7

t

t t

Hình 2.8 PWM cập nhật hai lần

Phép điều chế có thể thực hiện cập nhật tín hiệu điều khiển hai lần trong một chu kỳ Ts, ở đầu

chu kỳ và ở giữa chu kỳ, như thể hiện trên Hình 2.8 Cập nhật tín hiệu hai lần đòi hỏi bộ đếm tiến lùi,

trong một chu kỳ Ts xảy ra hai lần so sánh, tín hiệu ra sẽ ở mức thấp đầu mỗi chu kỳ Ts, lên mức cao ở

lần so sánh thứ nhất, trở lại mức thấp ở lần so sánh thứ hai Phép điều chế này đòi hỏi việc thực hiện phức tạp hơn nhưng sẽ sẽ đưa đến ưu điểm ở độ đập mạch thấp hơn đối với dòng điện đầu ra nghịch lưu

Phép cập nhật tín hiệu hai lần còn thể hiện hiệu quả trong quá trình đồng bộ giữa điều khiển đóng cắt van và cập nhật tín hiệu đo lường dòng điện Hệ thống điều khiển nghịch lưu có mục tiêu đảm bảo

36

dòng trung bình đầu ra có dạng như mong muốn Giá trị trung bình của dòng điện chính là giá trị dòng

tức thời ở chính giữa xung điện áp đầu ra nghịch lưu (giá trị đang là +E hoặc –E) Điều này được mô tả trên đồ thị Hình 2.9 Như vậy nếu ở giữa chu kỳ Ts bộ điều khiển cập nhật giá trị dòng điện thì đó sẽ chính là giá trị trung bình của dòng trong chu kỳ Ts này Cần phải biết rằng nếu dòng điện được cập

nhật ở một thời điểm khác điểm giữa của xung điện áp sẽ xuất hiện sự lệch pha giữa dòng điện thật với tín hiệu dòng điện đặt, do đó sẽ xuất hiện dao động trong mạch vòng điều chỉnh với tần số thấp và điều này sẽ rất khó khắc phục

T s

Not synchronized

Sample signal (load current)

Reconstructed signals

Hình 2.9 Phép PWM cập nhật hai lần có thể đảm bảo đo được đúng giá trị trung bình của dòng điện đầu ra

nghịch lưu

2.2 Phân tích sóng hài dạng sóng điều chế PWM

Hình 2.11 PWM trích mẫu tự nhiên điều chế

xung tam giác

Mục tiêu của khâu điều chế là tạo ra một chuỗi xung, có biên độ không đổi, với độ rộng thay đổi

ở đầu ra, sao cho giá trị sóng hài cơ bản theo thời gian vôn-giây (tức là tích phân của dạng sóng điện áp

37

ra theo thời gian hay là phần diện tích giữa trục thời gian và dạng sóng điện áp ra) có giá trị bằng với dạng sóng mong muốn ở mọi thời điểm Phân tích sóng hài ở đầu ra bộ biến đổi sẽ cho biết chất lượng

về đảm bảo thành phần sóng hài cũng như phân bổ phổ sóng hài của dạng sóng điện áp ra

Trong các bộ biến đổi AC-DC hay DC-AC lượng đặt m(t) sẽ có dạng là một sóng sin, với tần số

cơ bản mong muốn Khi đó răng cưa sẽ có dạng đối xứng qua trục thời gian, biên độ giữa –Cm và +Cm,

như trên Hình 2.10 với PWM sườn sau và Hình 2.11 với PWM xung tam giác Xét dạng sóng điện áp

đầu ra với sơ đồ nửa cầu, nếu lấy điện áp đầu ra giữa điểm ra a với cực tính âm n của nguồn van điện áp

ra sẽ có giá trị 0 – 2Vdc Thông thường tải được nối giữa a với điểm z trung tính của nguồn DC Tuy nhiên việc chọn điện áp ra là van sẽ thuận tiện hơn về tính toán đối với phép phân tích Fourier

Trong cả hai trường hợp có thể biểu diễn lượng đặt dưới dạng:

( ) 0 1cos 2( 1 1)

Trong đó Ro là thành phần DC, R1 là biên độ của thành phần sóng sin cơ bản mong muốn, f1 là tần số và 1 là góc pha của sóng mong muốn Khi PWM làm việc với bộ biến đổi DC-DC biên độ R1 sẽ được cho giá trị nhỏ hơn nhiều so với R0 để xét biến động nhỏ trong mô hình tín hiệu AC Khi PWM làm việc với bộ biến đổi DC-AC hoặc AC-DC sẽ phải đặt R0 = 0 Có thể thêm vào một số thành phần

sóng hài bậc cao nữa khi cần thiết

Với lượng đặt đầu vào khâu PWM trong các trường hợp sóng răng cưa khác nhau có thể tiến hành

phân tích Fourier để đánh giá thành phần sóng hài trên điện áp đầu ra bộ biến đổi Do phép phân tích Fourier thông thường đòi hỏi dạng điện áp ra phải lặp lại theo chu kỳ nhất định, điều này chỉ có thể nếu

tần số sóng mang răng cưa là bội của tần số sóng cơ bản (fc = kf1, k là một số nguyên) Tuy nhiên việc đảm bảo chính xác fc = kf1 là không thể khi f1 có thể thay đổi Trong trường hợp chung nhất phương pháp phân tích Fourier bội hai có thể được sử dụng để có được đánh giá về thành phần sóng hài Phương pháp toán học Fourier bội hai được giới thiệu chi tiết trong tài liệu [1], dưới đây sẽ chỉ đưa ra các kết quả cần thiết:

Trước hết ta đưa ra hai thông số nữa đặc trưng cho quá trình điều chế:

1 Hệ số lấp đầy xung trung bình (Average Duty Ratio):

0

m

R D C

Có thể thấy rằng hệ số D trong các bộ biến đổi DC-DC liên quan đến hệ số biến đổi điện áp giữa

đầu ra đến đầu vào, ví dụ:

- Trong Bộ biến đổi kiểu buck Vo = DV g ;

- Trong Bộ biến đổi kiểu boost 1

38

Phép phân tích Fourier bội hai cho biết, đối với tất cả các dạng sóng răng cưa và phép điều chế

một cực tính, điện áp đầu ra chứa thành phần một chiều, giá trị tỷ lệ với D Đối với điều chế xoay chiều hai cực tính, điện áp đầu ra có chứa thành phần sóng cơ bản đồng pha với tín hiệu R1cos(2f 1 t +1), biên độ bằng lượng đặt R1, chia cho biên độ sóng răng cưa Cm Các quan hệ tuyến tính này có ý nghĩa

quan trọng là trong các phép điều chế với tần số không đổi ta có được thành phần điện áp ra mong muốn đúng theo lượng đặt

Bằng phép phân tích Fourier bội hai, đặt x t( )=c t+c;y t( )=o t+o , như vậy x là góc pha của tín hiệu sóng mang tần số cao, y là góc pha của tín hiệu góc pha sóng điều chế tần số thấp Mỗi biến

này đều có chu kỳ lặp lại, giả thiết là độc lập với nhau Tín hiệu được điều chế ở đầu ra của khâu điều chế f t sẽ có những giá trị không đổi ở mỗi một vùng đơn vị xác định bởi những đường cong kín khi ( ) ( ) ( ),

x t y t thay đổi theo chu kỳ Vùng đơn vị đối với x, y lựa chọn trong chu kỳ − ,  Với biến điều chế chuẩn hóa lại cho thay đổi trong khoảng  −1,1 như sau:

Đặt z x y( ), =m y( ) ( )−c x , như vậy hoạt động của khâu điều chế tác động đến đầu ra của nghịch lưu nửa cầu chính là:

dc an

Hình 2.12 Tác động của khâu điều chế trong

vùng đơn vị − , đối với PWM điều chế sườn sau,

chỉ số điều chế M = 0,9

-3 -2 -1 0 1 2 3

Hình 2.13 Tác động của khâu điều chế trong vùng đơn vị − , đối với PWM điều chế xung tam

giác, chỉ số điều chế M = 0,9

Theo thời gian quỹ đạo (x,y), với x t( )=c t+c;y t( )=o t+o, là đường thẳng với độ nghiêng bằng tỷ số  o/ c Giao điểm của đường thẳng này với các đường bao vùng màu sám của các vùng đơn vị xác định thời điểm hàm f x y( ), , chính là điện áp đầu ra của sơ đồ nửa cầu van chuyển mức từ 0 lên 2Vdc và ngược lại

Đối với PWM điều chế sườn sau f x y( ), chuyển từ 0 lên 2Vdc tại thời điểm đầu của mỗi chu kỳ