BÁO CÁO TIỂU LUẬN Môn: Công nghệ vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm THIẾT KẾ BỘ PHÂN TÍCH LMS VỚI 16-QAM TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC KHOA ĐIỆN TỬ - VIỄN THÔNG BÁO CÁO TIỂU LUẬN Môn: Công nghệ vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm THIẾT KẾ BỘ PHÂN TÍCH LMS VỚI 16-QAM
CƠ SỞ LÝ THUYẾT ĐIỀU CHẾ M-QAM
CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ SỐ CƠ BẢN
Tín hiệu số băng cơ sở là dòng các xung vuông biểu hiện giá trị bit "0" và
"1" Để tăng hiệu suất của điều chế, nhiều bit được ghép trong một ký hiệu.
Số lượng bit trong mỗi ký hiệu phụ thuộc vào đặc tính của kênh truyền dẫn, và quá trình này được gọi là điều chế tín hiệu Mặc dù theo lý thuyết, phổ tần của tín hiệu số là vô hạn, nhưng kênh truyền chỉ có băng tần hữu hạn Do đó, để hạn chế phổ tần tín hiệu, người ta sử dụng lọc hợp lý, tuy nhiên điều này lại làm tăng đáp tuyến thời gian, dẫn đến hiện tượng can nhiễu giữa các ký hiệu (ISI).
Trước khi tiến hành lọc, cần xem xét các kỹ thuật điều chế cơ bản trong các hệ thống vô tuyến số Một số phương pháp điều chế quan trọng bao gồm: AM (Điều chế biên độ), FM (Điều chế tần số) và QAM (Điều chế biên độ tứ phân) Những kỹ thuật này đóng vai trò then chốt trong việc truyền tải thông tin hiệu quả và đảm bảo chất lượng tín hiệu.
- Khóa dịch biên độ ASK (Amplitude Shift Keying)
- Khóa dịch tần số FSK ( Frequency Shift Keying)
- Khóa dịch pha PSK ( Phase Shift Keying)
- Điều chế biên độ trực giao nhiều mức (M-QAM: Multilevel-Quadrature Amplitude Modulation)
Trong các hệ thống vô tuyến, phương thức điều chế thường được lựa chọn dựa trên hai tiêu chí chính: hiệu quả sử dụng băng tần và hiệu suất công suất Hiệu quả sử dụng băng tần (ɳ) của hệ thống vô tuyến số được định nghĩa bằng công thức ɳ = R.
B [ bit /s / Hz ] (1.1) trong đó : R là tốc độ bít của tín hiệu mang thông tin ( bit/s)
Độ rộng băng tần B (Hz) cần thiết để nâng cao hiệu quả sử dụng băng tần trong các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn thường sử dụng các sơ đồ điều chế nhiều mức Các phương pháp điều chế phổ biến bao gồm điều chế khoá dịch pha M mức (M-PSK) và điều chế biên độ trực giao nhiều mức (M-QAM) M-PSK không tối ưu bằng M-QAM khi số mức điều chế vượt quá tám Hệ thống M-QAM có các biểu đồ tín hiệu khác nhau nhưng đều dựa trên các miền quyết định hình vuông, với nguyên lý tính toán tương tự như QAM kinh điển Nguyên lý của các phương thức điều chế này được minh họa qua biểu đồ chùm sao tín hiệu trong hình 1.1 và hình 1.2.
Với một giá trị M, hiệu quả sử dụng băng tần của các phương thức điều chế nói trên có thể xác định theo công thức ɳ= R
1+ α [ bit / s/ Hz] (1.2) trong đó: M =2 m với m là số bít của một ký hiệu ( m≥2), ɳ là hệ số uốn lọc của các bộ lọc dạng tín hiệu.
Để so sánh hiệu suất giữa các phương thức điều chế, người ta thường xem xét mức công suất cần thiết để duy trì tỷ lệ lỗi bít (BER) nhất định Theo các biểu đồ trong hình 1.1 và 1.2, công thức tính công suất được biểu diễn như sau: dP = 2√EP sin(Mπ) và dQ = √2EQ.
√ M −1 (1.4) Điều kiện để xác suất thu lỗi giống nhau là dP= dQ tức là:
Từ công thức (1.5) ta thấy:
- M=4, EQ/EP= 1, tức là sơ đồ điều chế 4-QAM và 4-PSK tương đương nhau
- 48 thì EQ/EP < 1, tức là điều chế M-QAM hiệu quả hơn so với M-PSK
Để tối ưu hóa hiệu quả sử dụng băng tần trong các hệ thống vô tuyến số có dung lượng lớn, thường lựa chọn giá trị M lớn, do đó, điều chế M-QAM trở thành phương pháp phổ biến.
ĐIỀU CHẾ M-QAM
Điều chế M-QAM là phương pháp kết hợp giữa điều chế biên độ và điều chế pha, trong đó tín hiệu M-QAM được tạo ra bằng cách cộng các tín hiệu điều chế biên độ √ M mức với các sóng mang trực giao Tên gọi điều chế biên độ trực giao phản ánh tính chất này, cho phép tối ưu hóa hiệu suất truyền tải dữ liệu.
Quá trình điều chế M-QAM bắt đầu bằng việc chia dòng m bit đã mã hóa thành hai tín hiệu I (đồng pha) và Q (lệch pha 90 độ), mỗi tín hiệu mang m/2 bit tương ứng với 2 m/2 trạng thái Các bậc trạng thái của tín hiệu I và Q được thể hiện trong giản đồ chòm sao, giúp quan sát chất lượng và sự méo của tín hiệu số Sau khi chuyển đổi từ tín hiệu số sang tín hiệu tương tự (DAC), hai tín hiệu I và Q được đưa qua bộ điều chế, tạo thành chùm các điểm gọi là chòm sao Giản đồ chòm sao mô tả biên độ và pha của sóng mang trong mặt phẳng phức, với hệ tọa độ I và Q thể hiện các giá trị khác nhau của tín hiệu Nhiễu trong giản đồ chòm sao xuất hiện dưới dạng hướng đi của con trỏ như một vòng tròn tại mỗi trạng thái tín hiệu Tóm lại, M-QAM là phương pháp điều chế tín hiệu hai chiều, sử dụng tín hiệu mang thông tin để thay đổi biên độ của hai sóng mang trực giao.
Người ta có thể thực hiện điều chế QAM theo nhiều loại khác nhau được liệt kê như dưới bảng 1.
Loại điều chế Số bit I(Q) Số bit/ ký hiệu Số trạng thái
Bảng 1: Phân loại các loại điều chế QAM
Hình 1.3: Biểu đồ chùm sao của tín hiệu 16-QAM phân bố theo mã Gray
Chòm sao được phân bố theo mã Gray, nơi các điểm sao lân cận chỉ khác nhau một bit, giúp giảm thiểu lỗi khi giải mã, vì chỉ có một bit có khả năng bị sai thay vì nhiều bit như trong mã nhị phân Độ nhạy của chòm sao với nhiễu được thể hiện qua khoảng cách giữa các điểm sao; ví dụ, trong mô hình 16-QAM, khoảng cách giữa các điểm giảm khi số điểm trong chòm sao tăng Điều này có nghĩa là các chòm sao lớn như 256-QAM dễ bị nhiễu hơn so với các chòm sao nhỏ như 4-QAM Kết quả lý thuyết về tỉ lệ lỗi bit (BER) cho điều chế M-QAM cho thấy sự thay đổi của tỉ lệ SNR khi chòm sao thay đổi, xác nhận những nhận xét trước đó.
Hình 1.4: Xác suất lỗi bít (BER) cho điều chế M-QAM
1.2.1 Sơ đồ bộ điều chế M-QAM
Sơ đồ khối bộ điều chế M-QAM được trình bày trên hình 1.5.
LPF : Bộ lọc thông thấp 2/L : Bộ biến đổi 2 mức thành L mức
VCO : tạo sóng mang cos ω t Hình 1.5: Sơ đồ khối bộ điều chế M-QAM
Bộ biến đổi song song - nối tiếp (S/P) chuyển đổi từng cụm bit đầu vào thành hai cụm tín hiệu nhị phân không - về - không (NRZ), với mỗi cụm chứa m/2 xung Các khối 2/L biến đổi các tín hiệu NRZ thành tín hiệu A k và B k, cho phép nhận L = M trị biên độ Mạch nhân được sử dụng sau mỗi mạch lọc để thực hiện điều chế biên độ tuyến tính, trong khi dạng phổ tín hiệu đầu ra được hình thành nhờ các bộ lọc thông thấp phía trước mạch nhân Trong thiết kế thực tế, các bộ lọc thông thấp aT(t) đóng vai trò quan trọng trong quá trình này.
Chú thích: S/P : Biến đổi song song - nối tiếp
Bộ điều chế M-QAM thường được thực hiện bằng cách sử dụng mạch lọc căn bậc hai cosine tăng, với hệ số điều chỉnh có thể thay đổi Phương pháp này kết hợp hai bộ điều chế biên độ sử dụng sóng mang nén để tạo ra tín hiệu M-QAM hiệu quả.
Bộ ánh xạ (Mapper) và phương pháp điều chế M-QAM tạo ra sóng mang dưới dạng số phức, được phân bố trên biểu đồ chòm sao theo quy luật mã Gray trên hai trục Re (thực) và Im (ảo) Vị trí của từng điểm tín hiệu (số phức) trên biểu đồ chòm sao cung cấp thông tin về biên độ và pha của sóng mang Tín hiệu đầu ra từ bộ điều chế M-QAM có thể được diễn đạt như sau:
V ( t )= A k a T ( t )cos ω c t + B k b T ( t )sin ω c t (1.6) trong đó: a T (t), b T (t) là đáp ứng xung của các bộ lọc thông thấp
A k , B k =±1,±2,±3,….,±M -1; ω c là tần số góc của sóng mang; k là chỉ số khe thời gian của ký hiệu được truyền.
1.2.2 Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM
Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM được trình bày trên hình 1.6 Tín hiệu lối vào bộ giải điều chế M-QAM có dạng:
V γ ( t )= A k a T ( t )cos ω c t + B k b T ( t )sin ω c t + n(t ) (1.7) trong đó: n(t) là tạp nhiễu cộng
Trong trường hợp đồng bộ sóng mang lý tưởng, các sóng mang giải điều chế có dạng:
Hình 1.6: Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM
Chú thích: A/D : biến đổi tương tự- số
P/S : Biến đổi song song- nối tiếp LPF: Bộ lọc thông thấp
Sau khi thực hiện nhân và loại bỏ thành phần tín hiệu hài bậc hai, hai tín hiệu giải điều chế có dạng:
Phương trình V d 2 (t) = B k a T (t) * a R (t) + n 2 (t) mô tả đáp ứng xung của các bộ lọc thông thấp trong bộ giải điều chế thu, trong đó a R (t) được gần đúng bằng bộ lọc căn bậc hai cosine tăng Các thành phần tạp âm tương hợp sau lọc được ký hiệu là n 1 (t) và n 2 (t).
Các tín hiệu V d1 (t) và V d2 (t) được lấy mẫu theo nhịp ký hiệu, sau đó biến đổi thành các tín hiệu A ˆ k và B ˆ k với L trị biên độ có thể có Những tín hiệu này được giải mã thành các tổ hợp nhị phân có m/2 bit Hai nhánh tín hiệu sau đó được đưa tới bộ biến đổi song song – nối tiếp (P/S) để tạo thành cụm m bít lối ra.
SƠ ĐỒ KHỐI BĂNG GỐC TƯƠNG ĐƯƠNG CỦA HỆ THỐNG VÔ TUYẾN M-QAM
Hệ thống vô tuyến số M-QAM là một tổ hợp phức tạp bao gồm nhiều khối hoạt động ở băng tần gốc, tần số trung tần và tần số vô tuyến, với tần số công tác có thể lên tới vài ba chục GHz Mặc dù phức tạp, hoạt động và đặc tính cơ bản của hệ thống này có thể được phân tích và đánh giá thông qua sơ đồ băng gốc tương đương.
Tín hiệu dải thông x(t) có thể được biểu diễn dưới dạng x(t) = r(t) cos[2πδc(t) + θ(t)], trong đó Re(.) là ký hiệu phần thực, r(t) là tín hiệu thực hiện điều chế biên độ, và θ(t) là tín hiệu thực hiện điều chế pha của sóng mang Công thức này cho thấy mối quan hệ giữa tín hiệu điều chế và các thành phần của nó, bao gồm biên độ và pha, giúp hiểu rõ hơn về cách tín hiệu được truyền tải trong hệ thống truyền thông.
Do e j.2 πδ c ( t ) không chứa thông tin hữu ích và chỉ biểu thị một sóng mang không điều chế, toàn bộ thông tin của x(t) được lưu trữ trong thành phần điều biên r(t) và điều pha θ(t) Vì vậy, thay vì phân tích x(t), chúng ta có thể tập trung vào tín hiệu này.
Tín hiệu ~ x L (t) được định nghĩa bởi công thức ~ x L (t) = r(t) exp[jθ(t)] (1.11) chứa toàn bộ thông tin của tín hiệu dải thông và là tín hiệu băng gốc không có sóng mang Tín hiệu này thường được gọi là tín hiệu tương đương thông thấp hay đường bao phức của tín hiệu dải thông x(t) Thay vì phân tích hệ thống dải thông với tần số trung tâm cao, ta có thể chuyển sang xem xét đặc tính thông thấp tương đương Việc này được thực hiện thông qua biến đổi Hilbert, cho phép nghiên cứu hệ thống dải thông bằng cách quy về hệ thống băng gốc với các tín hiệu băng gốc tương đương.
Nguồn symbol s điều chế Bộ Bộ lọc phát
MT truyền c k s(t) (t) lọc thu Bộ cân bằng Bộ
Khôi phục đồng hồ KĐCS w(t)
Hình 1.7: Sơ đồ tương đương băng gốc của hệ thống viễn thông M-QAM
Sơ đồ khối của hệ thống vô tuyến số M-QAM được thể hiện trong hình 1.7, cho thấy rằng mọi dạng sóng thời gian đều là tín hiệu băng gốc hoặc tín hiệu băng gốc tương đương Đồng thời, mọi đáp ứng tần số cũng là các hàm thông thấp hoặc hàm thông thấp tương đương của các hàm dải thông.
Hệ thống vô tuyến số M-QAM sử dụng chuỗi giá trị số liệu phức M mức {c k }, với k là chỉ số thời gian Mỗi ký hiệu c k được tạo ra từ bảng chữ cái M điểm { m }, với m =1,2,…,M Các điểm này khi được biểu diễn trên mặt phẳng pha gọi là biểu đồ chòm sao (constellation) Trong M-QAM truyền thống, các điểm của chòm sao được sắp xếp theo lưới vuông góc Ký hiệu c k có thể được biểu diễn dưới dạng: c k = a k + jb k, trong đó a k và b k là các thành phần đồng pha và vuông pha của ký hiệu c k, với a k ,b k =±1, ±3, …, ±( M -1).
KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ VÀ CÂN BẰNG THÍCH NGHI 15 2.1 KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ
KỸ THUẬT CÂN BẰNG THÍCH NGHI
Trong kênh thông tin liên lạc, tính chất kênh thay đổi theo thời gian, dẫn đến việc sử dụng bộ cân bằng cố định không thể giảm thiểu ISI và nhiễu Do đó, bộ cân bằng thích nghi là cần thiết, với khả năng tự hiệu chỉnh hệ số theo đặc trưng kênh Kỹ thuật này được chia thành hai loại: cân bằng trước kênh tại bộ phát và cân bằng sau kênh tại bộ thu Bài viết này tập trung vào thiết kế bộ giải điều chế tín hiệu 16-QAM, nên chỉ đề cập đến kỹ thuật cân bằng thích nghi sau kênh tại bộ thu, yêu cầu huấn luyện bộ lọc trước khi phát dữ liệu theo hướng dẫn của một dãy huấn luyện.
Bộ lọc cân bằng thích nghi được xem như là bộ trễ lọc đường, đồng bộ với khoảng cách trễ tương ứng với độ dài ký hiệu T Loại bộ cân bằng này không chỉ dễ thực hiện mà còn mang lại hiệu quả cao.
Hình 2.3: Các phần tử của bộ lọc thích nghi
2.2.1 Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (LMS)
Mối liên hệ giữa lối vào và lối ra của bộ cân bằng được mô tả bởi phương trình N w k x n−k (2.3) Khi các dãy lối vào có năng lượng hữu hạn, quá trình thích nghi có thể diễn ra thông qua việc quan sát lỗi giữa dạng xung mong muốn và dạng xung thực tế tại lối ra bộ lọc Lỗi này giúp ước lượng hướng thay đổi các hệ số bộ lọc nhằm đạt được giá trị tối ưu Để thực hiện quá trình thích nghi, tiêu chuẩn méo đỉnh được sử dụng, với mục tiêu tối thiểu hóa méo đỉnh Tiêu chuẩn này có thể là ép về không hoặc lỗi bình phương trung bình, trong đó lỗi bình phương trung bình có khả năng điều chỉnh ISI lớn hơn và ít nhạy cảm hơn với xáo trộn thời gian so với tiêu chuẩn ép về không.
Giả sử lỗi e_n = a_n - y_n, trong đó a_n là đáp ứng mong muốn và y_n là đáp ứng thực tế tại thời điểm n Lỗi bình phương trung bình, được gọi là hàm đánh giá, được tính bằng δ = E[e_n^2] Hàm này giúp xác định điều kiện hoạt động tối ưu của bộ cân bằng.
Tín hiệu lỗi Đạo hàm của hàm đánh giá theo trọng số w k có thể viết:
Trung bình ở vế phải là tương quan chéo giữa tín hiệu lỗi e n và tín hiệu vào x n với lệch k mẫu:
∂ w k =−2 R ex ( k ) (2.7) Điều kiện tối ưu là lỗi bình phương trung bình tối thiểu:
∂ w k =0 vớik =0 ,±1 , ±2 ,…,± N (2.8) Điều kiện này tương đương với R ex ( k )=0 với k =0 ,±1 ,± 2 ,…,± N Kết quả quan trọng này được hiểu như nguyên lý trực giao: tín hiệu trực giao với nhiễu Gauss.
Hàm bình phương trung bình lỗi là một hàm bậc hai của các tham số trọng số, thể hiện dưới dạng hàm parabolic Quá trình thích nghi diễn ra thông qua việc điều chỉnh liên tục các hệ số nhằm tìm ra điểm cực tiểu của hàm này, nơi mà lỗi bình phương trung bình đạt giá trị tối thiểu Do đó, việc hiệu chỉnh các trọng số sẽ được thực hiện theo hướng giảm độ dốc của bề mặt lỗi, tức là theo hướng ngược lại với vectơ gradient.
Thuật toán giảm độ dốc sử dụng công thức đệ quy để tối thiểu hóa lỗi bình phương trung bình, với các tham số w k (n+1) = w k (n) - 1 trong khoảng -N ≤ k ≤ N.
Trong phương trình đạo hàm, tham số kích cỡ bước được ký hiệu là μ, là một hằng số dương nhỏ có giá trị k từ 0 đến ±N Nhân tử ẵ được sử dụng để triệt tiêu nhân tử hai trong phương trình này, trong đó n đại diện cho số bước lặp.
Sử dụng phương trình tương quan chéo: w k ( n+1)=w k ( n )+ μR ex (k ) (2.10)
Thuật toán giảm độ dốc cần có thông tin về hàm tương quan chéo, nhưng điều này thường không khả thi trong môi trường không biết trước Để giải quyết vấn đề này, chúng ta có thể sử dụng ước lượng đồng thời cho hàm tương quan chéo R ex (k) Cụ thể, dựa vào phương trình, chúng ta có thể áp dụng ước lượng này để vượt qua khó khăn.
^ R ex =e n − x n−k vớik =0 ,± 1 ,±2 , …,± N (2.11) Theo cách đó ta dung công thức ước lượng tương tự:
Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (LMS) sử dụng giá trị trọng số cũ w ^ k (n) và hiệu chỉnh μe n x n−k để cập nhật trọng số Là một ví dụ của hệ số phản hồi ngược, thuật toán LMS có thể gặp khó khăn trong việc phân tích tính hội tụ và sự ổn định do khả năng phân kì Tuy nhiên, khi sử dụng các giá trị nhỏ cho , sau một số lượng lớn các bước lặp, tính chất của thuật toán LMS trở nên tương tự với thuật toán giảm độ dốc, trong đó trọng số được tính dựa trên đạo hàm thay vì ước lượng nhiễu.
Có thể đơn giản công thức LMS bằng các ký hiệu ma trận: x n =[x n +N ,…, x n+1 ,x n−1 , x n− N ] T (2.13)
Dùng ký hiệu ma trận: y n = x n T ^ w n (2.15)
Vế phải là tích vô hướng của hai vectơ.
Có thể tóm tắt thuật toán LMS như sau:
- Khởi phát đặt w ^ 1 =0 ( tức là đặt tất cả các trọng số của bộ cân bằng bằng không tại n=1 hay t=T).
^ w k ( n+ 1)=^ w k ( n )+ μe n x n−k với μlàtham số kích thước
- Tiếp tục tính cho đến khi điều kiện đạt ổn định
Hình 2.4: Biểu diễn đồ thị tín hiệu của thuật toán LMS
2.2.2 Phép toán của bộ cân bằng
Bộ cân bằng thích nghi hoạt động qua hai pha chính: pha huấn luyện và pha quyết định trực tiếp Trong pha huấn luyện, một dãy biết trước được truyền qua kênh, đồng thời một phiên bản đồng bộ tương tự được tạo ra ở bộ thu Sau khi bị trễ do thời gian truyền, dãy phiên bản này sẽ được cung cấp cho bộ cân bằng để so sánh với dãy đã truyền qua kênh Dãy huấn luyện thực tế thường là dãy giả ngẫu nhiên PN (Pseudorandom Noise).
Khi quá trình huấn luyện kết thúc, bộ cân bằng chuyển sang pha thứ hai: pha quyết định trực tiếp Trong pha này sai số mắc phải là : e n =a n − y n (2.16)
Giá trị cũ ) ˆ ( n w k Giá trị cập nhật
Bộ trễ một đơn vị T
Trong bộ cân bằng, y n đại diện cho lối ra, trong khi aˆn là ước lượng cuối cùng, không cần phải chính xác như ký hiệu a n Trong các phép toán thông thường, quyết định tại bộ thu thường chính xác với xác suất cao, điều này cho thấy ước lượng lỗi thường rất chính xác.
Bộ cân bằng thích nghi điều chỉnh theo sự thay đổi chậm của kênh trong pha quyết định trực tiếp Khi tham số μ lớn, bộ cân bằng có khả năng thích ứng nhanh hơn, nhưng điều này có thể dẫn đến lỗi bình phương trung bình quá mức không thể chấp nhận Do đó, việc lựa chọn giá trị μ phù hợp là rất quan trọng.
2.2.3 Phương pháp thực hiện bộ cân bằng Ưu điểm của thuật toán LMS là dễ thực hiện Phương pháp thực hiện LMS có thể chia thành ba loại:
Phương pháp tương tự sử dụng công nghệ CCD (linh kiện tạo cặp điện tích) với mạch cơ bản là dãy transistor kết hợp với cực máng và nguồn nối tiếp Các cực máng được ghép theo kiểu điện dung với cổng, trong khi tập hợp trọng số có thể điều chỉnh được lưu trữ trong các vị trí nhớ số Phép nhân của các giá trị mẫu tương tự với trọng số được thực hiện theo cách tương tự Phương pháp này có ứng dụng cao trong việc xử lý dữ liệu lớn, phục vụ cho các ứng dụng số.
Hình 2.5: Minh họa hai pha hoạt động của bộ cân bằng thích nghi
Trong phần cứng, ứng dụng số đóng vai trò quan trọng, bắt đầu từ việc lấy mẫu qua lối vào bộ cân bằng, sau đó thực hiện quá trình lượng tử hóa và lưu trữ trong các thanh ghi dịch Tập hợp các trọng số hiệu chỉnh w được sử dụng để tối ưu hóa hiệu suất của hệ thống.
( k ) Bộ tạo dãy huấn luyện
Bộ cân bằng thích nghi Bộ quyết định x n y n a ˆ n a n e n -
+ cũng được lưu trong các thanh ghi Các mạch logic dùng để thực hiện các phép toán số học (nhân và tích lũy)
Sử dụng bộ vi xử lý lập trình được mang lại lợi ích lớn, vì nó cho phép sử dụng chung một phần cứng cho nhiều nhiệm vụ như nhân, lọc, điều chế và giải điều chế trong modem.
2.2.4 Cân bằng phản hồi quyết định
THIẾT KẾ BỘ PHÂN TÍCH LMS VỚI 16-QAM
Để thiết kế bộ cân bằng thích nghi LMS cho tín hiệu 16-QAM, chúng tôi xây dựng mô hình hệ thống phát - thu tín hiệu 16-QAM qua kênh truyền mô phỏng bằng Simulink, như thể hiện trong sơ đồ khối 3.1 Bộ phát bao gồm bộ tạo tín hiệu 16-QAM, chịu trách nhiệm tạo dạng và nội suy tín hiệu, sau đó phát qua kênh mô phỏng bị nhiễu Dopler Tại bộ thu, tín hiệu 16-QAM được nhận từ bộ phát và qua một hệ thống con bao gồm bộ cân bằng kênh thích nghi và khôi phục sóng mang, nhằm tái tạo dữ liệu ban đầu.
3.1.1 Sơ đồ demo của hãng Xilinx
Hình 3.1 Mô tả sơ đồ khối chức năng hệ thống thu phát 16-QAM
16-QAM Tạo dạng và nội suy tín hiệu
Bộ lọc phối hợp và cân bằng thích nghi
Vòng lặp khôi phục sóng mang
H ìn h 3 2 M ô h ìn h t hiế t k ế b ộ t hu ph át t ín h iệu 16 -Q A M
Khối F1 trong hình 3.1 là nguồn phát tín hiệu 16-QAM sử dụng bộ lọc cosine tăng để giảm méo ISI, với hệ số uốn α=1 giúp cải thiện độ rộng xung và tạo thêm các điểm cắt không tại (2n+1)/Tb Điều này hỗ trợ tách thông tin thời gian cho đồng bộ Mỗi ký hiệu 16-QAM mang bốn bít, yêu cầu lấy mẫu nhanh gấp bốn lần tốc độ ký hiệu qua bộ tạo dạng và nội suy tín hiệu của khối F2 Nguồn Dopler F3 bù sóng mang cho dữ liệu kênh do dịch tần Dopler Tín hiệu qua kênh truyền bị ảnh hưởng bởi nhiễu phụ thuộc vào tính chất kênh như AWGN, Rayleigh hay Rice Tín hiệu được xử lý bởi bộ lọc thích nghi ở bên thu, sau đó lấy mẫu giảm đến tốc độ ký hiệu T kết hợp với bộ đảo thập phân đa pha F4 để chuyển đổi từ nhị phân sang thập phân, thể hiện trên giản đồ chòm sao của tín hiệu 16-QAM Cuối cùng, dữ liệu được đưa đến vòng lặp khôi phục sóng mang F5 để nhận lại tín hiệu ban đầu.
Sử dụng phần mềm System Generator và Simulink, người dùng có thể mô hình hóa các khối chức năng để thực hiện thu - phát tín hiệu trong hệ thống, từ đó quan sát ảnh hưởng của kênh và hiện tượng quay pha Doppler Để đạt được kết quả mô phỏng tốt nhất, thời gian mô phỏng cần đủ lớn để số điểm chòm sao quay pha có thời gian hội tụ thích hợp Tín hiệu tại cổng ra cho chòm sao bị quay pha sẽ được chuyển đến bộ DAC để chuyển đổi từ tín hiệu số sang tương tự trước khi phát đi Ngôn ngữ VHDL được sử dụng để điều khiển hoạt động của giao diện phần cứng trong quá trình này.
Hiện nay, phương pháp điều chế biên độ trực giao (QAM) được sử dụng phổ biến trong các hệ thống thông tin liên lạc nhằm tối ưu hóa băng thông Phương pháp này chia dòng dữ liệu đầu vào thành các nhóm N bít, sau đó điều chế cả về biên độ và pha để các thành phần sóng mang mang thông tin trở nên trực giao với nhau Dưới đây là sơ đồ thiết kế khối phát tín hiệu.
16-QAM, nó chỉ có một khối duy nhất là bộ nguồn điều chế và phát tín hiệu 16-QAM
Khối này còn bao gồm luôn cả nguồn phát kết hợp với tạo dạng và nội suy tín hiệu QAM như hình 3.3:
Hình 3.3: Sơ đồ thiết kế khối 16-QAM data shaping & interpolation
Hình 3.3-1: Sơ đồ thiết kế bộ nguồn “QAM16 source”
3.1.3 Khối mô phỏng kênh truyền
Khối mô phỏng kênh truyền có nhiệm vụ tái tạo điều kiện thu phát tín hiệu trong môi trường thực tế Trong sơ đồ demo, khối channel được sử dụng để mô phỏng kênh truyền Nhiễu kênh được mô phỏng ở đây là nhiễu do dịch tần Dopler, gây ra sự quay pha tín hiệu thu so với tín hiệu phát ban đầu Sơ đồ tạo kênh truyền mô phỏng được thiết kế nhằm phản ánh chính xác các yếu tố ảnh hưởng đến tín hiệu trong quá trình truyền nhận.
Hình 3.4 : Sơ đồ khối tạo kênh truyền mô phỏng a.Khi chưa qua kênh truyền b.Đã qua kênh truyền
Hình 3.4-1: Tín hiệu 16-QAM trước và sau khi qua kênh truyền
Dịch Dopler được áp dụng trong khối Dopler của sơ đồ demo, dẫn đến sự quay pha của tín hiệu trong quá trình truyền, như thể hiện trong giản đồ chòm sao ở hình 3.4-3 Kết quả này được thu nhận từ sơ đồ thiết kế Simulink Trong thực tế, độ lệch tần số bị dịch có thể do chuyển động giữa bên phát và bên thu, cùng với sự không đồng bộ giữa tín hiệu 16-QAM và tín hiệu sine/cosine từ khối DDS, gây ra thay đổi về biên độ và pha của tín hiệu, từ đó dẫn đến dịch tần Dopler.
3.1.4 Khối cân bằng thích nghi
Trong khối tạo nguồn QAM, bộ lọc cosine tăng được sử dụng để giảm nhiễu tín hiệu, nhưng chỉ khắc phục một phần nhỏ nhiễu ở bộ phát Do đó, cần sử dụng bộ cân bằng thích nghi ở bên thu để giảm thiểu nhiễu xuyên ký tự (ISI) và giảm méo kênh tín hiệu nhận Bộ cân bằng hoạt động cùng với bộ lọc phối hợp (MF), lấy mẫu đồng bộ và bộ quyết định (2Dslicer) với cùng tốc độ ký hiệu Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (LMS) được áp dụng để hiệu chỉnh cân bằng giữa đầu phát và thu Trong các bộ thu cải tiến, quá trình lấy mẫu diễn ra trước bộ lọc phối hợp, với tốc độ lấy mẫu lớn hơn tốc độ ký hiệu theo tỷ lệ nguyên như 3:2 hoặc 4:3, thường sử dụng tỷ lệ 2:1 để đơn giản hóa nhiệm vụ hạ tốc trước bộ quyết định Nếu hạ tốc xảy ra trước bộ cân bằng, bộ cân bằng sẽ làm việc với tốc độ một mẫu trên mỗi ký hiệu (SRE), còn nếu hạ tốc xảy ra sau bộ cân bằng, nó sẽ làm việc với tốc độ p mẫu trên q ký hiệu (FSE).
Bộ lọc phối hợp không được hiển thị trong sơ đồ khối của bộ cân bằng thích nghi, nhưng tín hiệu phải đi qua bộ lọc này trước khi đến bộ cân bằng để giảm nhiễu Có nhiều lựa chọn cho thiết kế bộ lọc, bao gồm bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài hữu hạn (FIR), bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài vô hạn (IIR), và bộ lọc lưới Bộ lọc phối hợp tại bên thu hoạt động tương tự như bên phát, nhưng có một số điểm khác biệt quan trọng cần lưu ý.
- Bộ lọc phối hợp lấy mẫu tín hiệu ra tại thời điểm mỗi chu kỳ (t=T) để nhận lại tập các giá trị {ri} từ N bộ tương quan tuyến tính
Nếu tín hiệu s(t) bị nhiễu, bộ lọc với đáp ứng xung phối hợp sẽ tối ưu hóa tỷ số tín hiệu trên tạp (SNR), giúp đạt giá trị cực đại cho SNR.
- Tỷ số tín trên tạp SNR cực đại của bộ lọc phối hợp phụ thuộc vào năng lượng tín hiệu s(t) chứ không phụ thuộc vào tính chất tín hiệu s(t)
Tốc độ lấy mẫu của bộ cân bằng gấp đôi tốc độ ký hiệu nhằm tránh hiện tượng chồng phổ, tuân theo định luật Nyquist Bộ cân bằng hoạt động hiệu quả với cấu trúc đa tốc và được đặt sau bộ lấy mẫu, thực chất là một kiểu lọc số Ngoài ra, khối quyết định tại khối khôi phục sóng mang cũng được kết nối trở lại bộ cân bằng để xác định ký hiệu đã truyền trong tổ hợp dãy véctơ tín hiệu nhận được, từ đó giảm xác suất lỗi sai.
[1] Proakis J.G, “Digital Communication (4th edition)”, McGraw Hill, NewYork
[2]Jeruchim M.C., Balaban P., Shanmugan K.S : Simulation of Communication Systems Plenum Press, New York – Nguồn symbol, London, 1994
[3]Kyongkuk Cho and Dongweon Yoon, Member, IEEE: “On the General BER
Expression of One-and Two –Dimensional Amplitude Modulation”, IEEE Transactions on Communications, Vol 50, No7, July,2002
[4] Binh N.Q., Hung V.T.: Probability Density Function of the Intersymbol Interference Caused by Timing Error in 64-QAM Microwave Radio Systems Journal on Science and Technique, No.92, 2000 Military Technical University
[5]Ferdo I (ed): Terrestrial Digital Microwave Communication Artech House Inc., 1989
[6] Chris Dick, Fred Harris: FPGA QAM Demodulator Design, Lecture Notes In Computer Science; Vol 2438
[7]Chris Dick, Fred Harris, Michael Rice: FPGA Implementation of Carrier Synchoronization for QAM Receivers, Journal of VLSI Signal Processing 36,5771,2004
[8] Figryes I., Szabo Z., Vanyai P : Digital Microwave Transmission Elsevier,Amsterdam, 1989.
