Bài viết kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD (RZ và NRZ) thì kỹ thuật điều chế quang coherent QPSK khoảng cách truyền đi xa hơn khi ứng dụng trong hệ thống DWDM quang vô tuyến FSO. Bởi vì, thông tin truyền đi của nó được chứa trong pha của sóng mang từ kỹ thuật điều chế quang coherent QPSK tạo ra và do đó nó có khả năng chịu những biến động từ môi trường khí quyển tốt hơn so với kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD. Mời các bạn cùng tham khảo!
Trang 1Kỹ Thuật Điều Chế QPSK Cho Hệ Thống Thông Tin Quang Vô Tuyến DWDM
Lê Quốc Cường, Sở Thông tin và Truyền thông TPHCM ,email: cuonglequoc@gmail.com
Lê Duy Hưng, Học viện Công nghệ Bưu Chính Viễn thông TPHCM,email: hungle10988@gmail.com
Tóm tắt –Truyền thông quang vô tuyến FSO là công
nghệ truyền dẫn tín hiệu quang qua môi trường vô tuyến
(không gian tự do) Truyền thông quang vô tuyến đang
được xem như một giải pháp hứa hẹn thay thế cho các kết
nối vô tuyến băng rộng nhờ các ưu điểm mà nó có được
bao gồm: Triển khai nhanh, trọng lượng thiết bị nhẹ,
truyền thông dung lượng cao, chi phí thấp, không yêu cầu
cấp phép tần số Trong truyền dẫn quang vô tuyến việc sử
dụng các kỹ thuật điều chế đã được đưa ra nhằm tăng hiệu
suất kênh truyền, truyền dẫn dữ liệu tốc độ cao FSO sử
dụng kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD cho hiệu suất
kênh truyền không cao, bị ảnh hưởng nhiễu loạn do kênh
truyền fading…Khi sử dụng kỹ thuật điều chế coherent thì
có tính linh hoạt hơn có thể sử dụng với bất kỳ loại điều
chế nào như biên độ, tần số hoặc pha Giải pháp đưa ra ở
đây là ứng dụng công nghệ ghép kênh theo bước sóng
DWDM kết hợp với kỹ thuật điều chế QPSK nhằm để tăng
hiệu suất kênh truyền, với kỹ thuật ghép kênh này cho
phép nhiều bước sóng cùng truyền được qua hệ thống
quang vô tuyến do đó có thể tăng dung lượng kênh truyền,
đồng thời giải pháp này cũng đáp ứng ứng dụng cho việc
truyền dẫn dữ liệu ở tốc độ cao
Từ khóa – Quang vô tuyến (FSO), kỹ thuật điều chế
IM-DD, QPSK, ghép kênh phân chia theo bước sóng mật
độ cao DWDM.
I ĐẶT VẤN ĐỀ Các công nghệ FSO xuất hiện lần đầu tiên vào những
năm 1960 Đến cuối những năm 1980 những sản phẩm thương
mại đã xuất hiện nhưng không thành công vì những rào cản
công nghệ, cự ly ngắn, dung lượng thấp Hiệu suất của hệ
thống FSO bị ảnh hưởng bởi nhiều yếu tố như môi trường
truyền sóng, biến động ngẫu nhiên của không khí trong quá
trình thiết kế hệ thống FSO việc lựa chọn các kỹ thuật điều
chế thích hợp đóng một vai trò hết sức quan trọng và đòi hỏi
phải có khả năng thích nghi tốt cho hiệu suất tối ưu, nhưng
khả năng thích nghi này kỹ thuật khá phức tạp để thực hiện và
trên thực tế là không thích hợp[4] Khi cường độ quang bị ảnh
hưởng bởi các hiệu ứng như nhấp nháy, biến động do môi
trường gây ra, khi sử dụng kỹ thuật điều chế mang thông tin
vào pha hoặc tần số của tín hiệu thì tốt hơn nhiều Điều chế
khóa dịch pha (PSK) có khả năng thích nghi tốt, do đó nó
cung cấp hiệu suất cao hơn so với kỹ thuật điều chế IM/DD
khi có sự biến động của môi trường[4]
Khi thiết kế hệ thống DWDM 40 Gbps 32 kênh sử dụng
kỹ thuật điều chế IM/DD cho chất lượng dịch vụ chưa cao và
bị ảnh hưởng bởi sự biến động ngẫu nhiên trong môi
trường[1] Truyền dẫn quang vô tuyến FSO đơn kênh sử dụng
hệ thống coherent DWDM kết hợp với kỹ thuật điều chế
QPSK được đề suất với tốc độ bit từ 1Gbps đến 100 Gbps là
mở rộng của kỹ thuật điều chế IM/DD vấn đề này đã được
nghiên cứu, nó cung cấp chất lượng dịch vụ tương đối cao cũng như các ứng dụng truyền dẫn cao Nhưng khi ghép kênh FSO sử dụng hệ thống coherent DWDM kết hợp với kỹ thuật điều chế QPSK với tốc độ bit cao lên đến 1.28 Tbps thì vấn đề này mới được đưa ra và nghiên cứu lần đầu tiên
II HỆ THỐNG KÊNH TRUYỀN QUANG VÔ
TUYẾN FSO
A Mô hình hệ thống quang vô tuyến FSO
Hình 1: Mô hình kênh truyền quang vô tuyến FSO
Tín hiệu quang tại đầu vào của bộ tách sóng được xác định:
𝑦𝑦 𝑦 𝑎𝑎𝑎𝑎(𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡 (1) Trong đó a, I, 𝑎𝑎(𝑡𝑡𝑡, lần lượt là tổng suy hao đường truyền, cường độ tín hiệu phát, quá trình ngẫu nhiên đại diện cho tín hiệu nhấp nháy gây ra bởi nhiễu loạn không khí và y là tín hiệu quang nhận được
Suy hao kênh truyền gây ra bởi hai nguyên nhân chính là
do hấp thụ và tán xạ Tổng suy hao kênh truyền được xác định bởi:
𝑎𝑎 𝑦𝜋𝜋(𝜑𝜑𝜑𝜑/2𝑡𝐴𝐴 2𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒(−𝛽𝛽𝑣𝑣𝐿𝐿𝑡 (2) Với A là khẩu độ thu, L khoảng cách truyền, 𝜑𝜑 góc phân kỳ trong radian và 𝛽𝛽𝑣𝑣là hệ số dập tắt khí quyển
B Mô hình kênh truyền Log-normal Khi tín hiệu quang qua kênh truyền không gian tự do nó
bị ảnh hưởng bởi các biến động ngẫu nhiên, hiệu ứng nhấp nháy, nhiễu loạn không khí, ngay cả khi truyền ở khoảng cách ngắn Những nguyên nhân đó làm tăng tỉ lệ BER và làm giảm hiệu suất của hệ thống Khi biến động là yếu thì ảnh hưởng của nhiễu loạn 𝑎𝑎(𝑡𝑡𝑡 là một quá trình ngẫu nhiên có hàm phân
bố là log-normal Giả sử rằng trung bình của quá trình ngẫu nhiên 𝑎𝑎 là bình thường thì hàm phân bố mật độ xác suất (pdf) cho bởi Majumdar được tính như sau[5]
𝑓𝑓𝑋𝑋(𝑒𝑒𝑡 𝑦√2𝜋𝜋𝜎𝜎1
𝑠𝑠 𝑥𝑥𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [−(𝑙𝑙𝑙𝑙𝑥𝑥𝑙𝜎𝜎𝑠𝑠2⁄ ) 22
2𝜎𝜎𝑠𝑠2 ] (3) Với 𝜎𝜎𝑠𝑠2 là phương sai cường độ log mà phụ thuộc vào đặc tính kênh truyền và được cho như sau:
Trang 2𝜎𝜎𝑠𝑠2= 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 0.49𝜎𝜎𝑅𝑅2
(1+0.18𝑑𝑑 2 +0.56𝜎𝜎𝑅𝑅12/5)7/6+ 0.51𝜎𝜎𝑅𝑅2
(1+0.9𝑑𝑑 2 +0.62𝜎𝜎𝑅𝑅12/5)5/6] − 1 (4) Với 𝑑𝑑 = √𝑘𝑘𝑘𝑘2/4𝐿𝐿 , 𝑘𝑘 = 𝑘𝑘𝑘 𝑘𝑘⁄ là số sóng quang, L khoảng
cách truyền và D là đường kính khẩu độ thu Tham số 𝜎𝜎𝑅𝑅2 là
phương sai Rytov, giả sử sự lan truyền sóng được cho bởi:
𝜎𝜎𝑅𝑅2= 1.𝑘3𝐶𝐶𝑛𝑛2𝑘𝑘7/6𝐿𝐿11/6 (5) Với 𝐶𝐶𝑛𝑛2 là chỉ số độ cao phụ thuộc của chiết suất và có giá
trị trong khoảng 10-17đến 10-12 tùy thuộc độ mạnh, yếu trong
kênh truyền nhiễu loạn không khí
C Mô hình kênh truyền Gamma-gamma
Khi kênh truyền nhiễu động mạnh, phân bố log-normal
tạo ra sự khác biệt lớn với các kết quả ở thực nghiệm Lý do là
hàm pdf log-normal đánh giá thấp sự ảnh hưởng ở những đoạn
cuối so với kết quả thực nghiệm Trong trường hợp này 𝑋𝑋(𝑋𝑋)
có thể được mô hình hóa như một quá trình dừng với phân bố
gamma-gamma và được tính bởi[5]:
𝑓𝑓𝑋𝑋(𝑒𝑒) =2(𝛼𝛼𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼) 2⁄ 𝑒𝑒(𝛼𝛼+𝛼𝛼)⁄ −1 2 𝐾𝐾𝛼𝛼−𝛼𝛼(𝑘√𝛼𝛼𝛼𝛼𝑒𝑒) (6)
Với Γ( ) là hàm gamma, 𝐾𝐾𝛼𝛼−𝛼𝛼( ) là hàm sửa đổi Bessel và
có thứ tự 𝛼𝛼 − 𝛼𝛼 𝛼𝛼 và 𝛼𝛼 là tham số pdf mô tả những biến động
diễn ra của sóng Trong trường hợp thang đo nội tại là 0
(𝑙𝑙0= 0) được tính:
𝛼𝛼 = 𝛼𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 0.49𝜎𝜎𝑅𝑅2
(1+1.11𝜎𝜎𝑅𝑅12/5)7/6] − 1}
−1
(7)
𝛼𝛼 = 𝛼𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 0.51𝜎𝜎𝑅𝑅2
(1+0.69𝜎𝜎𝑅𝑅12/5)5/6] − 1}
−1
(8) Trong trường hợp thang đo nội tại khác 0 (𝑙𝑙0≠ 0) tham số
𝛼𝛼 và 𝛼𝛼 được tính:
𝛼𝛼 = 𝛼𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 0.51𝜎𝜎𝑃𝑃2
(1+0.69𝜎𝜎𝑃𝑃12/5)5/6] − 1}
−1
(10) Với 𝜎𝜎𝑙𝑙𝑛𝑛𝑋𝑋2 được cho bởi:
𝜎𝜎 𝑙𝑙𝑛𝑛𝑋𝑋2 = 0.16𝜎𝜎 𝑅𝑅 (𝜂𝜂𝑥𝑥 𝑄𝑄
𝜂𝜂 𝑥𝑥 +𝑄𝑄 )7/6× [1 + 1.75 ( 𝜂𝜂𝑥𝑥
𝜂𝜂 𝑥𝑥 +𝑄𝑄 )
1
− 0.𝑘5 ( 𝜂𝜂𝑥𝑥
𝜂𝜂 𝑥𝑥 +𝑄𝑄 )
7 12
] (11)
Các thông số cần thiết còn lại có thể tìm thấy như:
𝜂𝜂𝑥𝑥=1+0.45𝜎𝜎2.61
𝑅𝑅2𝑄𝑄 1/6; 𝑄𝑄 =10.89𝐿𝐿𝑘𝑘𝑙𝑙
0
𝜎𝜎 𝑃𝑃 = 3.86𝜎𝜎 𝑅𝑅 {(1 + 1 𝑄𝑄 ⁄ ) 2 11/12[𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 (116𝑋𝑋𝑡𝑡𝑠𝑠 −1 𝑄𝑄) + 1.51
(1+𝑄𝑄 2 )1𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 (43𝑋𝑋𝑡𝑡𝑠𝑠 −1 𝑄𝑄) −
0.27
(1+𝑄𝑄 2 ) 7/24 𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 (54𝑋𝑋𝑡𝑡𝑠𝑠 −1 𝑄𝑄)] − 3.5𝑄𝑄 5/6 } (12)
III KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ TRONG QUANG VÔ
TUYẾN FSO
A Kỹ thuật điều chế IM/DD
Trong hệ thống thông tin quang vô tuyến FSO khoảng
cách truyền giữa máy phát và máy thu được kết nối với nhau
dựa trên tầm nhìn thẳng (LOS) Các máy phát thường được sử
dụng là chất bán dẫn laser băng thông rộng có công suất lớn, máy thu được thiết kế sử dụng lượng thông tin truyền kết hợp đầu vào chẳng hạn như bộ tiền khuếch đại quang (PIN) hoặc diode quang điện thác (APD) có kích thước khác nhau[16]
Hình 2: Khoảng cách truyền của IM/DD trong FSO
Tại đầu ra của bộ tách sóng APD có tín hiệu điện là khác nhau ở trạng thái "on" hoặc "off" và được cho bởi:
𝑟𝑟𝑒𝑒= { 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑡𝑡𝑘𝑃𝑃 𝑠𝑠, 𝑛𝑜𝑜𝑓𝑓𝑓𝑓𝑛 (13)𝑡𝑡+ 𝑠𝑠, 𝑛𝑜𝑜𝑠𝑠𝑛 Với 𝑔𝑔 độ lợi trung bình, 𝑃𝑃𝑡𝑡công suất phát quang trung bình,
R độ nhạy bộ tách sóng APD Ngược lại với nhiễu nhiệt, nhiễu bắn phụ thuộc vào thành phần của bên trong bộ tách sóng APD nó khác nhau ở trạng thái "on" và "off" Nhiễu bắn có thể được mô hình hóa ngẫu nhiên như nhiễu Gaussian (AWGN) với nghĩa 0 và phương sai 𝜎𝜎𝑆𝑆𝑆2
𝜎𝜎𝑆𝑆𝑆2 = {𝑘𝑞𝑞𝑔𝑔2𝐹𝐹𝐴𝐴𝑔𝑔𝑡𝑡𝑅𝑅𝑘𝑃𝑃𝑡𝑡∆𝑓𝑓, 𝑛𝑜𝑜𝑠𝑠𝑛
Trong đó q là điện tích electron, 𝐹𝐹𝐴𝐴biểu thị hệ số nhiễu vượt quá của APD được cho bởi:
𝐹𝐹𝐴𝐴= 𝑘𝑘𝐴𝐴𝑔𝑔 + (1 − 𝑘𝑘𝐴𝐴)(𝑘 − 1 𝑔𝑔)⁄ (15) Với 𝑘𝑘𝐴𝐴là hệ số ion hóa Phương sai của tổng số lượng nhiễu APD được cho bởi[16]:
𝜎𝜎𝑛𝑛2= {4𝑘𝑘𝐵𝐵
𝑇𝑇
𝑅𝑅𝐿𝐿𝐹𝐹𝑛𝑛∆𝑓𝑓 + 𝑘𝑞𝑞𝑔𝑔2𝐹𝐹𝐴𝐴𝑔𝑔𝑡𝑡𝑅𝑅𝑘𝑃𝑃𝑡𝑡∆𝑓𝑓, 𝑛𝑜𝑜𝑠𝑠𝑛
4𝑘𝑘𝐵𝐵𝑅𝑅𝑇𝑇𝐿𝐿𝐹𝐹𝑛𝑛∆𝑓𝑓, 𝑛𝑜𝑜𝑓𝑓𝑓𝑓𝑛 (16)
Trong thực tế hệ thống FSO sử dụng IM/DD với OOK vì nó
có thiết kế đơn giản và dễ thực hiện Tuy nhiên, cần phải thiết lập một ngưỡng để phát hiện tỷ lệ lỗi bit của tín hiệu BER của
hệ thống FSO sử dụng IM/DD được tính như sau [11][16]:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 = 𝑃𝑃(1)𝑃𝑃(0|1) + 𝑃𝑃(0)𝑃𝑃(1|0) (18) Trong đó 𝑃𝑃(1), 𝑃𝑃(0) đại diện cho xác suất truyền "on" và
"off" các bit tương ứng Xác suất phát hiện bit "off" khi bit
"on" được truyền là 𝑃𝑃(0|1) và 𝑃𝑃(1|0) là ngược lại Với 𝑃𝑃(1)
= 𝑃𝑃(0) = 0.5 khi nhiễu phương sai là khác nhau ở trạng thái
"on" và "off" Xác suất 𝑃𝑃(0|1) và 𝑃𝑃(1|0) là không bằng nhau
và chúng phụ thuộc vào ngưỡng quyết định Khi điều kiện 𝑃𝑃(0|1) = 𝑃𝑃(1|0) thì BER được tính như sau:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 =12𝑒𝑒𝑟𝑟𝑓𝑓𝑒𝑒 (√2𝑄𝑄) (19) Tham số Q được cho bởi:
𝑄𝑄 = 𝑔𝑔𝑅𝑅𝑔𝑔2𝑃𝑃𝑡𝑡 𝐼𝐼
𝜎𝜎 𝑛𝑛/𝑜𝑜𝑛𝑛 +𝜎𝜎𝑛𝑛/𝑜𝑜𝑛𝑛𝑛𝑛 (20) Giá trị BER trong kênh truyền được tính[13][16]: 𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 =12∫ 𝑒𝑒𝑟𝑟𝑓𝑓𝑒𝑒 𝑒 𝑔𝑔𝑅𝑅𝑔𝑔2𝑃𝑃𝑡𝑡 𝐼𝐼
√2(𝜎𝜎 𝑛𝑛/𝑜𝑜𝑛𝑛 +𝜎𝜎𝑛𝑛/𝑜𝑜𝑛𝑛𝑛𝑛))
∞
Trong kênh truyền gamma-gamma[5]:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 =12∫ 𝑒𝑒𝑟𝑟𝑓𝑓𝑒𝑒 𝑒 𝑔𝑔𝑅𝑅𝑔𝑔2𝑃𝑃𝑡𝑡 𝐼𝐼
√2(𝜎𝜎 𝑛𝑛 𝑜𝑜𝑛𝑛 +𝜎𝜎 𝑛𝑛 𝑜𝑜𝑛𝑛𝑛𝑛 ))
∞
Trang 3× (2(𝛼𝛼𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼) 𝑥𝑥(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼) 2⁄ (𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄ −1 2 𝐾𝐾𝛼𝛼−𝛼𝛼(2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝑥𝑥)) 𝑑𝑑𝑥𝑥
= ∫ 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒
(
𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔 𝑡𝑡 𝐼𝐼
√2 (√4𝑘𝑘 𝐵𝐵 𝑇𝑇
𝑔𝑔 𝐿𝐿 𝐹𝐹 𝑛𝑛 ∆𝑒𝑒 𝑓 2𝑓𝑓𝑔𝑔 2 𝐹𝐹 𝐴𝐴 𝑔𝑔𝑔𝑔𝐼𝐼2𝑔𝑔 𝑡𝑡 ∆𝑒𝑒 𝑓 √4𝑘𝑘 𝐵𝐵 𝑇𝑇
𝑔𝑔 𝐿𝐿 𝐹𝐹 𝑛𝑛 ∆𝑒𝑒) )
∞
0
× (2(𝛼𝛼𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼) 2⁄ 𝑥𝑥(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄ −1 2 𝐾𝐾 𝛼𝛼−𝛼𝛼 (2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝑥𝑥)) 𝑑𝑑𝑥𝑥 (22)
Trong kênh truyền log-normal[5]:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 =12∫ 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔2𝑔𝑔𝑡𝑡 𝐼𝐼
√2(𝜎𝜎 𝑛𝑛 𝑜𝑜𝑛𝑛 𝛼𝜎𝜎 𝑛𝑛 𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜 ))
∞
[√2𝜋𝜋𝜎𝜎1
𝑠𝑠 𝑥𝑥𝑒𝑒𝑥𝑥𝑒𝑒 [−(𝑙𝑙𝑛𝑛𝑥𝑥𝛼𝜎𝜎𝑠𝑠2⁄ ) 22
2𝜎𝜎𝑠𝑠2 ]] 𝑑𝑑𝑥𝑥
√2(√4𝑘𝑘 𝐵𝐵 𝑅𝑅𝐿𝐿𝑇𝑇𝐹𝐹𝑛𝑛∆𝑓𝑓𝛼2𝑓𝑓𝑔𝑔2𝐹𝐹𝐴𝐴𝑔𝑔𝑔𝑔𝐼𝐼2𝑔𝑔𝑡𝑡∆𝑓𝑓𝛼√4𝑘𝑘𝐵𝐵𝑅𝑅𝐿𝐿𝑇𝑇𝐹𝐹𝑛𝑛∆𝑓𝑓)
) ×
∞
[√2𝜋𝜋𝜎𝜎1
𝑠𝑠 𝑥𝑥𝑒𝑒𝑥𝑥𝑒𝑒 [−(𝑙𝑙𝑛𝑛𝑥𝑥𝛼𝜎𝜎𝑠𝑠2⁄ ) 22
B Kỹ thuật điều chế QPSK
Trong môi trường quang vô tuyến FSO kỹ thuật điều
chế QPSK được thể hiện trong hình 3[10]:
Hình 3: Sơ đồ điều chế QPSK trong FSO
Mô hình trên là tổng quan về kỹ thuật điều chế QPSK
trong FSO Phương pháp điều chế quang có thể được phân loại
thành hai nhóm chính đó là điều chế trực tiếp và điều chế
ngoài Điều chế trực tiếp là một kỹ thuật đơn giản nó trực tiếp
điều chỉnh các biên độ của chùm tia laser nhưng lại bị ảnh
hưởng bởi hiệu ứng chirp làm ảnh hưởng nghiêm trọng đến
hiệu suất của hệ thống Tuy nhiên điều này có thể được loại bỏ
bằng cách sử dụng kỹ thuật điều chế ngoài để điều chỉnh pha
của sóng mang quang Do đó hệ thống có thể đáp ứng được
các yêu cầu trong tương lai của các dịch vụ truyền dữ liệu tốc
độ cao
Công suất thu tại bộ tách sóng quang được cho bởi công
thức như sau[11]:
𝑔𝑔𝑔𝑔= 𝑔𝑔𝑇𝑇𝜂𝜂𝑇𝑇𝜂𝜂𝑔𝑔(4𝜋𝜋𝜋𝜋𝜆𝜆 )2𝐺𝐺𝑇𝑇𝐺𝐺𝑔𝑔𝐿𝐿𝑇𝑇𝐿𝐿𝑔𝑔 (24)
𝑔𝑔𝑔𝑔 : Là công suất của tín hiệu tại máy thu
𝑔𝑔𝑇𝑇 : Là công suất phát của tín hiệu tại máy phát
𝜂𝜂𝑇𝑇,𝜂𝜂𝑔𝑔 : Hiệu suất lượng tử của photodiode máy phát
và máy thu
𝜆𝜆 : Bước sóng phát của tín hiệu
𝑧𝑧: Khoảng cách kênh truyền giữa máy phát và máy thu
𝐺𝐺𝑇𝑇, 𝐺𝐺𝑔𝑔: Độ lợi máy phát và máy thu
𝐺𝐺𝑇𝑇 = (𝜋𝜋𝜋𝜋𝑇𝑇
𝜆𝜆 )2, 𝐺𝐺𝑔𝑔=(𝜋𝜋𝜋𝜋𝑅𝑅
𝐷𝐷𝑇𝑇, 𝐷𝐷𝑔𝑔 : Khẩu độ của thấu kính tại máy phát và máy thu
𝐿𝐿𝑇𝑇, 𝐿𝐿𝑔𝑔 : Hệ số định hướng tại máy phát và máy thu
𝐿𝐿𝑇𝑇= exp (−𝐺𝐺𝑇𝑇(𝜃𝜃𝑇𝑇)2), 𝐿𝐿𝑔𝑔= exp (−𝐺𝐺𝑇𝑇(𝜃𝜃𝑔𝑔)2) (26)
𝜃𝜃𝑇𝑇, 𝜃𝜃𝑔𝑔 là gốc định hướng giữa máy phát và máy thu
Với BER của hệ thống sử dụng bộ tách sóng APD khi không khí nhiễu động có thể được mô hình hóa như dưới kênh truyền fading chậm BER của hệ thống có thể được tính như sau:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 = ∫ 𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔0∞ 𝑖𝑖𝑛𝑛𝑖𝑖𝑡𝑡𝑒𝑒𝑋𝑋(𝑥𝑥)𝑑𝑑𝑥𝑥 (26)
Để tính BER ta phải xem xét trường hợp cụ thể
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔𝑖𝑖𝑛𝑛𝑖𝑖𝑡𝑡≈𝑙𝑙𝑙𝑙𝑔𝑔2
2 𝑀𝑀𝑄𝑄 𝑄√2𝛾𝛾𝛾𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑀𝑀𝜋𝜋𝑥𝑥𝑥 = 𝑄𝑄 𝑄𝑚𝑚𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑠𝑠 𝑔𝑔
2𝜎𝜎𝑛𝑛 𝑥𝑥𝑥 (27) Với 𝛾𝛾𝛾 là tín hiệu trên nhiễu trung bình thu được Vì là điều chế QPSK nên ta có số mức trạng thái là M=4
Q(.) là Gaussian hàm Q có dạng[5]:
𝑄𝑄(𝑦𝑦) =√2𝜋𝜋1 ∫ 𝑒𝑒𝑥𝑥𝑒𝑒 𝑄𝑦𝑦∞ −𝑡𝑡22𝑥 𝑑𝑑𝑑𝑑 (28) Giá trị BER trong kênh truyền được tính[5][13]:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 = ∫ 𝑄𝑄 𝑄𝑚𝑚𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑠𝑠 𝑔𝑔
2𝜎𝜎 𝑛𝑛 𝑥𝑥𝑥 𝑒𝑒𝑋𝑋(𝑥𝑥)𝑑𝑑𝑥𝑥
∞
Trong kênh truyền gamma-gamma[5]:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 = ∫ 𝑄𝑄 𝑄𝑚𝑚𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑠𝑠 𝑔𝑔
2𝜎𝜎 𝑛𝑛 𝑥𝑥𝑥 ×
∞ 0
× [2(𝛼𝛼𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼) 2⁄ 𝑥𝑥(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄ −1 2 𝐾𝐾𝛼𝛼−𝛼𝛼(2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝑥𝑥)]dx
= ∫ 𝑄𝑄 (
𝑚𝑚𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔 𝑖𝑖 𝑔𝑔 2√2𝑓𝑓𝑔𝑔 2 𝐹𝐹 𝐴𝐴 𝑔𝑔𝑚𝑚𝑔𝑔 𝑖𝑖 𝑔𝑔𝑥𝑥∆𝑒𝑒 𝑓 4𝑘𝑘 𝐵𝐵 𝑇𝑇
𝑔𝑔 𝐿𝐿 𝐹𝐹 𝑛𝑛 ∆𝑒𝑒𝑥𝑥)
∞ 0
× [2(𝛼𝛼𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼)Γ(𝛼𝛼) 𝑥𝑥(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼) 2⁄ (𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄ −1 2 𝐾𝐾 𝛼𝛼−𝛼𝛼 (2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝑥𝑥)] 𝑑𝑑𝑥𝑥 (30)
Trong kênh truyền log-normal[5]:
𝐵𝐵𝐵𝐵𝑔𝑔 = ∫ 𝑄𝑄 (𝑚𝑚𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔2𝜎𝜎 𝑖𝑖𝑔𝑔
𝑛𝑛 𝑥𝑥) × [ 1
√2𝜋𝜋𝜎𝜎𝑖𝑖𝑥𝑥𝑒𝑒𝑥𝑥𝑒𝑒 [−
(𝑙𝑙𝑠𝑠𝑥𝑥 𝑓 𝜎𝜎𝑖𝑖2⁄ )2 2
2𝜎𝜎𝑖𝑖2 ]] 𝑑𝑑𝑥𝑥
∞ 0
2√2𝑓𝑓𝑔𝑔 2 𝐹𝐹𝐴𝐴𝑔𝑔𝑚𝑚𝑔𝑔𝑠𝑠𝑔𝑔𝑥𝑥∆𝑓𝑓𝛼4𝑘𝑘𝐵𝐵𝑅𝑅𝐿𝐿𝑇𝑇𝐹𝐹𝑛𝑛∆𝑓𝑓𝑥𝑥) ×
∞ 0
[√2𝜋𝜋𝜎𝜎1
𝑠𝑠 𝑥𝑥𝑒𝑒𝑥𝑥𝑒𝑒 [−(𝑙𝑙𝑛𝑛𝑥𝑥𝛼𝜎𝜎𝑠𝑠2⁄ ) 22
IV MÔ PHỎNG VÀ THẢO LUẬN
A Mô hình điều chế
Mô hình điều chế QPSK trong DWDM FSO được mô tả như sau:
Trang 4Hình 4: Sơ đồ khối điều chế QPSK trong DWDM FSO
Kỹ thuật điều chế QPSK trong DWDM kênh truyền
quang vô tuyến được thiết kế gồm các khối: Bộ phát gồm có
32 khối điều chế QPSK với công suất phát từ 0 đến 10dBm
Bộ tách/ghép kênh (Mux/DeMux) kênh truyền vô truyến FSO
với tần số kênh truyền là 193.1THz, băng thông kênh truyền là
40Gbps, tín hiệu thu sẽ được kết nối tới bộ giải ghép 32 kênh
và sau đó mỗi kênh tín hiệu sẽ được cho qua bộ giải điều chế
QPSK quang
Các tham số của hệ thống quang vô tuyến DWDM FSO:
Bảng 1: Tham số của hệ thống DWDM trong FSO
quang coherent Tần số kênh truyền trung
tâm của hệ thống DWDM
193.1 THz
Công suất dao động nội tại
máy thu
Giống công suất tại máy phát
Các suy hao thêm vào như
(suy giảm tầm nhìn, mất
đồng bộ )
1dB
B Mô phỏng và đánh giá kết quả
điều chế RZ:
Hình 5: Kết quả mô phỏng BER RZ dùng 32 kênh sử dụng
PIN thu
Hình 6: Kết quả mô phỏng BER RZ dùng 32 kênh sử dụng
APD thu
Với điều chế RZ có công suất ngõ vào 10dBm thì khoảng cách đạt được khoảng 614 km Với giá trị hàm Q-factor nhận được trên có kết hợp với thuật toán sữa lỗi (FEC) thì giá trị nhận được 6.8 (BER<10-12) Khi sử dụng PIN thu và APD thu ta nhận thấy rằng ở tín hiệu nhận được khi sử dụng PIN thu có chất lượng tốt hơn nhưng khả năng khuếch đại dòng điện lại thấp hơn so với APD thu Nên khi sử dụng PIN thu cho hệ thống ta phải sử dụng thêm bộ tiền khuếch đại cho dòng điện nhằm nâng cao thêm chất lượng độ nhạy của máy thu
Sử dụng thu phát sóng trực tiếp IM/DD dùng kiểu điều chế NRZ:
Hình 7: Kết quả mô phỏng BER NRZ dùng 32 kênh sử
dụng PIN thu
Trang 5Hình 8: Kết quả mô phỏng BER NRZ dùng 32 kênh sử
dụng APD thu
Với công suất ngõ vào 10dBm thì khoảng cách đạt được
khoảng 798 km Tương tự như điều chế RZ khi sử dụng PIN
thu và APD thu ta nhận thấy rằng ở tín hiệu nhận được khi sử
dụng PIN thu có chất lượng tốt hơn nhưng khả năng khuếch
đại dòng điện lại thấp hơn so với APD thu
Sử dụng điều chế quang coherent QPSK: Với công
suất ngõ vào 10dBm
Hình 9 chỉ quang phổ của nguồn phát quang điều chế
QPSK trên một kênh của hệ thống với công suất phát khoảng
-6.8dBm ở bước sóng 1550nm ( 193.1 THz)
Hình 9: Phổ của tín hiệu sử dụng điều chế QPSK trên một
kênh
đi qua bộ ghép kênh để truyền tín hiệu đi với công suất phát
khoảng -6.8dBm ở bước sóng 1550nm ( 193.1 THz)
Hình 10: Phổ tín hiệu phát sử dụng điều chế QPSK dùng 32
kênh
Hình 11 chỉ phổ của tín hiệu quang thu được ở
khoảng cách đường truyền khoảng 1360 km thì công suất nhận
được giảm xuống khoảng -52 dBm
Hình 11: Phổ tín hiệu thu sử dụng điều chế QPSK dùng 32
kênh
Hệ thống được mô phỏng từ kỹ thuật điều chế quang coherent QPSK từ công suất nguồn phát là 10dBm Hình 10 thể hiện phổ quang của điều chế QPSK nguồn phát với 32 kênh truyền từ mô hình cài đặt trên Trong hình 11 là kết hợp của nhiều tín hiệu quang thu được qua kênh truyền vô tuyến phổ quang thu được sau khi kết hợp tại bộ thu Mức công suất nhận tại bộ thu bị giảm đi một khoảng là -52dBm tại khoảng cách 1360km
điều chế QPSK dùng 32 kênh tại khoảng cách 1360km
Hình 12: Sơ đồ mô phỏng Q-factor và giản đồ mắt tín hiệu điều chế QPSK dùng 32 kênh tại khoảng cách 1360km
Từ hình 12 quan sát thấy hàm Q-factor đạt kết quả như mong đợi Đây là giá trị cao nhất của hàm Q-factor quan sát được trong khoảng thời gian được mô phỏng tại phía bộ thu mà khi tín hiệu méo dạng nhận được
V KẾT LUẬN Trong bài báo này chúng ta có thể kết luận rằng so với
kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD (RZ và NRZ) thì kỹ thuật điều chế quang coherent QPSK khoảng cách truyền đi xa hơn khi ứng dụng trong hệ thống DWDM quang vô tuyến FSO Bởi vì, thông tin truyền đi của nó được chứa trong pha của sóng mang từ kỹ thuật điều chế quang coherent QPSK tạo ra
và do đó nó có khả năng chịu những biến động từ môi trường khí quyển tốt hơn so với kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD
TÀI LIỆU THAM KHẢO
[1] E.Ciaramella, Y Arimoto, G Contestabile, M Presi, A D Errico,V Guarino, and M Matsumoto, "1.28 Terabitls (32x40 Gbitls) WDM
Transmission System for Free Space Optical Communications," IEEE
Journal on selected Areas in Communications, Vol 27, No 9,
pp 1639-1645, December 2009
Trang 6[2] Bach T Vu, Ngoc T Dang, Truong C Thang, and Anh T Pham, " Bit
Error Rate Analysis of Rectangular QAM/FSO Systems Using an APD
Receiver Over Atmospheric Turbulence Channels," Optical Society of
America, Vol 5, No 5/ May 2013
[3] B Patnaik and P K Sahu, "Design and study of high bit-rate freespace
optical communication system employing QPSK modulation," Int J
Signal and
Imaging Systems Engineering (in press)
[4] S M Haas and 1 H Shapiro, "Capacity of wireless optical
communications," IEEE Journal on Selected Areas in Communications,
Vol 21, October, pp.1346-13 57, 2003.
[5] D.A Luong, T.C Thang, A.T Pham "Effect of Avalanche Photodiode and
Thermal Noises on the Performance of Binary Phase-shift
Keyingsubcarrier-intensity Modulation/free-space Optical Systems over
Turbulence Channels", IET Communications, Vol 7, No 8, May 2013,
pp 738 – 744
[6] Bach T Vu, Ngoc T Dang, Truong C Thang, and Anh T Pham "Bit Error
Rate Analysis of Rectangular QAM/FSO Systems Using an APD
Receiver Over Atmospheric Turbulence Channels," Optical Society of
America, Vol 5, No 5/May 2013
[7] A Belmonte and 1 M Kahn, "Capacity of coherent free-space optical
links using diversity-combining techniques," Opt Express, vol 17, no
15, pp 12601-12611, July 2009.
[8] Ghassemloogy, Popoola(2010),Terrestrial Free-Space Optical
Communications, OpticalCommunications Research Group, NCRlab,
Northumbria University, Newcastle upon Tyne, UK
[9] Murat Uysal, Jing Li (Tiffany) "Achievable Information Rate for Outdoor
Free Space Optical Communication with Intensity Modulation and Direct
Detection," Dept of Electrical & Computer Engineering Lehigh
University, University of Waterloo
[10] Nataraju, Laxmiprasad "Design And Simulation Of QPSK Modulator For
Optic Inter Satellite Communication," International Journal of Scientific
& Technology Research, Vol3 August 2014.
[11] Karim Kemih, Yacine Yaiche,"Optimization of Transmitter Aperture by
Genetic Algorithm in Optical Satellite," International Journal of
Electrical, Robotics, Electronics and Communications Engineering Vol:1
No:9, 2007
[12] Govind P Agrawal , Fiber-Optic Communications Systems, Third
Edition, Vol 10, pp 478- 510, 2002.
[13] Vincent W S Chan, Fellow, “Free-Space Optical Communications,”.
IEEE, Fellow, OSA
[14] Tejbir Singh Hanzra, Gurpartap Singh " Performance of Free Space
Optical Communication System with BPSK and QPSK Modulation,"
IOSR Journal of Electronics and Communication Engineering, Vol 1, pp
38- 43, May 2012
[15] Sushank Chaudhary, Preety Bansal, Manisha Lumb " Effect of Beam
Divergence on WDM-FSO Transmission System," International Journal
of Computer Applications, Vol 93 – No 1, May 2014
[16] Milica I Petković1, Goran T Đorđević1, Dejan N Milić1, Bata V
Vasić1, " BER Analysis of IM/DD FSO System with APD Receiver Over
Gamma-Gamma Turbulence," Serbian Journal of Electrical Engineering,
Vol 11, No 1, February 2014
